CN109980975A - 高频逆变器及其单极正弦脉冲宽度调制方法、计算机可读存储介质 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种高频逆变器及其单极正弦脉冲宽度调制方法，该方法可被编程成程序并存储于计算机可读存储介质当中，所述高频逆变器中的电桥包含四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4，开关管Q1、Q3相接所形成的支路并联开关管Q2、Q4相接所形成的支路；所述方法包含以下步骤：调制步骤，其获取两个波形相同、相位相反的脉冲SPWM1、SPWM2来分别驱动开关管Q1、Q2，所述脉冲SPWM1、SPWM2均只在半个工频周期内高频工作；结耦步骤，其获取两个波形相同、相位相反的脉冲SPWM3、SPWM4来分别驱动开关管Q3、Q4，所述脉冲SPWM3、SPWM4均在一个工频周期内一半工作于高频、一半工作于工频，所述脉冲SPWM3的高频窄脉冲与所述脉冲SPWM1的高频窄脉冲波形相同且时间同步。
Description
技术领域
本发明涉及逆变器领域，尤其涉及一种高频逆变器及其单极正弦脉冲宽度调制方法，该方法可被编程成程序并存储于计算机可读存储介质当中。
背景技术
现有技术中，应用单极性SPWM调制方法的高频逆变器如图1所示，其电桥由开关管Q1、Q2、Q3、Q4组成，其中开关管Q2、Q4以高频开关工作频率工作，称为高频臂，开关管Q1、Q3以50hz正弦波频率工作，称为低频臂或控制臂。
上述高频逆变器按照如图2所示的波形图来控制开关管的通断，由图2可知，现有技术的逆变器中，开关管Q2、Q4一直作为高频臂使用。由于高频臂的开关频率高，开关管Q2、Q4的开关损耗较大，导致开关管Q2、Q4的发热量高、寿命短，进而影响电桥的寿命。
发明内容
本发明的目的是延长高频逆变器中电桥的寿命。
为此，提供一种高频逆变器的单极正弦脉冲宽度调制方法，所述高频逆变器中的电桥包含四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4，开关管Q1、Q3相接所形成的支路并联开关管Q2、Q4相接所形成的支路；所述方法包含以下步骤：
调制步骤，其获取两个波形相同、相位相反的脉冲SPWM1、SPWM2来分别驱动开关管Q1、Q2，所述脉冲SPWM1、SPWM2均只在半个工频周期内高频工作；
结耦步骤，其获取两个波形相同、相位相反的脉冲SPWM3、SPWM4来分别驱动开关管Q3、Q4，所述脉冲SPWM3、SPWM4均在一个工频周期内一半工作于高频、一半工作于工频，所述脉冲SPWM3的高频窄脉冲与所述脉冲SPWM1的高频窄脉冲波形相同且时间同步。
进一步地，在调制步骤中，脉冲SPWM1、SPWM2的具体获取方法是：通过比较器，把两个相位相反的50Hz正弦调制波信号分别与同一个高频三角载波信号进行比较，从而调制出所述脉冲SPWM1、SPWM2。
进一步地，在结耦步骤中，脉冲SPWM3、SPWM4的具体获取方法是使两个脉冲SPWM1、SPWM2分别与两个互补的50Hz方波UN2、UP2进行逻辑或运算。
进一步地，在结耦步骤中，分别对方波UN2、UP2的上升沿进行延时，从而使脉冲SPWM1、SPWM2、SPWM3、SPWM4之间形成死区时间t。
还提供一种计算机可读存储介质，其存储有计算机程序，所述程序被处理器执行时实现上述的高频逆变器的单极正弦脉冲宽度调制方法。
还提供一种高频逆变器，包括电桥，电桥中有四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4，开关管Q1、Q3相接所形成的支路并联开关管Q2、Q4相接所形成的支路，还包括SPWM发生电路，SPWM发生电路设有低频信号发生器(100)、高频信号发生器(200)、第一比较器(310)、第二比较器(320)、过零比较器(330)、反相放大器、第一反相器(320)、第二反相器(510)、第一或门(710)和第二或门(720)，所述低频信号发生器(100)的输出端连接第一比较器(310)的同相输入端，该输出端还经反相放大器连接第二比较器(320)的同相输入端，高频信号发生器(200)的输出端分别连接第一比较器(310)、第二比较器(320)的反相输入端；所述低频信号发生器(100)的输出端还经过零比较器(330)连接至第二或门(720)的输入端，第二比较器(320)的输出端连接第二或门(720)的另一个输入端，过零比较器(330)的输出端经第二反相器(510)连接至第一或门(710)的输入端，第一比较器(310)的输出端连接第一或门(710)的另一个输入端；所述第一比较器(310)、第二比较器(320)、第一或门(710)、第二或门(720)的输出端分别连接开关管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极。
进一步地，SPWM发生电路还设有两个延时时序调整电路，其中一个延时时序调整电路串联在过零比较器(330)与第二或门(720)的连接线路中，另一个延时时序调整电路串联在第二反相器(510)与第一或门(710)的连接线路中，每个延时时序调整电路均设有电阻、二极管、电容、迟滞比较器和信号反相器，所述电阻与二极管并联，二极管的阴极作为延时时序调整电路的输入端，二极管的阳极分别连接迟滞比较器的输入端和电容的一端，电容的另一端接地，迟滞比较器的输出端经信号反相器后作为延时时序调整电路的输出端。
进一步地，高频逆变器还包括高频变压器T1和四个开关管S1、S2、S3、S4，高频变压器T1的初级线圈与电桥的输出端相接，高频变压器T1具有两个次级线圈，第一个次级线圈的4端与第二个次级线圈的6端相接从而形成接点B，接点B连接至地，第一个次级线圈的4端连接开关管S1的漏极，开关管S1的源极与开关管S2的源极相接，开关管S2的漏极与开关管S4的漏极相接从而形成接点A，开关管S4的源极与开关管S3的源极相接，开关管S3的漏极连接至第二个次级线圈的5端，外界负载串接在所述接点A与接点B之间。
进一步地，高频逆变器还包括电感Lr、电容Cr，滤波电感Lr的一端与开关管S2的漏极相接，滤波电感Lr的另一端经滤波电容Cr连接至所述接点B，外界负载并联于所述滤波电容Cr两端。
进一步地，高频逆变器还包括滤波电容Cin，滤波电容Cin与所述电桥的输入端并联。
进一步地，所述反相放大器设有运算放大器(410)和三个电阻R1、R2、R3，其中R1＝R2，R3＝R1//R2，电阻R2一端与低频信号发生器(100)的输出端相接，另一端分别连接运算放大器(410)的反相输入端和电阻R1的一端，电阻R1的另一端与运算放大器(410)的输出端相连，运算放大器(410)的同相输入端经电阻R3连接至地。
有益效果：
在本发明的高频逆变器中，开关管Q1、Q2只在半个工频周期内高频工作，开关管Q3、Q4在工频周期内一半工作于高频、一半工作于工频，从而实现高频臂与低频臂的交替变换，使得各个开关管的功耗、发热、寿命趋于一致，电桥的寿命得以延长。
附图说明
利用附图对本发明作进一步说明，但附图中的实施例不构成对本发明的任何限制，对于本领域的普通技术人员，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据以下附图获得其它的附图。
图1为传统高频逆变器的拓扑结构图。
图2为驱动传统高频逆变器进行逆变的时序图。
图3为本发明的高频逆变器的逆变电路的拓扑结构图。
图4为工频50Hz方波UP1、UN1及延时方波UP2、UN2的时序图。
图5为四个调制脉冲SPWM1、SPWM2、SPWM3、SPWM4的时序图。
图6为SPWM发生电路的拓扑结构图。
图7为信号发生器输出波形、放大反相器输出波形、调制脉冲SPWM1、SPWM2的时序图。
图8为第一延时时序调整电路、第二延时时序调整电路的的拓扑结构图。
具体实施方式
结合以下实施例对本发明作进一步描述。
见图3，本实施例的高频逆变器设有逆变电路，逆变电路包括直流电源Uin、滤波电容Cin、由可控开关管Q1-Q4组成的电桥、高频变压器T1、由可控开关管S1-S4组成的频率变换器、由电感Lr、电容Cr组成的低通滤波器和负载RL。其中，直流电源Uin的正电端分别与可控开关管Q1、Q2的漏极相接，直流电源Uin的负电端分别与可控开关管Q3、Q4的源极相接，可控开关管Q1的源极、可控开关管Q3的漏极分别连接高频变压器T1初级线圈的1端，可控开关管Q2的源极、可控开关管Q4的漏极分别连接高频变压器T1初级线圈的2端。高频变压器T1具有两个次级线圈，第一个次级线圈的4端与第二个次级线圈的6端相接从而形成接点B，接点B连接至地，第一个次级线圈的4端连接可控开关管S1的漏极，可控开关管S1的源极与可控开关管S2的源极相接，可控开关管S2的漏极连接可控开关管S4的漏极，可控开关管S4的源极与可控开关管S3的源极相接，可控开关管S3的漏极连接至第二个次级线圈的5端，滤波电感Lr的一端与可控开关管S2的漏极相接从而形成接点A，滤波电感Lr的另一端分别经滤波电容Cr、负载RL连接至地。
运行高频逆变器的过程中，当可控开关管Q1、Q4导通时，接点A、B两端输出工频正弦波电压的正半周，此时通过控制开关管S1、S2导通，开关管S3、S4关断，使电能沿第一个次级线圈的3端、开关管S1、开关管S2、滤波电感Lr、负载RL依次传输；当可控开关管Q2、Q3导通时，接点A、B两端工频正弦波电压的负半周，此时通过控制开关管S1、S2关断，开关管S3、S4导通，使电能沿第二个次级线圈的5端、开关管S3、开关管S4、滤波电感Lr、负载RL依次传输。如此，通过向开关管S1、S2提供如图4所示的工频50Hz方波UP1，向开关管S3、S4提供如图4所示的工频50Hz方波UN1，并使方波UP1、UN1互补，即可实现电能的双向移动，使高频逆变器在正弦电压的正负半周均能为负载RL供能。
需要说明的是，在为负载RL供能的过程中，Lr、Cr组成低通滤波器对电能进行滤波。
为了延长高频逆变器中电桥的寿命，在高频逆变器运行的过程中，可控开关管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极分别输入如图5所示的四个调制脉冲SPWM1、SPWM2、SPWM3、SPWM4，这四个调制脉冲的周期均为50Hz工频，四个调制脉冲中的高频窄脉冲的波形相同，其中：
调制脉冲SPWM1仅在工频正半周Ts1中存在有窄脉冲，其工频负半周Ts2均为低电平；
调制脉冲SPWM2与调制脉冲SPWM1的脉冲波形相同，相位相反；
调制脉冲SPWM3仅在工频正半周Ts1中存在有窄脉冲，其工频负半周Ts2中除死区时间t(详见下文)外的时段均为高电平；
调制脉冲SPWM4与调制脉冲SPWM3的脉冲波形相同，相位相反。
根据图5中四个调制脉冲SPWM1、SPWM2、SPWM3、SPWM4的波形可知：
在工频正半周Ts1中，开关管Q1、Q3工作于高频，开关管Q2、Q4工作于工频，也就说在工频正半周Ts1中，是以开关管Q1、Q3作为高频臂，以开关管Q2、Q4作为低频臂；
而在工频负半周Ts2中，开关管Q1、Q3工作于工频，开关管Q2、Q4工作于高频，也就说在工频负半周Ts2中，变成以开关管Q1、Q3作为低频臂，以开关管Q2、Q4作为高频臂，在四个调制脉冲的控制下，高频臂与低频臂在一个工频周期内发生了交替变换。
通过上述四个调制脉冲，可使开关管Q1、Q2只在半个工频周期内高频工作，开关管Q3、Q4在工频周期内一半工作于高频、一半工作于工频，并实现高频臂与低频臂的交替变换，使得各个开关管的功耗、发热、寿命趋于一致，实现电桥寿命的延长。
进一步地，为了避免高频臂与低频臂同时导通，造成电源短路，四个调制脉冲SPWM1、SPWM2、SPWM3、SPWM4之间设有死区时间t。
本实施例的双向高频逆变器还设有如图6所示的SPWM发生电路，四个调制脉冲通过SPWM发生电路产生。
见图6，SPWM发生电路由低频信号发生器100、高频信号发生器200、第一比较器310、第二比较器320、过零比较器330、反相放大器、第一反相器320、第二反相器510、第一或门710、第二或门720、第一延时时序调整电路810、第二延时时序调整电路820等组成。其中，低频信号发生器100产生的低频正弦波信号与经反相放大器反相的低频正弦波信号被分别送入第一比较器310、第二比较器320的同相输入端，高频信号发生器200所发出的高频三角波被分别送入第一比较器310、第二比较器320的反相输入端。如此操作后，见图7，低频信号发生器100产生的工频正弦波信号um1会与高频信号发生器200产生的高频三角波信号Uc相比较，在工频正半周内，若正弦波大于三角波则输出高电平，否则输出低电平，从而得到一组幅值相同、脉宽呈正弦波变化的脉冲，即SPWM1；工频正弦波信号um1经反相后形成正弦波信号um2，正弦波信号um2与高频三角波信号Uc比较，从而在工频负半周内得到一组幅值相同、脉宽呈正弦波变化的脉冲，即SPWM2。脉冲SPWM1、SPWM2分别从第一比较器310、第二比较器320的输出端输出。
见图6，上段中，反相放大器由运算放大器410和电阻R1、R2、R3构成，R1＝R2，R3＝R1//R2；电阻R2一端与低频信号发生器100的输出端相接，另一端分别连接运算放大器410的反相输入端和电阻R1；电阻R3一端与运算放大器410的同相输入端相接，另一端接地。
见图6，低频信号发生器100发出的低频正弦波信号还送入过零比较器330的同相输入端，过零比较器330的反相输入端接地，过零比较器330输出的方波UP1及经第二反相器510生成方波UN1被分别送入第一延时时序调整电路810、第二延时时序调整电路820。
见图8，第一延时时序调整电路810由电阻R4、二极管D1、电容C1、第一迟滞比较器610、第三反相器520组成，其中电阻R4与二极管D1并联，二极管D1的阴极接过零比较器330的输出端，D1的阳极分别连接第一迟滞比较器610的输入端和电容C1，电容C1的另一端接地，第一迟滞比较器610的输出端接第三反相器520的输入端。方波UP1经由R4、D1、C1、第一迟滞比较器610组成的延时电路后实现电平下降沿延时，延时时间由R4、C1决定，延时后，波形再通过第三反相器520翻转，形成图4中的方波UP2。
第二延时时序调整电路820由电阻R5、二极管D2、电容C2、第二迟滞比较器620、第四反相器530组成，其内部连接结构可参照第一延时时序调整电路810设置，此处不作赘述，其中二极管D2的阴极接第二反相器510的输出端，第四反相器530输出的波形即为图4中的方波UN2。
见图6，把第一延时时序调整电路810输出的方波UP2、第二延时时序调整电路820输出的方波UN2分别送入第二或门720、第一或门710的输入端，把第一比较器310输出的脉冲SPWM1、第二比较器320输出的脉冲SPWM2分别送入第一或门710、第二或门720的另一个输入端，如此，通过逻辑或运算，第一或门710、第二或门720即可分别输出所需的调制脉冲SPWM3、SPWM4。
获得调制脉冲SPWM1、SPWM2、SPWM3、SPWM4后，把第一比较器310输出的调制脉冲SPWM1输送至开关管Q1的栅极；把第二比较器320输出的调制脉冲SPWM2输送至开关管Q2的栅极；把第一或门710输出的调制脉冲SPWM3输送至开关管Q3的栅极；把第二或门720输出的调制脉冲SPWM4输送至开关管Q4的栅极。
与现有技术相比，本实施例的高频逆变器具有如下优点：
1、开关管Q1、Q2只在半个工频周期内高频工作，开关管Q3、Q4在工频周期内一半工作于高频、一半工作于工频，从而实现高频臂与低频臂的交替变换，使得各个开关管的功耗、发热、寿命趋于一致，电桥的寿命得以延长；
2、通过设置由可控开关管S1-S4组成的频率变换器，实现了逆变的双向电能传递，提高了逆变效率，此外，频率变换器还能使高频逆变器自然换流，减少换流时产生的电压尖峰，进一步地降低高频逆变器整体的开关损耗。
3、通过单极SPWM调制进行简单的“或”逻辑合成，即可获取到所需的调制脉冲，电路简单易于实现。
最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对本申请保护范围的限制，尽管参照较佳实施例对本申请作了详细地说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本申请的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本申请技术方案的实质和范围。
Claims (10)
1.高频逆变器的单极正弦脉冲宽度调制方法，
所述高频逆变器中的电桥包含四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4，开关管Q1、Q3相接所形成的支路并联开关管Q2、Q4相接所形成的支路；
其特征是所述方法包含以下步骤：
调制步骤，其获取两个波形相同、相位相反的脉冲SPWM1、SPWM2来分别驱动开关管Q1、Q2，所述脉冲SPWM1、SPWM2均只在半个工频周期内高频工作；
结耦步骤，其获取两个波形相同、相位相反的脉冲SPWM3、SPWM4来分别驱动开关管Q3、Q4，所述脉冲SPWM3、SPWM4均在一个工频周期内一半工作于高频、一半工作于工频，所述脉冲SPWM3的高频窄脉冲与所述脉冲SPWM1的高频窄脉冲波形相同且时间同步。
2.根据权利要求1所述的高频逆变器的单极正弦脉冲宽度调制方法，其特征是，在调制步骤中，脉冲SPWM1、SPWM2的具体获取方法是：通过比较器，把两个相位相反的50Hz正弦调制波信号分别与同一个高频三角载波信号进行比较，从而调制出所述脉冲SPWM1、SPWM2。
3.根据权利要求2所述的高频逆变器的单极正弦脉冲宽度调制方法，其特征是，在结耦步骤中，脉冲SPWM3、SPWM4的具体获取方法是使两个脉冲SPWM1、SPWM2分别与两个互补的50Hz方波UN2、UP2进行逻辑或运算。
4.根据权利要求3所述的高频逆变器的单极正弦脉冲宽度调制方法，其特征是，在结耦步骤中，分别对方波UN2、UP2的上升沿进行延时，从而使脉冲SPWM1、SPWM2、SPWM3、SPWM4之间形成死区时间t。
5.计算机可读存储介质，其存储有计算机程序，其特征是，所述程序被处理器执行时实现如权利要求1-4中任一项所述的高频逆变器的单极正弦脉冲宽度调制方法。
6.高频逆变器，包括电桥，电桥中有四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4，开关管Q1、Q3相接所形成的支路并联开关管Q2、Q4相接所形成的支路，其特征是：
还包括SPWM发生电路，SPWM发生电路设有低频信号发生器(100)、高频信号发生器(200)、第一比较器(310)、第二比较器(320)、过零比较器(330)、反相放大器、第一反相器(320)、第二反相器(510)、第一或门(710)和第二或门(720)，
所述低频信号发生器(100)的输出端连接第一比较器(310)的同相输入端，该输出端还经反相放大器连接第二比较器(320)的同相输入端，高频信号发生器(200)的输出端分别连接第一比较器(310)、第二比较器(320)的反相输入端；
所述低频信号发生器(100)的输出端还经过零比较器(330)连接至第二或门(720)的输入端，第二比较器(320)的输出端连接第二或门(720)的另一个输入端，过零比较器(330)的输出端经第二反相器(510)连接至第一或门(710)的输入端，第一比较器(310)的输出端连接第一或门(710)的另一个输入端；
所述第一比较器(310)、第二比较器(320)、第一或门(710)、第二或门(720)的输出端分别连接开关管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极。
7.根据权利要求6所述的高频逆变器，其特征是，SPWM发生电路还设有两个延时时序调整电路，其中一个延时时序调整电路串联在过零比较器(330)与第二或门(720)的连接线路中，另一个延时时序调整电路串联在第二反相器(510)与第一或门(710)的连接线路中，每个延时时序调整电路均设有电阻、二极管、电容、迟滞比较器和信号反相器，所述电阻与二极管并联，二极管的阴极作为延时时序调整电路的输入端，二极管的阳极分别连接迟滞比较器的输入端和电容的一端，电容的另一端接地，迟滞比较器的输出端经信号反相器后作为延时时序调整电路的输出端。
8.根据权利要求6或7所述的高频逆变器，其特征是，还包括高频变压器T1和四个开关管S1、S2、S3、S4，高频变压器T1的初级线圈与电桥的输出端相接，高频变压器T1具有两个次级线圈，第一个次级线圈的4端与第二个次级线圈的6端相接从而形成接点B，接点B连接至地，第一个次级线圈的4端连接开关管S1的漏极，开关管S1的源极与开关管S2的源极相接，开关管S2的漏极与开关管S4的漏极相接从而形成接点A，开关管S4的源极与开关管S3的源极相接，开关管S3的漏极连接至第二个次级线圈的5端，外界负载串接在所述接点A与接点B之间。
9.根据权利要求8所述的高频逆变器，其特征是，还包括电感Lr、电容Cr，滤波电感Lr的一端与开关管S2的漏极相接，滤波电感Lr的另一端经滤波电容Cr连接至所述接点B，外界负载并联于所述滤波电容Cr两端。
10.根据权利要求8所述的高频逆变器，其特征是，还包括滤波电容Cin，滤波电容Cin与所述电桥的输入端并联。
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