CN111355397A - 输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器及控制方法，该逆变器包括升压电路、全桥逆变电路。升压电路包含第一升压电感L₁、第二升压电感L₂、第一升压电容C₁、第二升压电容C₂以及第一升压二极管D₁。电感L₁的一端与二极管D₁的阳极、电容C₂的负极相连，二极管D₁的阴极与电容C₁的正极、电感L₂的一端相连。全桥逆变电路包含开关管S₁‑S₄，开关管S₁和S₂串联形成第一桥臂电路，开关管S₃和S₄串联形成第二桥臂电路，两桥臂电路并联。本发明实现了在低占空比条件下的高增益升压逆变，且具有输入电流连续、适应输入电压宽范围变化、变换效率较高、电容电压应力低、结构简单、成本低等优点，特别适用于中小功率分布式光伏并网发电系统。

Description

输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器及控制方法

技术领域

本申请涉及一种逆变器拓扑及控制技术领域，具体涉及一种输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器及控制方法。

背景技术

为了降低传统化石能源在能源消费结构中的比例，改善环境污染问题，近年来可再生能源分布式发电系统得到了各国的大力发展。在这些电源系统中，输入侧通常为光伏电池、燃料电池或蓄电池，其输出电压较低，且波动范围较大。为了满足电网或交流负载设备的电压要求，上述系统普遍采用DC/DC升压变换器级联电压源型全桥逆变器的两级式结构。该方案能较好的适应输入电压的宽变化范围，且控制较为简单。然而，两级功率变换增加了系统的器件数量和成本，且整体效率难以进一步提升。与之相比，单级式升压逆变器可以通过一级功率变换同时实现升压和逆变控制，功率器件相对较少，可具有更高的集成度和系统效率。常见单级式升压逆变器主要分以下几种：电流源型逆变器、Z源逆变器及其改进型、差动式逆变器以及集成式升压逆变器等。与其他几种单级式升压逆变器相比，图1所示的单相集成式逆变器通过复用部分功率管，将Boost变换器与电压源型全桥逆变器集成在一起，减少了开关管数量，在系统集成度和成本上更具优势。然而，为了实现升压逆变，该单相集成式逆变器必须工作在输入电感电流断续模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)。由于输入电流脉动很大，因而系统通态损耗也较大，且输入侧必须并联很大容量的电解电容，才能应用于对输入电流连续性要求较高的场合，导致系统可靠性和功率密度下降。另外，由于DCM条件下直流母线电压随着占空比而急剧变化，很容易引起过调制，导致交流输出波形畸变，因而有学者提出让升压桥臂(图1中的前桥臂)工作在恒定占空比PWM方式下，而逆变桥臂(图1中的后桥臂)工作在SPWM调方式下，通过改变输出功率P_o来调节直流母线电压，通过改变调制比M来调节并网电流。采用该调制策略，图1所示的单相集成式逆变器可以较好的解决直流母线电压调节和过调制问题，但是其不能用于光伏并网发电场合，因为该场合下并网逆变器处于光伏阵列的最大功率点跟踪(Maximum Power PointTracking,MPPT)控制，其输出功率由输入功率决定，无法自由调节。

因此，需要对图1所示的单相集成式逆变器及其控制策略进行改进，使其能在输入电流连续模式下具有较高的电压增益，且能够应用于光伏并网发电场合。

发明内容

有鉴于此，本申请提供了一种输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器及控制方法，具有输入电流连续、升压能力强、适应输入电压宽范围变化、变换效率较高、电容电压应力低、结构简单、成本低等优点。

为了实现上述目的，本发明提供了一种输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器，包括全桥逆变电路，所述全桥逆变电路包括第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂由第一开关管S₁和第二开关管S₂串联构成，所述第二桥臂由第三开关管S₃和第四开关管S₄串联构成，所述输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器还包括：

升压电路，所述升压电路包括第一升压电感L₁、第二升压电感L₂、第一升压二极管D₁、第一升压电容C₁和第二升压电容C₂，其中，所述第一升压电感L₁一端连接输入电源的正极，另一端连接所述第一升压二极管D₁的阳极，所述第二升压电感L₂的一端连接所述第一升压二极管D₁的阴极，另一端接入所述第一桥臂的中点，所述第一升压电容C₁的正极连接所述第一升压二极管D₁的阴极，所述第一升压电容C₁的负极连接输入电源的负极，所述第二升压电容C₂的负极与所述第一升压二极管D₁的阳极连接，所述第二升压电容C₂的阴极接入所述第一桥臂的中点；

滤波电路，所述滤波电路由第一滤波电感L_f与第二滤波电容C_f串联构成，所述滤波电路的两端分别与所述第一桥臂、第二桥臂的中点连接，所述滤波电路还连接电网；

所述单相高增益光伏并网逆变器还包括直流母线电容C_dc、第一滤波电容C_in，所述直流母线电容C_dc的正极连接第一开关管S₁的漏极，所述直流母线电容C_dc的负极连接所述第一升压二极管D₁的阴极，所述第一滤波电容C_in与输入电源并联。

进一步的，所述全桥逆变电路中的各个开关管为自带体二极管的金氧半场效晶体管，也可为不带体二极管的开关管与二极管反向并联而成。

进一步的，所述输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器的第一升压电感L₁和第二升压电感L₂的电流均连续。

进一步的，所述单相高增益逆变器的电压增益

式中：D为第二开关管S₂的驱动信号占空比，0.4≤D<0.5；M＝2U_rm/U_cm≤0.8为调制比，U_rm为交流调制信号u_rac的幅值，U_cm为单极性三角载波u_c的幅值。

本发明还提供了一种上述输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器的控制方法，所述控制方法包括：

进行MPPT控制，得到直流调制信号u_rdc；

进行并网控制，得到交流调制信号u_rac；

将直流调制信号u_rdc与单极性三角载波u_c交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号；该驱动信号取反，以控制第一开关管S₁；

将交流调制信号u_rac与单极性三角载波u_c交截，产生第四开关管S₄的SPWM驱动信号；该信号取反，以控制第三开关管S₃；

其中，所述MPPT控制包括：

对逆变器的输入电压u_in、输入电流i_in进行采样，经MPPT算法获得输入电源电压基准u_in,ref；

将输入电压u_in与输入电压基准值u_in,ref比较，其误差信号送至输入电压控制器G_uin(s)，而G_uin(s)的输出信号经过第一限幅环节Lim1后，得到直流调制信号u_rdc；所述第一限幅环节Lim1的作用是将控制器G_uin(s)的输出信号的最大值限制为0.5U_cm，最小值限制为0.4U_cm；

所述并网控制包括：

将直流母线电压u_dc与直流母线电压基准值u_dc,ref比较，其误差信号送至直流母线电压控制器G_udc(s)，控制器G_udc(s)的输出为并网电流的幅值基准信号I_gm,ref；

对电网电压u_g进行采样，通过锁相环PLL，得到相位信号

计算得到并网电流基准值i_g,ref＝I_gm,ref

将并网电流i_g与并网电流基准值i_g,ref进行比较，其误差送入并网电流控制器G_ig(s)，控制器G_ig(s)的输出信号u_r经过第二限幅环节Lim2后叠加正向偏置，得到交流调制信号u_rac；所述第二限幅环节Lim2的作用是将u_r的最大幅值限制为0.4U_cm；所述正向偏置的偏置量为u_rdc。

进一步的，所述输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器在交流调制波正半波的每个开关周期内的工作过程包括如下三个模态：

(1)模态1，t₀-t₁：

在t₀时刻，开通第二开关管S₂、第四开关管S₄，并网电流通过第二开关管S₂的反并二极管和第四开关管S₄续流，第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降，第一升压电感电流i_L1、第二升压电感电流i_L2线性上升，到t₁时刻，模态1结束；

(2)模态2，t₁-t₂：

t₁时刻，关断第二开关管S₂、第四开关管S₄，开通第一开关管S₁、第三开关管S₃，并网侧通过第一开关管S₁和第二开关管S₂的反并二极管续流，第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受反向压降，和直流母线电容C_dc同时向第一升压电容C₁、第二升压电容C₂进行充电，第一升压二极管D₁正向偏置，第一升压电感电流i_L1、第二升压电感电流i_L2线性下降，到t₂时刻，模态2结束；

(3)模态3，t₂-t₃：在t₂时刻，关断第三开关管S₃，开通第四开关管S₄，第一升压电感L₁、第二升压电感L₂依旧承受反向压降，经第一升压二极管D₁和第二开关管S₂的反并二极管，和第二升压电容C₂同时向电网和第一升压电容C₁、直流母线电容C_dc供电，到t₃时刻，模态3结束。

与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：

本发明提出的输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器，在图1所示的单相集成式升压逆变器的基础上，仅增加了1个电感和2个电容，就实现了高增益升压逆变。由于输入电流连续，因而光伏输入侧的滤波电容量可以大幅度减小，使得无电解电容成为可能，提高了系统可靠性；而且，升压桥臂可以采用PWM控制来进行调压，因此适用于光伏发电、独立逆变等各种输出功率无法调节的升压逆变场合，应用范围更广。此外，其还具有适应输入电压宽范围变化，升压能力强、变换效率较高、电容电压应力低、结构简单、成本低等优点。

附图说明

图1为背景技术中所提到的单相集成式升压逆变器的电路结构示意图；

图2为本申请实施例提供的一种单相高增益光伏并网逆变器的电路结构示意图；

图3为本申请实施例提供的控制方法的逻辑结构框图；

图4为本申请实施例提供的调制策略示意图；

图5(a)到(c)为图2所示单相高增益光伏并网逆变器在一个开关周期内的3种工作模态等效图；

图6为图2所示单相高增益光伏并网逆变器在一个开关周期内的主要工作波形图；

图7(a)到(c)为图2所示单相高增益光伏并网逆变器的仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图2示出本申请实施例一种输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器的电路结构示意图。作为示例性而非限定性实施例，该单相高增益逆变器包括升压电路、全桥逆变电路、滤波电路。该单相高增益逆变器的输入端与输入电源连接，输出端与电网连接，用于向电网供电。

其中，全桥逆变电路包括第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄，第一开关管S₁和第二开关管S₂串联构成第一桥臂，第三开关管S₃和第四开关管S₄串联构成第二桥臂，第一桥臂与第二桥臂并联。

对于第一桥臂，第一开关管S₁的漏极连接直流母线电容C_dc的正极，源极连接第一桥臂的中点a，第二开关管S₂的漏极连接第一桥臂的中点a，源极连接输入电源的负极。需要说明的是，本实施例中，桥臂中点a并不一定限制为物理尺度上的中间点，而可以是位于第一开关管S₁和第二开关管S₂之间连线上的任一点。

对于第二桥臂，第三开关管S₃的漏极连接直流母线电容C_dc的正极，源极连接第二桥臂的中点b，第四开关管S₄的漏极连接第二桥臂的中点b，源极连接输入电源的负极。需要说明的是，本实施例中，桥臂中点b并不一定限制为物理尺度上的中间点，而可以是位于第三开关管S₃和第四开关管S₄之间连线上的任一点。

在此实施例中，滤波电路与全桥逆变电路连接，滤波电路包括第一滤波电感L_f和第二滤波电容C_f，第一滤波电感L_f的一端接入第一桥臂中点a，另一端连接第二滤波电容C_f的正极，第二滤波电容C_f的负极接入第二桥臂的中点b。第二滤波电容与电网u_g并联。

在此实施例中，第一升压电感L₁、第二升压电感L₂、第一升压二极管D₁、第一升压电容C₁和第二升压电容C₂组成升压电路，第一升压电感L₁一端连接输入电源的正极，另一端连接第一升压二极管D₁的阳极，第二升压电感L₂的一端连接第一升压二极管D₁的阴极，另一端接入第一桥臂的中点a，第一升压电容C₁的正极连接第一升压二极管D₁的阴极，第一升压电容C₁的负极连接输入电源的负极，第二升压电容C₂的负极与第一升压二极管D₁的阳极连接，第二升压电容C₂的负极接入所述第一桥臂的中点a。

在此实施例中，直流母线电容C_dc的正极连接第一开关管S₁的漏极，直流母线电容C_dc的负极连接第一升压二极管D₁的阴极，第一滤波电容C_in与输入电源并联。

在此实施例中，全桥逆变电路的开关管S₁～S₄可以为自带体二极管的金氧半场效晶体管(MOSFET)，也可为不带体二极管的开关管与二极管反向并联而成。

下面按照图2的电路对本申请的输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器的控制方法进行说明。图3为本申请实施例提供的控制方法的逻辑结构框图；图4为该逆变器所采用的调制策略示意图。

请参照图3，该控制方法包括：

对逆变器的输入电压u_in、输入电流i_in进行采样，经MPPT算法获得输入电压基准值u_in,ref；将输入电压u_in与输入电压基准值u_in,ref比较，其误差信号送至输入电压控制器G_uin(s)，而G_uin(s)的输出信号经过第一限幅环节Lim1后，得到直流调制信号u_rdc；所述第一限幅环节Lim1的作用是将控制器G_uin(s)的输出信号的最大值和最小值进行限制。

将直流母线电压u_dc与直流母线电压基准值u_dc,ref比较，其误差信号送至直流母线电压控制器G_udc(s)，控制器G_udc(s)的输出为并网电流的幅值基准信号I_gm,ref；对电网电压u_g进行采样，通过锁相环PLL，得到相位信号

计算得到并网电流基准值i_g,ref＝I_gm,ref

将并网电流i_g与并网电流基准值i_g,ref进行比较，其误差送入并网电流控制器G_ig(s)，控制器G_ig(s)的输出信号u_r经过第二限幅环节Lim2后叠加正向偏置，得到交流调制信号u_rac；所述第二限幅环节Lim2的作用是将u_r的最大幅值进行限制；所述正向偏置的偏置量为u_rdc。

如图4所示，直流调制信号u_rdc与单极性三角载波u_c交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号；该驱动信号取反，以控制第一开关管S₁；所述第二开关管S₂的驱动信号的占空比D必须满足：0.5M≤D<0.5；为了获得较大的占空比调节范围，同时兼顾交流输出波形质量，通常设定最大调制比为M_max＝0.8，即所述第二限幅环节Lim2将u_r的最大幅值限制为0.4U_cm。因此，相应的有D≥0.5M_max＝0.4，即所述第一限幅环节Lim1将控制器G_uin(s)的输出信号的最大值限制为0.5U_cm，最小值限制为0.4U_cm。

如图4所示，交流调制信号u_rac与单极性三角载波u_c交截，产生第四开关管S₄的SPWM驱动信号；该信号取反，以控制第三开关管S₃；

直流调制信号u_rdc的调节，可改变第二开关管S₂的驱动信号占空比，实现光伏阵列最大功率点跟踪；交流调制信号幅值U_rm的调节，可以改变调制比M，从而实现直流母线电压与并网电流波形的控制。

下面按照图2的电路连接方式以及图3、图4所示的控制和调制方法对本申请的输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器的工作过程进行说明。

一个开关周期内，该逆变器的工作过程可分为3种模态，第一升压电容C₁和直流母线电容C_dc足够大，可忽略其电压纹波，且第一升压电感L₁和第二升压电感L₂的电流均连续，各模态的等效电路分别如图5(a)～图5(c)所示；一个开关周期内的主要波形示意图，如图6所示。

分述如下：

模态1：等效电路如图5(a)所示，[t₀-t₁]阶段。

在t₀时刻，开通第二开关管S₂、第四开关管S₄。并网电流通过第二开关管S₂的反并二极管和第四开关管S₄续流。第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降(U_in+U_CZ)，第一升压电感电流i_L1、第二升压电感电流i_L2线性上升。到t₁时刻，模态1结束。

第一升压电感L₁电流：

第二升压电感L₂电流：

第一桥臂中点a与第二桥臂中b间电压：

u_ab(t)＝0 (5)

模态1持续的时间为：

Δt₁＝DT_s (6)

模态2：等效电路如图5(b)所示[t₁-t₂]阶段。

t₁时刻，关断第二开关管S₂、第四开关管S₄，开通第一开关管S₁、第三开关管S₃，并网侧通过第一开关管S₁和第二开关管S₂的反并二极管续流。第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受反向压降，和直流母线电容C_dc同时向第一升压电容C₁、第二升压电容C₂进行充电。第一升压二极管D₁正向导通。第一升压电感电流i_L1、第二升压电感电流i_L2线性下降。到t₂时刻，模态2结束。

第一升压电感L₁电流：

第二升压电感L₂电流：

第一桥臂中点a与第二桥臂中b间电压：

u_ab(t)＝0 (9)

模态3：等效电路如图5(c)所示，[t₂-t₃]阶段。

在t₂时刻，关断第三开关管S₃，开通第四开关管S₄。第一升压电感L₁、第二升压电感L₂依旧承受反向压降，经第一升压二极管D₁和第二开关管S₂的反并二极管，和第二升压电容C₂同时向电网和第一升压电容C₁、直流母线电容C_dc供电。到t₃时刻，模态3结束。

第一升压电感L₁电流：

第二升压电感L₂电流：

第一桥臂中点a与第二桥臂中b间电压：

u_ab(t)＝U_dc (12)

模态2和模态3持续的时间为：

Δt₂＝(1-D)T_s (13)

下面对本发明所提逆变器的电压增益进行分析。

根据第一升压电感L₁、第二升压电感L₂的伏秒平衡，可得：

(U_in+U_C2)DT_s＝(U_dc-U_in-U_C2)(1-D)T_s (14)

U_C1DT_s＝(U_dc-U_C1)(1-D)T_s (15)

此外，由图5(b)可得：

U_C1+U_C2＝U_dc (16)

根据式(14)-式(16)，可得：

由式(17)可以看出占空比D必须小于0.5。

若输入电源的负端为零电位，则结合图2、图5与模态分析，第一桥臂中点a点电位在一个开关周期内的平均值可表示为：

第二桥臂中点b点电位在一个开关周期内的平均值可表示为：

因此，可得输出电压基波分量：

即

由此可推得，理想条件下本发明所提单相高增益逆变器的电压增益为：

可以看出，M＝0.8，D＝0.46时，本发明所提逆变器的电压增益G＝5，即在较低占空比条件下实现了输入电压的高增益变换，拓宽了输入电压变化范围。

基于以上对本发明的逆变器的电压增益的分析，下面对其电压应力进行分析

由式(14)、式(15)，可推得第一升压电容C₁、第二升压电容C₂的电压应力：

从模态1中可推得第一升压二极管D₁的电压应力：

同样可得到直流母线电容C_dc的电压应力：

开关管S₁-S₄的电压应力等于直流母线电压，即：

为了验证上述理论分析的正确性，使用saber仿真软件对本发明所提单相高增益光伏并网逆变器进行仿真验证，其设计指标如下：光伏阵列等效为理想电压源(U_pv＝35V)与电阻(R_o＝0.43Ω)的串联电路，开关频率f_s＝20kHz，直流母线电压控制目标值U_dc＝390V，电网电压U_g＝110V，频率f＝50Hz，满载功率P_max＝250W(对应的输入电压为U_in＝31.6V)。基于此技术指标，对该逆变器进行主电路参数设计，分别为：第一升压电感L₁＝2.4mH，第二升压电感L₂＝2.4mH，输入电容C_in＝10μF，第一升压电容C₁＝200μF，第二升压电容C₂＝200μF，直流母线电容C_dc＝2mF，输出滤波电容C_f＝20μF，输出滤波电感L_f＝4mH。输入电压控制器G_uin(s)、直流母线电压控制器G_udc(s)和输出电压控制器G_uo(s)均为PI控制器。其中，G_uin(s)控制参数为：k_p1＝20，k_i1＝500；G_udc(s)控制参数为：k_p2＝10，k_i2＝200；G_uo(s)控制参数为k_p3＝10，k_i3＝1000。

仿真实验波形图如图7所示。

图7(a)中给出了本发明所述单相高增益光伏并网逆变器的调制信号u_rac和u_c、输入电压u_in、直流母线电压u_dc以及电网电压u_g、电流i_g的仿真波形；图7(b)中给出了工频正半周期开关管驱动信号与第一升压电感电流i_L1、第二升压电感电流i_L2的仿真波形；图7(c)中给出了工频负半周期开关管驱动信号与第一升压电感电流i_L1、第二升压电感电流i_L2的仿真波形。可以看出，输入电感电流i_L1和i_L2均连续；输入电压和直流母线电压分别为31.6V和390V，和控制目标值相一致；电网电压与并网电流同频同相，实现了纯有功并网；调制比M＝2U_rm/U_cm＝0.8，占空比D＝0.46，电压增益实测值为G＝U_om/U_in≈4.92，与理论值G＝M/(1-2D)/2＝5基本吻合，表明所述逆变器确实可实现高增益升压逆变，验证了理论分析的正确性。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (6)

1.一种输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器，包括全桥逆变电路，所述全桥逆变电路包括第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂由第一开关管S₁和第二开关管S₂串联构成，所述第二桥臂由第三开关管S₃和第四开关管S₄串联构成，其特征在于，所述输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器还包括：

升压电路，所述升压电路包括第一升压电感L₁、第二升压电感L₂、第一升压二极管D₁、第一升压电容C₁和第二升压电容C₂，其中，所述第一升压电感L₁一端连接输入电源的正极，另一端连接所述第一升压二极管D₁的阳极，所述第二升压电感L₂的一端连接所述第一升压二极管D₁的阴极，另一端接入所述第一桥臂的中点，所述第一升压电容C₁的正极连接所述第一升压二极管D₁的阴极，所述第一升压电容C₁的负极连接输入电源的负极，所述第二升压电容C₂的负极与所述第一升压二极管D₁的阳极连接，所述第二升压电容C₂的阴极接入所述第一桥臂的中点；

滤波电路，所述滤波电路由第一滤波电感L_f与第二滤波电容C_f串联构成，所述滤波电路的两端分别与所述第一桥臂、第二桥臂的中点连接，所述滤波电路还连接电网；

所述单相高增益光伏并网逆变器还包括直流母线电容C_dc、第一滤波电容C_in，所述直流母线电容C_dc的正极连接第一开关管S₁的漏极，所述直流母线电容C_dc的负极连接所述第一升压二极管D₁的阴极，所述第一滤波电容C_in与输入电源并联。

2.根据权利要求1所述的输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器，其特征在于，所述全桥逆变电路中的各个开关管为自带体二极管的金氧半场效晶体管，也可为不带体二极管的开关管与二极管反向并联而成。

3.根据权利要求1所述的输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器，其特征在于，所述输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器的第一升压电感L₁和第二升压电感L₂的电流均连续。

4.根据权利要求1所述的输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器，其特征在于，所述单相高增益逆变器的电压增益

式中：D为第二开关管S₂的驱动信号占空比，0.4≤D<0.5；M＝2U_rm/U_cm≤0.8为调制比，U_rm为交流调制信号u_rac的幅值，U_cm为单极性三角载波u_c的幅值。

5.权利要求1～4任一项所述输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：

进行MPPT控制，得到直流调制信号u_rdc；

进行并网控制，得到交流调制信号u_rac；

将直流调制信号u_rdc与单极性三角载波u_c交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号；该驱动信号取反，以控制第一开关管S₁；

将交流调制信号u_rac与单极性三角载波u_c交截，产生第四开关管S₄的SPWM驱动信号；该信号取反，以控制第三开关管S₃；

其中，所述MPPT控制包括：

对逆变器的输入电压u_in、输入电流i_in进行采样，经MPPT算法获得输入电源电压基准u_in,ref；

将输入电压u_in与输入电压基准值u_in,ref比较，其误差信号送至输入电压控制器G_uin(s)，而G_uin(s)的输出信号经过第一限幅环节Lim1后，得到直流调制信号u_rdc；所述第一限幅环节Lim1的作用是将控制器G_uin(s)的输出信号的最大值限制为0.5U_cm，最小值限制为0.4U_cm；

所述并网控制包括：

将直流母线电压u_dc与直流母线电压基准值u_dc,ref比较，其误差信号送至直流母线电压控制器G_udc(s)，控制器G_udc(s)的输出为并网电流的幅值基准信号I_gm,ref；

对电网电压u_g进行采样，通过锁相环PLL，得到相位信号

计算得到并网电流基准值

将并网电流i_g与并网电流基准值i_g,ref进行比较，其误差送入并网电流控制器G_ig(s)，控制器G_ig(s)的输出信号u_r经过第二限幅环节Lim2后叠加正向偏置，得到交流调制信号u_rac；所述第二限幅环节Lim2的作用是将u_r的最大幅值限制为0.4U_cm；所述正向偏置的偏置量为u_rdc。

6.根据权利要求5所述的输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器的控制方法，其特征在于：所述输入电流连续的单相高增益光伏并网逆变器在交流调制波正半波的每个开关周期内的工作过程包括如下三个模态：

(1)模态1，t₀-t₁：

在t₀时刻，开通第二开关管S₂、第四开关管S₄，并网电流通过第二开关管S₂的反并二极管和第四开关管S₄续流，第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降，第一升压电感电流i_L1、第二升压电感电流i_L2线性上升，到t₁时刻，模态1结束；

(2)模态2，t₁-t₂：

t₁时刻，关断第二开关管S₂、第四开关管S₄，开通第一开关管S₁、第三开关管S₃，并网侧通过第一开关管S₁和第二开关管S₂的反并二极管续流，第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受反向压降，和直流母线电容C_dc同时向第一升压电容C₁、第二升压电容C₂进行充电，第一升压二极管D₁正向偏置，第一升压电感电流i_L1、第二升压电感电流i_L2线性下降，到t₂时刻，模态2结束；

(3)模态3，t₂-t₃：在t₂时刻，关断第三开关管S₃，开通第四开关管S₄，第一升压电感L₁、第二升压电感L₂依旧承受反向压降，经第一升压二极管D₁和第二开关管S₂的反并二极管，和第二升压电容C₂同时向电网和第一升压电容C₁、直流母线电容C_dc供电，到t₃时刻，模态3结束。

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