CN115800722B - 一种单相并网变换电路消除并网电流谐波畸变的方法 - Google Patents

一种单相并网变换电路消除并网电流谐波畸变的方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种单相并网变换电路消除并网电流谐波畸变的方法，包括以下步骤：采用电压环反馈控制器对直流母线电压进行调节，采用低通滤波器消除电压环控制器输出量中的纹波分量；采用三次谐波陷波器去除电网电压的检测值中的三次谐波，与经过低通滤波器处理后的电压环控制器输出值相乘得到并网电流的参考值；采用电流环反馈控制器对并网电流进行调节，所述电流环控制器由反馈控制器和奇次谐波重复控制器并联形成，奇次谐波重复控制器实现并网电流跟踪参考电流，并抑制并网电流奇次谐波畸变；电流环控制器输出控制信号至PWM变换电路的控制电路；PWM变换电路的控制电路输出PWM开关信号至PWM变换电路。本发明可以全面高效地消除并网电流谐波畸变。

Description

一种单相并网变换电路消除并网电流谐波畸变的方法
技术领域
本发明属于单相并网变换电路控制技术领域，具体涉及一种单相并网变换电路消除并网电流谐波畸变的方法。
背景技术
随着电力电子技术的高速发展，越来越多的发电装置、用电负荷采用电力电子变换器作为接口接入电网，导致电网谐波污染日益严重。例如，用电负荷采用单相二极管桥式整流电路作为并网接口时，由于整流二极管单向导电性，使得只有在交流输入电压瞬时值大于滤波电容电压时，整流二极管才会正向偏置导通，反之截止，导致其交流侧输入电流呈现出断续状态，向电网注入大量的奇次谐波电流，特别是三次谐波电流，造成严重的电力系统谐波污染。电力系统谐波电流不仅会增加线路和设备电能损耗，导致电网输配电效率下降，还会导致机电振动、设备过热绝缘老化、装置误动作、电磁干扰等一系列问题，降低电网供电质量。
和二极管整流电路相比，采用功率因数校正（PFC）电路或PWM整流器等作为发电装置或用电负荷的并网接口，可有效降低电流谐波污染。其中单相并网变换电路，包括单相PFC电路、单相PWM整流器等，在实际应用中十分常见、应用非常广泛。单相并网变换电路的两大主要功能包括：(1) 使得交流测并网电流与电网电压同步且为正弦；(2) 使得直流侧母线电压稳定跟踪给定参考值。单相并网变换电路的常规控制方案一般采用双环结构：直流电压控制外环大多用PI控制器，用于实现直流母线电压稳定工作在设置值；交流并网电流控制内环多采用PID控制器、状态反馈控制器等，用于实现并网电流准确跟踪参考电流。对于单相并网变换器而言，由于交直流功率变换会导致变换器直流母线电压出现二倍电网工频的纹波，该电压纹波会造成直流电压外环控制器的输出控制量中含有二倍电网工频分量，继而造成该量与电网电压检测值相乘得到的并网电流参考量中出现三次谐波分量，于是导致所控制的并网电流出现三次谐波畸变；其次，电网电压本身常常也受到一定程度的奇次（主要是三次）谐波污染，这同样会导致并网电流参考量中出现三次谐波分量，继而造成并网电流出现三次谐波畸变；最后，电流环采用PID控制器或状态反馈控制器通常无法使得并网电流准确跟踪正弦信号，尤其在并网电流值远低于额定值的时，控制器往往难以有效地抑制电流环外来的谐波干扰，出现严重的谐波畸变。总而言之，单相并网变换电路采用常规控制方案，仍常常出现并网电流谐波畸变超标的情形。
发明内容
本发明的目的就是为了解决上述背景技术存在的不足，提供一种单相并网变换电路消除并网电流谐波畸变的方法，以全面有效地消除并网电流谐波畸变。
本发明采用的技术方案是：一种单相并网变换电路消除并网电流谐波畸变的方法，包括以下步骤：
根据直流母线电压的给定参考值与其检测反馈值的偏差值，采用电压环控制器对直流母线电压进行调节，
采用低通滤波器将电压环控制器输出值中的2倍工频以及高频纹波去除；
采用三次谐波陷波器将电网电压检测值中的3次谐波分量去除；
将经过低通滤波器处理后的电压环控制器输出值与经三次谐波陷波器处理后的电网电压检测值相乘得到并网电流的参考值；
根据并网电流的参考值与并网电流的检测反馈值的偏差值，采用电流环控制器对并网电流进行调节，所述电流环控制器由反馈控制器和奇次谐波重复控制器并联形成。所述奇次谐波重复控制器用于实现输出电流准确跟踪参考电流，并针对性地准确高效地消除并网电流中的奇次谐波畸变。与常规的重复控制器相比，奇次谐波重复控制器占用的内存等计算资源少，而消除电流中奇次谐波的响应速度可提升至2倍；
电流环控制器输出控制信号至PWM变换电路的控制电路；PWM变换电路的控制电路基于接收到的控制信号输出PWM开关信号至PWM变换电路。
上述技术方案中，电压环控制器的输出端串联有低通滤波器，用于消除电压环控制器输出量中的二倍工频以及更高频率的纹波分量；将低通滤波器的输出量作为电压环控制器的输出值。
上述技术方案中，所述低通滤波器H1(s)的截止频率高于2倍的电压环控制器带宽，但低于电网电压工频角频率w0，以有效消除直流母线电压反馈信号中的2倍电网电压工频角频率以及更高频率的纹波干扰，同时也不会对现有控制回路的动态响应等造成明显影响。
上述技术方案中，所述三次谐波陷波器传递函数H2(s)为：
 ；
其中，d为陷波深度，ω0为电网电压工频角频率，ξ2为陷波带宽系数。
上述技术方案中，求取经过三次谐波陷波器H2(s)处理的电网电压检测反馈值的绝对值和有效值,并求取该有效值的平方的倒数；将该有效值的平方的倒数与该绝对值相乘后，与低通滤波器H1(s)的输出值相乘得到并网电流的参考值。
上述技术方案中，所述奇次谐波重复控制器的传递函数Grc(s)为：
；
其中，krc为控制增益，Gf(s)为相位补偿器的传递函数，Q(s)为低通滤波器的传递函数，T0为并网电压的基波周期。
本发明的有益效果是：本发明将并网变换电路的控制器所用到的直流母线电压控制器的输出量进行低通滤波，将交流电网电压的检测值分别进行三次陷波处理，并在变换器电流环控制器中插入并联的奇次谐波重复控制器，三种方式叠加可实现全面彻底高效消除并网电流谐波畸变的目标。本发明通过在直流母线电压控制器后串接低通滤波器，消除直流母线电压检测反馈值中的二倍工频以及更高频率纹波分量的干扰。本发明通过在电网电压的检测环节串接陷波器，消除电网电压检测反馈值中的三次谐波。本发明的并网电流控制器由常规的反馈控制器添加并联的奇次谐波重复控制器组成，用于实现并网电流稳态无差跟踪参考电流，进一步消除并网电流奇次谐波畸变。
附图说明
图1为本发明中单相并网变换器的主电路和控制电路。
图2为实施例中单相Boost PFC主电路和控制电路。
图3为单相Boost PFC控制电路采用常规的双环控制时并网电流 i ac 、交流电网电压和直流母线电压的仿真波形。
图4为单相Boost PFC控制电路中加入低通滤波器H1(s)后，交流电网电压vac、并网电流 i ac 和直流母线电压 v dc 仿真波形。
图5为单相Boost PFC控制电路中加入低通滤波器H1(s)和三次谐波陷波器H2(s)后，交流电网电压 v ac 、并网电流 i ac 和直流母线电压 v dc 仿真波形。
图6为单相Boost PFC控制电路中加入低通滤波器H1(s)，三次谐波陷波器H2(s)以及电流环奇次谐波重复控制器Grc(s)后，交流电网电压 v ac 、并网电流 i ac 和直流母线电压 v dc 仿真波形。
图7为常规控制器，常规控制器+低通滤波器H1(s)，常规控制器+低通滤波器H1(s)、三次谐波陷波器H2(s)，以及常规控制器+低通滤波器H1(s)、三次谐波陷波器H2(s)+奇次重复控制策略4种控制方式下的并网电流THD汇总图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明，便于清楚地了解本发明，但它们不对本发明构成限定。
如图1所示，本发明提供了一种单相并网变换电路消除并网电流谐波畸变的方法，包括以下步骤：
根据直流母线电压的给定参考值与其检测反馈值的偏差值，采用电压环控制器对直流母线电压进行调节；
将经过三次谐波陷波器处理后的电网电压的检测值与经过低通滤波器处理后的电压环控制的器输出值相乘得到并网电流的参考值；所述低通滤波器用于滤除电压环控制器输出量中的二倍工频以及更高频分量；所述三次谐波陷波器用于消除消除电网电压检测值中的三次谐波；
根据并网电流的参考值与并网电流的检测反馈值的偏差值，采用电流环控制器对并网电流进行调节，所述电流环控制器由反馈控制器和奇次谐波重复控制器并联形成；
所述奇次谐波重复控制器用于实现输出电流准确跟踪参考电流，并针对性地准确高效地消除并网电流中的奇次谐波畸变；
电流环控制器输出控制信号至PWM变换电路的控制电路；PWM变换电路的控制电路基于接收到的控制信号输出PWM开关信号至PWM变换电路。
具体地，在直流母线电压控制器串接低通滤波器H1(s)，所述低通滤波器H1(s)的截止频率高于2倍常规直流电压环控制回路带宽，但低于w0,其中w0为电网电压工频角频率，以有效消除直流母线电压反馈信号中的2倍电网电压工频角频率以及更高频率的纹波干扰，同时也不会对现有控制回路的动态响应等造成明显影响。
具体地，所述三次谐波陷波器传递函数H2(s)为：
 ；
其中，d为陷波深度，ω0为电网电压工频角频率，ξ2为陷波带宽系数。
具体地，所述奇次谐波重复控制器的传递函数Grc(s)为：
；
其中，krc为控制增益，Gf(s)为相位补偿器的传递函数，Q(s)为低通滤波器的传递函数，T0为并网电压的基波周期。
本具体实施例以单相Boost PFC电路为例，其主电路及其控制系统的示意图如图2所示，其中电网电压 v ac 的基波频率为50Hz, 220V（有效值），并含有150Hz, 11V的三次谐波分量。该单相BoostPFC电路的控制系统由直流母线电压 v dc 的控制外环和并网电流 i ac 控制内环组成，其中常规的电压控制外环采用PI控制器；并网电流控制内环的参考值 i ref 由电网电压 v ac 的检测绝对值与电压回路PI控制器的输出值 u v 相乘得到，常规的并网电流控制回路采用PID控制器。
如图3所示，如果采用常规反馈控制方案的单相Boost PFC电路的并网电流 i ac 中仍出现较严重的谐波畸变，并网电流的总谐波畸变高达12.88%。其主要原因包括：一方面，由于交直流功率变换会导致变换器直流母线电压 v dc 及其检测值中含有二倍电网工频的纹波分量，从而造成直流电压外环PI控制器的输出控制值 u v 中含有二倍电网工频分量，造成由电压回路PI控制器的输出值 u v 与电网电压 v ac 的工频基波分量相乘得到的并网电流参考值 i ref 中出现三次谐波分量，于是导致并网电流出现三次谐波畸变；另一方面，电网电压 v ac 中的三次谐波分量，这同样会导致并网电流参考量 i ref 中出现三次谐波分量，继而加剧并网电流的三次谐波畸变；此外，并网电流回路PID控制器通常无法使得并网电流准确跟踪正弦信号，尤其在并网电流值远低于额定值的时，PID控制器的跟踪控制精度会严重下降，出现并网谐波畸变加剧。
针对上述并网电流谐波畸变问题，本具体实施例对常规控制方案改进如下：
针对直流母线电压中所包含的二倍工频纹波分量，在直流母线电压控制器后串接低通滤波器 H 1 ( s)，用于滤除直流母线电压控制器输出量中的二倍工频纹波以及更高频率的纹波分量，从而避免并网电流参考值 i ref 中出现奇次谐波分量。所述低通滤波器H1(s)的截止频率高于2倍常规直流电压环控制回路带宽，但低于w0的低通滤波器,其中w0为电网电压工频角频率，以有效消除直流母线电压反馈信号中的2倍电网电压工频角频率以及更高频率的纹波干扰，同时也不会对现有控制回路的动态响应等造成明显影响。
如图4所示，加入低通滤波器 H 1( s)后，并网电流谐波畸变由12.88%降到7.6%。
针对交流电网电压 v ac 中所包含的三倍工频谐波分量，在交流电网电压 v ac 的检测反馈环节串接三次谐波陷波器 H 2( s)，从而避免并网电流参考值 i ref 中出现三次谐波分量。所述三次谐波陷波器 H 2( s)的传递函数为
 ；
其中 dÎ[-0.707,0.707]为陷波深度， w 0为电网电压工频角频率，ξ2为陷波带宽系数，3 w 0为陷波中心频率。
具体地，通过三次谐波陷波器 H 2( s)消除电网电压检测反馈值 v ac 中的三次谐波后，求取经过三次谐波陷波器处理的电网电压检测反馈值的绝对值和有效值Vrms,并求取该有效值的平方的倒数1/Vrms 2。将有效值的平方的倒数与经过三次谐波陷波器处理的电网电压检测反馈值的绝对值相乘后，与电压环控制器的输出值相乘得到并网电流的参考值。
如图5所示，加入陷波器 H 2( s)后，在低通滤波器 H 1( s)与陷波器 H 2( s)并网电流谐波畸变由7.6%降到6.15%。
为实现并网电流 i ac 稳态无差跟踪其参考值，在常规的PID反馈控制器上添加并联的奇次谐波重复控制器 G rc( s)，用于实现并网电流稳态无差跟踪参考电流，用于消除并网电流信号中的奇次谐波误差和扰动的影响，进一步降低并网电流的谐波畸变。所述奇次谐波重复控制器的传递函数为：
；
其中控制增益krc∈(0,2)，相位补偿器 G f (s)取系统相位滞后补偿拍数， Q(s)为低通滤波器， T 0为电网电压的基波周期。与常规的重复控制器相比，奇次谐波重复控制器占用的内存等计算资源少，而消除电流中奇次谐波的响应速度可提升至2倍。
如图6、7所示，加入低通滤波器 H 1( s)、三次谐波陷波器 H 2( s)和奇次谐波重复控制器 G rc( s)后，并网电流谐波畸变由6.15%最终降到1.1%。
综上所示，采用本发明所述的控制策略，不仅能高效彻底地清除并网电流的总谐波畸变，还可提高系统功率因数。
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (5)

1.一种单相并网变换电路消除并网电流谐波畸变的方法，其特征在于：包括以下步骤：
根据直流母线电压的给定参考值与其检测反馈值的偏差值，采用电压环控制器对直流母线电压进行调节；
采用低通滤波器将电压环控制器输出值中的2倍工频以及高频纹波去除；
采用三次谐波陷波器将电网电压检测值中的3次谐波分量去除；
将经过低通滤波器处理后的电压环控制器输出值与经三次谐波陷波器处理后的电网电压检测值相乘得到并网电流的参考值；
根据并网电流的参考值与并网电流的检测反馈值的偏差值，采用电流环控制器对并网电流进行调节，所述电流环控制器由反馈控制器和奇次谐波重复控制器并联形成；
所述奇次谐波重复控制器用于实现输出电流跟踪参考电流，并消除并网电流中的奇次谐波畸变；
电流环控制器输出控制信号至PWM变换电路的控制电路；PWM变换电路的控制电路基于接收到的控制信号输出PWM开关信号至PWM变换电路。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：其特征在于：所述低通滤波器的截止频率高于2倍的电压环控制器带宽，但低于为电网电压工频角频率。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述三次谐波陷波器传递函数H2(s)为：
 ；
其中，d为陷波深度，ω0为电网电压工频角频率，ξ2为陷波带宽系数。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：求取经过三次谐波陷波器H2(s)处理的电网电压检测反馈值的绝对值和有效值,并求取该有效值的平方的倒数；将该有效值的平方的倒数与该绝对值相乘后，与低通滤波器H1(s)的输出值相乘得到并网电流的参考值。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述奇次谐波重复控制器的传递函数Grc(s)为：
；
其中，krc为控制增益，Gf(s)为相位补偿器的传递函数，Q(s)为低通滤波器的传递函数，T0为并网电压的基波周期。
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