CN107134942A - 一种有源开关电容准z源逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种有源开关电容准Z源逆变器，包括电压源，由第一电感、第二电感、第一电容、第一二极管、第二二极管构成的准Z源单元，由MOS管S、第二电容、第三二极管、第四二极管构成的有源开关电容单元，单相逆变桥、输出滤波电感、输出滤波电容和负载。本发明综合了准Z源的高增益特性和有源开关电容并联充电串联放电的特性，与传统的Z源逆变器相比，所用的电感和电容数量一样，但电压增益显著提升；与带开关阻抗网络的增强型升压准Z源逆变器相比，电压增益相同，但电感数量和电容数量分别减少了两个，因而极大地减少了无源器件的数量，以更低占空比实现了更高的输出电压增益，提高了系统的功率密度。

Description

一种有源开关电容准Z源逆变器
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其是指一种有源开关电容准Z源逆变器。
背景技术
Z源逆变器在输入源和逆变桥之间接入了一个X形的LC阻抗网络，兼具升压和降压的独特性质，且由于其在较低占空比下较之boost变换器具有更高的电压增益，使得其广泛应用于燃料电池发电和光伏发电中。传统的Z源逆变器存在着电源电流不连续和输入输出不共地等缺陷，近年来提出的准Z源逆变器很好地解决了这两个问题，且通过多级准Z源阻抗网络的级联可以获得相当高的电压增益。然而，多级准Z源的级联随之增加了电感、电容等无源器件的数量，使得电路的体积、重量和成本大大增加，限制了该电路在以系统体积、重量和成本为限制因素的低功耗电路中的应用。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供了一种综合准Z源高增益特性和有源开关电容并联充电串联放电特性的有源开关电容准Z源逆变器，极大地减少了无源器件的数量，以更低占空比实现了更高的输出电压增益，提高了系统的功率密度，在以电路体积、重量和成本为主要限制因素的低功耗电路应用中具有明显的优势。
为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种有源开关电容准Z源逆变器，包括电压源、准Z源单元、有源开关电容单元、单相逆变桥、输出滤波电感、输出滤波电容和负载；所述准Z源单元由第一电感、第二电感、第一电容、第一二极管、第二二极管构成；所述有源开关电容单元由MOS管、第二电容、第三二极管、第四二极管构成；所述电压源的正极与第一电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第一二极管的阳极和第二二极管的阳极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一电容的正极和第二电感的一端连接；所述第二二极管的阴极分别与第三二极管的阳极、第二电感的另一端和MOS管的漏极连接；所述MOS管的源极分别与第二电容的负极和第四二极管的阳极连接；所述第三二极管的阴极分别与第二电容的正极和单相逆变桥的正极性端连接；所述电压源的负极分别与第一电容的负极、第四二极管的阴极和单相逆变桥的负极性端连接；所述单相逆变桥通过并联的输出滤波电感和输出滤波电容与负载连接。
本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
1、与传统的Z源逆变器相比，所用的电感和电容数量一样，但电压增益显著提升。
2、与带开关阻抗网络的增强型升压准Z源逆变器相比，电压增益相同，但电感数量和电容数量分别减少了两个，因而极大地减少了无源器件的数量，以更低占空比实现更高的输出电压增益，提高了系统的功率密度，在以电路体积、重量和成本为主要限制因素的低功耗电路应用中具有明显的优势，因而应用范围更广。
3、输入电流连续，输入与逆变桥共地，且电路不存在启动冲击问题。
附图说明
图1是本发明所述有源开关电容准Z源逆变器的电路原理图。
图2是图1所示有源开关电容准Z源逆变器进行模态分析的简化等效电路图。
图3a是本发明的有源开关电容准Z源逆变器在其单相逆变桥直通时的等效电路图。
图3b是本发明的有源开关电容准Z源逆变器在其单相逆变桥非直通时的等效电路图。
图4a是本发明电路的升压因子曲线与基于二极管的两级拓展的准Z源逆变器、有源开关电容/开关电感准Z源逆变器和传统Z源逆变器的升压因子曲线比较图。
图4b是以Vi＝30V，直通占空比D＝0.25，调制度M＝0.5为例给出了本发明电路直流侧相关变量的仿真结果图。
图4c是以Vi＝30V，直通占空比D＝0.25，调制度M＝0.5为例给出了本发明电路交流侧相关变量的仿真结果图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。
参见图1所示，本实施例所提供的有源开关电容准Z源逆变器，包括电压源Vi、准Z源单元、有源开关电容单元、单相逆变桥，输出滤波电感、输出滤波电容和负载R。所述准Z源单元由第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第一二极管D1、第二二极管D2构成；所述有源开关电容单元由MOS管S、第二电容C2、第三二极管D3、第四二极管D4构成。所述电压源Vi的正极与第一电感L1的一端连接；所述第一电感L1的另一端分别与第一二极管D1的阳极和第二二极管D2的阳极连接；所述第一二极管D1的阴极分别与第一电容C1的正极和第二电感L2的一端连接；所述第二二极管D2的阴极分别与第三二极管D3的阳极、第二电感L2的另一端和MOS管S的漏极连接；所述MOS管S的源极分别与第二电容C2的负极和第四二极管D4的阳极连接；所述第三二极管D3的阴极分别与第二电容C2的正极和单相逆变桥的正极性端连接；所述电压源Vi的负极分别与第一电容C1的负极、第四二极管D4的阴极和单相逆变桥的负极性端连接；所述单相逆变桥通过并联的输出滤波电感Lf和输出滤波电容Cf与负载R连接。
当逆变桥直通(相当于图2简化等效电路中的Seq闭合)同时MOS管S导通时，所述第二二极管D2导通，第一二极管D1、第三二极管D3和第四二极管D4均关断，单相逆变桥交流侧负载短路。电路形成两个回路，分别是：所述电压源Vi串联第二电容C2一起给第一电感L1储能，形成回路；所述第一电容C1串联第二电容C2一起给第二电感L2储能，形成回路。当逆变桥非直通(相当于图2简化等效电路中的Seq关断)同时MOS管S关断时，所述第二二极管D2关断，第一二极管D1、第三二极管D3和第四二极管D4均导通。电路形成三个回路，分别是：所述电压源Vi与第一电感L1串联一起给第一电容C1充电，形成回路；所述电压源Vi与第一电感L1和第二电感L2串联一起给第二电容C2充电，形成回路；所述电压源Vi与第一电感L1和第二电感L2串联一起通过逆变桥给交流侧负载供电，形成回路。整体电路输入电流连续，输入与逆变桥共地，与传统的Z源逆变器相比，所用的电感和电容数量一样，但电压增益显著提升。与带开关阻抗网络的增强型升压准Z源逆变器相比，电压增益相同，但电感数量和电容数量分别减少了两个，极大地减少了系统的体积、重量和成本，提高了系统的功率密度。且电路不存在启动冲击问题。
图3a、图3b给出了本发明电路的工作过程图。图3a、图3b分别是逆变桥直通和非直通期间的等效电路图。图中实线表示电路中有电流流过的部分，虚线表示电路中无电流流过的部分。
结合图3a、图3b，本实施例上述的有源开关电容准Z源逆变器的工作过程如下：
阶段1，如图3a：当逆变桥直通(相当于图2简化等效电路中的Seq闭合)同时MOS管S导通时，所述第二二极管D2导通，第一二极管D1、第三二极管D3和第四二极管D4均关断，单相逆变桥交流侧负载短路。电路形成两个回路，分别是：所述电压源Vi串联第二电容C2一起给第一电感L1储能，形成回路；所述第一电容C1串联第二电容C2一起给第二电感L2储能，形成回路。
阶段2，如图3b：当逆变桥非直通(相当于图2简化等效电路中的Seq关断)同时MOS管S关断时，所述第二二极管D2关断，第一二极管D1、第三二极管D3和第四二极管D4均导通。电路形成三个回路，分别是：所述电压源Vi与第一电感L1串联一起给第一电容C1充电，形成回路；所述电压源Vi与第一电感L1和第二电感L2串联一起给第二电容C2充电，形成回路；所述电压源Vi与第一电感L1和第二电感L2串联一起通过逆变桥给交流侧负载供电，形成回路。
综上情况，当逆变桥直通(相当于图2简化等效电路中的Seq闭合)时MOS管S导通，当逆变桥非直通(相当于图2简化等效电路中的Seq关断)时MOS管S关断。一个开关周期内，设逆变桥直通占空比为D，则MOS管S的导通占空比同样为D，设第一电感L1和第二电感L2两端的电压分别为VL1和VL2，设第一电容C1和第二电容C2两端的电压分别为VC1和VC2，设逆变桥直流侧的电压为Vdc，得出以下电压增益的推导过程。
阶段1：逆变桥直通(相当于图2简化等效电路中的Seq闭合)同时MOS管S导通期间，对应等效电路图如图3a，因此有如下公式：
VL1_ON＝Vi+VC2 (1)
VL2_ON＝VC1+VC2 (2)
逆变桥的直通时间和MOS管S导通时间为DTS。
阶段2：逆变桥非直通(相当于图2简化等效电路中的Seq关断)同时MOS管S关断期间，对应等效电路图如图3b，因此有如下公式：
VL1_OFF＝Vi-VC1 (3)
VL2_OFF＝VC1-VC2 (4)
逆变桥的非直通时间和MOS管S关断时间为(1-D)TS。
由以上分析，根据电感的伏秒特性，对第一电感L1和第二电感L2分别应用电感伏秒平衡原理，有，
(Vi+VC2)D+(Vi-VC1)(1-D)＝0 (5)
(VC1+VC2)D+(VC1-VC2)(1-D)＝0 (6)
综上，联立式(5)和式(6)可得出第一电容C1的电压VC1和第二电容C2的电压VC2与电压源Vi之间的关系式为：
在逆变桥直通(相当于图2简化等效电路中的Seq闭合)同时MOS管S导通期间，逆变桥直流侧的电压Vdc为零，在逆变桥非直通(相当于图2简化等效电路中的Seq关断)同时MOS管S关断期间，逆变桥直流侧的电压Vdc与第二电容C2的电压VC2相等，为Vdc_max,即
则本发明电路的升压因子(Boost Factor)B为：
对应的交流侧输出电压增益G为：
G＝MB＝(0～∞) (11)
由式(11)可知，本发明的有源开关电容准Z源逆变器的电压增益为与传统的Z源逆变器相比，所用的电感和电容数量一样，但电压增益显著提升。与带开关阻抗网络的增强型升压准Z源逆变器相比，电压增益相同，但电感数量和电容数量分别减少了两个，极大地减少了系统的体积、重量和成本，提高了系统的功率密度。
图4a是本发明电路的升压因子曲线与基于二极管的两级拓展的准Z源逆变器、有源开关电容/开关电感准Z源逆变器和传统Z源逆变器的升压因子曲线比较图：图中包括本发明电路的升压因子曲线，基于二极管的两级拓展的准Z源逆变器的升压因子曲线，有源开关电容/开关电感准Z源逆变器的升压因子曲线，传统Z源逆变器的升压因子曲线。由图可知，本发明电路在占空比不超过0.29的情况下，升压因子显著高于其他逆变器拓补结构的升压因子，且本发明电路的占空比不会超过0.29。
图4b是本发明电路在Vi＝30V，直通占空比D＝0.25，调制度M＝0.5的情况下直流侧相关变量的仿真结果。D＝0.25时，升压因子B＝8，逆变桥直流侧电压峰值Vdc_max＝B*Vi＝240V，第二电容电压VC2＝Vdc_max＝240V，第一电容电压VC1＝120V，MOS管S两端电压Vs＝240V。图4b中的电路波形由上至下依次为：MOS管S两端电压Vs的波形、逆变桥直流侧电压Vdc的波形、第一电容电压VC1的波形、第二电容电压VC2的波形、第一电感电流iL1的波形、第一电感电流iL2的波形。
图4c为交流侧经LC滤波后的负载两端电压V0的波形。
以上所述之实施例子只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。

Claims (1)

1.一种有源开关电容准Z源逆变器，其特征在于：包括电压源、准Z源单元、有源开关电容单元、单相逆变桥、输出滤波电感、输出滤波电容和负载；所述准Z源单元由第一电感、第二电感、第一电容、第一二极管、第二二极管构成；所述有源开关电容单元由MOS管、第二电容、第三二极管、第四二极管构成；所述电压源的正极与第一电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第一二极管的阳极和第二二极管的阳极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一电容的正极和第二电感的一端连接；所述第二二极管的阴极分别与第三二极管的阳极、第二电感的另一端和MOS管的漏极连接；所述MOS管的源极分别与第二电容的负极和第四二极管的阳极连接；所述第三二极管的阴极分别与第二电容的正极和单相逆变桥的正极性端连接；所述电压源的负极分别与第一电容的负极、第四二极管的阴极和单相逆变桥的负极性端连接；所述单相逆变桥通过并联的输出滤波电感和输出滤波电容与负载连接。
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