CN110635684A - 一种单管准Z源Boost变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单管准Z源Boost变换器，包括直流电压源、开关模块、第一二极管、第二二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容和负载。本发明所提单管准Z源Boost变换器的电压增益为G＝(1+D)/(1‑D)，可以在较低的占空比下实现高增益；且开关模块、第一二极管和第二二极管的电压应力均为(U_in+U_o)/2，第一电容和第三电容的电压应力为(U_o‑U_in)/2，第二电容的电压应力为U_o。与传统二次型Boost变换器相比，相同工况下本发明所提单管准Z源Boost变换器的开关模块、部分二极管的电压应力均得到一定程度的降低，且减少了一个二极管，因此降低了系统损耗、器件选型难度和成本，提高了变换效率。

Description

一种单管准Z源Boost变换器

技术领域

本申请涉及电气技术领域，尤其涉及一种单管准Z源Boost变换器。

背景技术

为了缓解能源危机和环境污染等问题，光伏、风电、燃料电池发电等分布式新能源并网发电技术得到了快速发展。光伏电池组件、燃料电池、蓄电池等电池单元的输出电压较低且宽范围变化，一般为30～48V，而半桥/全桥电压源型并网逆变器所需要的输入电压通常在380/760V以上。为了满足逆变器的输入电压要求，通常需要将多个电池单元串联使用。然而，串联系统很容易因其中某个单元的失效而无法正常工作；而且，为了满足并网逆变器的输入电压要求，往往需要将多个电池单元串联使用，以获得较高输入电压。然而，串联系统的可靠性较低，且为了适应输入电压的宽范围变化，逆变器必须承受很大的电压应力，导致器件选型和效率提升较为困难。若新能源发电系统采用具有高升压能力的DC/DC升压变换器级联逆变器的两级式结构，则上述问题将得到较好的解决。典型的升压变换器为Boost变换器，其理想条件下的电压增益可达到无穷大。然而，由于升压电感和功率器件中的寄生电阻的限制，Boost变换器的实际升压能力非常有限(G≤5)。而且，即使能实现8倍以上的电压提升，也需要将开关管的占空比增大到0.88以上，导致开关损耗严重增加，系统效率急剧下降。

为了在提高电压增益的同时，仍能取得较高的变换效率，各国学者提出了很多高增益变换器拓扑。采用具有高变比的隔离变换器，可以很方便地解决高增益变换问题，但变压器的体积较大，效率较低。采用具有合适匝比的耦合电感，可以显著提高Boost变换器的电压增益，且功率无需全部通过磁芯传递，系统效率明显提高。但耦合电感的原边漏感会和功率管的结电容产生谐振，进而增大其电压应力并降低系统效率，且电磁干扰问题更加突出。采用有源钳位电路可有效抑制功率管电压尖峰，并回收漏感能量，且能实现功率管的ZVS软开关，但控制较为复杂，成本较高。采用Boost变换器级联，能够实现传统Boost变换器电压增益的平方倍，但主电路含有两个开关管及其驱动装置，系统复杂程度和成本没有得到明显改善。为此，有学者提出复用开关管，实现了Boost变换器级联系统前、后级电路的集成。与原级联系统相比，其具有相同的升压能力，因此称为二次型Boost变换器，如图1所示。二次型Boost变换器减少了开关管的数量，降低了系统的控制难度和成本。然而，其采用了三个二极管，且电容的电压应力和原级联系统相同，均远远高于输入电压；此外，开关管和输出侧升压二极管承受了较高的电压应力(等于输出电压)，这些均限制了二次型Boost变换器效率的进一步提升。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种单管准Z源Boost变换器。本发明提供的准Z源Boost变换器可在较低占空比下实现高增益，且具有功率器件少、控制简单、成本低、变换效率高等优点。

为了实现上述目的，本发明提供了一种单管准Z源Boost变换器，包括直流电压源、第一电感、第二电感、开关模块、第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容、第三电容和负载，其中：

所述开关模块的第一端与所述第一电感的一端、所述第三电容的第二端和所述第一二极管的阳极连接；

所述第一电容的第一端与所述第二二极管的阴极、所述第二电容的第一端、所述负载的一端连接；

所述第二电感的一端与所述第一电容的第二端、所述第一二极管的阴极连接；

所述第三电容的第一端与所述第二电感的另一端、所述第二二极管的阳极连接；

所述直流电压源的正极与所述第一电感的另一端连接，所述直流电压源的负极与所述开关模块的第二端、所述第二电容的第二端、所述负载的另一端连接；

所述第一电感和所述第二电感均工作于电流连续模式。

进一步的，所述单管准Z源Boost变换器的电压增益为G＝(1+D)/(1-D)，其中D为所述开关管的导通占空比。

进一步的，所述开关模块包括单个开关管。

进一步的，所述开关模块包括多个并联的开关管。

进一步的，所述开关管为N沟道MOS管。

进一步的，所述第一电容、第二电容和第三电容均为有极性电容，且所述第一电容、第二电容和第三电容的第一端为正端，所述第一电容、第二电容和第三电容的第二端为负端。

进一步的，所述开关模块、第一二极管和第二二极管的电压应力均为(U_in+U_o)/2，第一电容和第三电容的电压应力为(U_o-U_in)/2，第二电容的电压应力为U_o，其中，U_in和U_o分别为所述准Z源Boost变换器的输入电压和输出电压。

与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：

本发明提供了一种单管准Z源Boost变换器，其可在较低占空比下取得高增益；与传统二次型Boost变换器相比，其减少了一个二极管，且开关模块、第二二极管具有较低的电压应力，因此降低了器件选型的难度，且系统效率更高。

附图说明

图1为传统二次型Boost变换器的电路结构示意图；

图2为本发明实施例所提供的一种单管准Z源Boost变换器的电路结构示意图；

图3为图2所示单管准Z源Boost变换器在一个开关周期内的两个工作原理图；其中，图3(a)为单管准Z源Boost变换器在一个开关周期内开关管导通时的工作原理图；图3(b)为单管准Z源Boost变换器在一个开关周期内开关管关断时的工作原理图；

图4为图2所示单管准Z源Boost变换器的电压增益曲线；

图5为图2所示的单管准Z源Boost变换器的仿真主要波形。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参照图2，图2为本发明实施例所提供的单管准Z源Boost变换器的电路结构示意图(图中采用一个N沟道MOS管作为开关管，电容均为有极性电容)。该单管准Z源Boost变换器包括直流电压源U_in、第一电感L₁、第二电感L₂、开关管S、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃和负载R，其中：开关管S的漏极与第一电感L₁的一端、第三电容C₃的第二端和第一二极管D₁的阳极连接；第一电容C₁的第一端与第二二极管D₂的阴极、第二电容C₂的第一端、负载的一端连接；第二电感L₂的一端与第一电容C₁的第二端、第一二极管D₁的阴极连接；第三电容C₃的第一端与第二电感L₂的另一端、第二二极管D₂的阳极连接；直流电压源的正极与第一电感L₁的另一端连接，直流电压源的负极与开关管S的源极、第二电容C₂的第二端、负载的另一端连接。其中，第一电感L₁和第二电感L₂均工作于电流连续模式。

下面按照图2的电路连接方式对本申请的单管准Z源Boost变换器的工作过程进行说明。

开关管S的开通时间为T_on＝DT_s，其中D为占空比，T_s＝1/f_s为开关周期，f_s为开关频率。L₁为第一电感的电感量，L₂为第二电感的电感量；C₁为第一电容的电容量，C₂为第二电容的电容量，C₃为第三电容的电容量。

具体地，图2所示的单管准Z源Boost变换器根据开关管S的导通和关断分为两种工作状态，下面结合图3(a)和图3(b)对本发明提供的单管准Z源Boost变换器的工作原理进行介绍，其中，图3(a)为图2所示单管准Z源Boost变换器在开关管S导通时的工作原理图，图3(b)为图2所示单管准Z源Boost变换器在开关管S关断时的工作原理图。

开关管S开通状态下，第一电感电流i_L1、第二电感电流i_L2线性上升。第一二极管D₁、第二二极管D₂反向偏置。此时，有：

开关管S关断状态下，第一二极管D₁、第二二极管D₂导通，为第一电感L₁、第二电感L₂的电流提供续流通路。此时，有：

当电路处于稳态工作时，根据第一电感L₁的伏秒平衡，有：

U_inDT_s＝(U_o-U_C3-U_in)(1-D)T_s (5)

根据第二电感L₂的伏秒平衡，有：

(U_o-U_C1-U_C3)DT_s＝U_C1(1-D)T_s (6)

由图2可知：

U_C2＝U_o，U_C1＝U_C3 (7)

根据式(5)-式(7)，可得变换器的电压增益：

图4给出了CCM模式下所提单管准Z源Boost变换器的电压增益曲线理论值和仿真值。可以看出，二者基本吻合，从而验证了理论分析的正确性。此外，图4还给出传统Boost变换器的增益曲线。可以看出，本申请提出的单管准Z源Boost变换器具有明显的电压增益优势，且占空比越大，优势越明显，验证了变换器可以实现高增益。

由式(6)和式(7)，可得：

由式(8)可得：

将式(10)代入式(9)，可得：

此外，由图2可知：

U_C2＝U_o (12)

开关管S和第一二极管D₁的电压应力为：

第二二极管D₂的电压应力为：

可以看出，本发明所提变换器的所有功率管电压应力均等于(U_in+U_o)/2，第一电容、第二电容和第三电容的电压应力分别等于(U_o-U_in)/2、U_o、(U_o-U_in)/2。

表1对本发明所提供的单管准Z源Boost变换器和如图1所示的传统二次型Boost变换器的功率管和电容的电压应力进行了比较。可以看出，相同输入电压U_in和输出电压U_o的条件下，本发明所提变换器的开关管、第二二极管的电压应力均得到一定程度的降低。假设U_in＝48V，U_o＝300V，则本发明所提高增益Boost变换器中，开关管S、第一二极管D₁和第二二极管D₂的电压应力均为(48+300)/2＝174V。因此，S可选用IRFP4768，其耐压250V，通态电阻17.5mΩ，单价为20元；D₁和D₂可选用MBR20250CT，其耐压250V，正向导通压降为0.7V，单价为1.5元。而图1所示的传统二次型Boost变换器中，S的电压应力为300V，可选用IPB60R040C7，其耐压600V，通态电阻40mΩ，单价为56元；D₁电压应力为120V，D₃的电压应力为180V，二者均可选用MBR20250CT，其耐压250V，正向导通压降为0.7V，单价为1.5元；D₂的电压应力为300V，可选用S30L60，其耐压600V，正向导通压降为1.5V，单价为2元。显然，本发明所提变换器减少了一个二极管，且显著减小了开关管和第二二极管的电压应力，进而可选用具有更低通态电阻的开关管和具有更低通态压降的二极管，不仅降低了系统成本，而且减小了系统损耗，提高了变换效率。综上，本发明所提变换器可以降低功率器件采购难度和成本，并提高系统变换效率。

表1功率管和电容的电压应力比较

为了对本实施例提供的高增益Boost变换器进行验证，本申请还搭建了图2所示的仿真电路，其中仿真参数选择如下：输入电压U_in＝48V，开关频率f_s＝50kHz，负载电阻R＝577.6Ω，第一电感L₁＝720μH，第二电感L₂＝6mH，第一电容C₁＝6.8μF，第二电容C₂＝6.8μF，第三电容C₃＝6.8μF，开关管S选用IRFP460，二极管D₁、D₂选用二极管MUR1560。

占空比D＝0.778时的仿真波形如图5所示。其中，图5(a)给出了开关管S驱动信号u_gs、电感电流i_L1和i_L2、输入电压u_in、输出电压u_o的波形。可以看出，第一电感L₁和第二电感L₂的电流均连续；输入电压为U_in＝48V，输出电压U_o＝380V，变换器电压增益为G＝U_o/U_in≈7.92。而电压增益理论计算值为(1+0.778)/(1-0.778)＝8，二者基本吻合。这表明，本实施例所提变换器在电感电流连续模式下的电压增益公式是正确的，其可以在低占空比条件下取得远大于传统Boost变换器的增益。

图5(b)给出了开关管S和第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一电容C₁、第二电容C₂和第三电容C₃的端电压仿真波形。可以看出，电压应力仿真值分别为U_S＝215V，U_D1＝215V，U_D2＝215V，U_C1＝166V，U_C2＝380V，U_C3＝166V。其与理论分析基本一致。

作为一种优选地实施例，开关管为N沟道MOS管，该类开关管的通态损耗比电流控制型的开关管小。

作为一种优选地实施例，第一电容C₁、第二电容C₂和第三电容C₃均为有极性电容，且第一电容C₁、第二电容C₂和第三电容C₃的第一端均为有极性电容的正端，第一电容C₁、第二电容C₂和第三电容C₃的第二端均为有极性电容的负端。

具体地，有极性电容的容量比较大，能够适用于高压高功率的场合，当然，本申请中也可以选用无极性电容，本申请在此不做特别的限定，根据实际情况来定。

需要说明的是，开通开关是指向开关管提供高电平驱动信号，关断开关是指向开关管提供低电平驱动信号。具体的，通过脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)技术，开关控制单元向可控开关管传送脉冲信号。

需要说明的是，在本申请中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (7)

1.一种单管准Z源Boost变换器，其特征在于，包括直流电压源、第一电感、第二电感、开关模块、第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容、第三电容和负载，其中：

所述开关模块的第一端与所述第一电感的一端、所述第三电容的第二端和所述第一二极管的阳极连接；

所述第一电容的第一端与所述第二二极管的阴极、所述第二电容的第一端、所述负载的一端连接；

所述第二电感的一端与所述第一电容的第二端、所述第一二极管的阴极连接；

所述第三电容的第一端与所述第二电感的另一端、所述第二二极管的阳极连接；

所述直流电压源的正极与所述第一电感的另一端连接，所述直流电压源的负极与所述开关模块的第二端、所述第二电容的第二端、所述负载的另一端连接；

所述第一电感和所述第二电感均工作于电流连续模式。

2.根据权利要求1所述的单管准Z源Boost变换器，其特征在于，所述单管准Z源Boost变换器的电压增益为G＝(1+D)/(1-D)，其中D为所述开关管的导通占空比。

3.根据权利要求1所述的单管准Z源Boost变换器，其特征在于，所述开关模块包括单个开关管。

4.根据权利要求1所述的单管准Z源Boost变换器，其特征在于，所述开关模块包括多个并联的开关管。

5.根据权利要求3或4所述的单管准Z源Boost变换器，其特征在于，所述开关管为N沟道MOS管。

6.根据权利要求1所述的单管准Z源Boost变换器，其特征在于，所述第一电容、第二电容和第三电容均为有极性电容，且所述第一电容、第二电容和第三电容的第一端为正端，所述第一电容、第二电容和第三电容的第二端为负端。

7.根据权利要求1所述的单管准Z源Boost变换器，其特征在于，所述开关模块、第一二极管和第二二极管的电压应力均为(U_in+U_o)/2，第一电容和第三电容的电压应力为(U_o-U_in)/2，第二电容的电压应力为U_o，其中，U_in和U_o分别为所述准Z源Boost变换器的输入电压和输出电压。

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