CN110061642B - 基于稳定控制器的三相电压型pwm变换器无差拍控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于稳定控制器的三相电压型PWM变换器无差拍控制方法，在稳定控制器给予系统补偿后，将两相同步旋转坐标系下的d、q轴电流公式进行离散得到d、q轴电流预测模型，在模型中为了使d、q轴电流跟随给定值，实现无差拍控制，需要下一时刻d、q轴电流的实际值等于同一时刻的给定值，将预测到的两相同步旋转坐标系下的d、q轴电压通过SVPWM得到控制功率器件的开关信号，当系统受到干扰时，运用本发明所提方法，确保三相电压型PWM变换器系统稳定运行。本发明具有控制算法简单，易于实现的优点。

Description

基于稳定控制器的三相电压型PWM变换器无差拍控制方法

技术领域

本发明属于电力电子功率变换装置控制技术领域，具体涉及一种基于稳定控制器的三相电压型PWM变换器无差拍控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，电力半导体开关器件已从早期广泛使用的半控型电力半导体开关器件发展到如今性能各异且类型诸多的全控性电力半导体开关器件。电力半导体器件技术的进步，促进了电力电子变流装置的迅速发展，出现了以脉冲宽度调制(pulsewidth modulation，PWM)为基础的各类变流装置，并在电能变换领域得到了广泛应用。

PWM变换器在各领域的应用中，双闭环控制系统使用最为广泛。传统的双闭环控制方法把电压环和电流环均设计为PI或PID调节器，在双闭环控制中，只保证了期望的稳态性能，但不能保证在动态过程中电压的快速稳定以及电流的快速跟踪。由于三相电压型PWM变换器是个多变量、非线性、强耦合的控制对象，在参数匹配良好的情况下可以获得较好的性能，但外界一旦存在不确定因素，将导致控制性能下降：极点不能任意配置、动态响应和抗扰能力得不到很好地兼顾、缓慢的动态响应速度会导致输出电压在暂态过程中出现大的超调。因此急需提出一种解决上述问题的控制方法，即基于稳定控制器的三相电压型PWM变换器无差拍控制方法。运用该方法，不仅能够达到系统在外界存在不确定因素时稳定运行的目的，且具有动态响应速度快的优点。

发明内容

本发明解决的技术问题是提供了一种基于稳定控制器的三相电压型PWM变换器无差拍控制方法，该方法主要解决了外界存在干扰时，系统稳定性变差的问题。在稳定控制器给予系统补偿后，将两相同步旋转坐标系下的dq轴电流公式进行离散得到dq轴电流预测模型，在模型中为了使dq轴电流跟随给定值，实现无差拍控制，需要下一时刻dq轴电流的实际值等于同一时刻的给定值，通过运用本发明所提供的方法，使系统在受干扰的情况下依然能够稳定运行。

本发明为解决上述技术问题采用如下技术方案，基于稳定控制器的三相电压型PWM变换器无差拍控制方法，其特征在于具体步骤为：(1)、检测三相电压型PWM变换器系统三相电网电压、三相输入电流和直流母线电压，将三相电网电压信号经过软件锁相环得到电网电压位置角；(2)、将检测到的三相电网电压和三相输入电流经过3/2变换模块得到两相静止坐标系下的电网电压和输入电流；(3)、将步骤(2)中得到的两相静止坐标系下的输入电流经过帕克变换得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流；(4)、将直流母线电压参考值与步骤(1)得到的直流母线电压实际值做差，经过控制器PI₁得到同步旋转坐标系下d轴电流参考值；(5)、将步骤(4)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流参考值和步骤(3)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流做差，经过控制器PI₂得到d轴前端电压；(6)、将步骤(5)中得到的d轴前端电压与步骤(3)中的d轴电流一起通过稳定控制器作用后得到补偿电压；(7)、稳定控制器施加补偿电压后，三相电压型PWM变换器在两相旋转坐标系下的交流侧dq轴电压分别为

v_q＝Ri_q+e_q+Ldi_q/dt+ωLi_d，式中，R和L分别为三相交流电抗器的等效电阻和等效电感，i_d和i_q分别为两相旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流，e_d和e_q为电网电动势的dq轴分量，

为补偿电压；(8)、假定采样周期为T_s，将三相电压型PWM变换器在两相旋转坐标系下的dq轴电压离散可得

i_q(k+1)-i_q(k)＝T_s[-ωi_d+(v_q-e_q-Ri_q)/L]，无差拍控制的目的是使dq轴电流在k+1时刻达到给定值，即式中i_d(k+1)、i_q(k+1)分别为k+1时刻dq轴电流给定值

(9)、由步骤(8)中三相电压型PWM变换器在两相旋转坐标系下的dq轴电压离散公式变形可得

从公式中得到v_d(k)、v_q(k)，然后通过空间矢量脉宽调制得到控制功率器件的开关信号。

优选的，步骤(6)中所述稳定控制器的设计过程具体包括：分别计算出无干扰时和受干扰时的一阶线性系统的方程为

其中u_i为实际输入，u为等效输入，y为输出，d为施加的干扰，a₁、b₁为标称参数，a₂、b₂为实际参数，且a₁>0，a₂>0，b₁>0，b₂>0，稳定控制器的目的是为了使受干扰系统经过稳定控制器作用后系统的最终输出和无干扰时系统的输出结果一致，即-a₂y+b₂(u-d)＝-a₁y+b₁u_i，将

代入上式可得

式中，

为补偿项，将受干扰的一阶线性系统方程的参数化为标称参数，此时有

式中d_e为集总扰动，令

式中k为变量，且k趋于无穷小，将

四式联立可得

因此，设计稳定控制器为

l为稳定控制器增益。

优选的，所设计的稳定控制器的参数整定过程具体包括：将

联立可得

令

于是有

给定稳定控制器的参数为

式中k₁、k₂、k₃为稳定控制器参数，u_d为电流内环d轴中控制器PI的输出电压，此时系统的电流内环开环传递函数表示为

因为k_ii＝k_ip/_i、τ_i＝L/R，代入上式可得

进一步简化并使后半部分形成负反馈，令k₁＝-k₂R、k₂＝l、k₃＝-k₂L，此时有

由稳定控制器提供的电压补偿为

式中τ为积分变量。

由以上本发明的技术方案可知，本发明的有益效果在于：选取三相电压型PWM变换器作为研究对象，考虑了外界干扰的不确定性，设计稳定控制器对外界干扰进行估计并对系统给予补偿，使三相电压型PWM变换器在存在不确定因素的情况下依然能够稳定运行，最后通过运行结果验证了其有效性。

附图说明

图1是本发明三相电压型PWM变换器主电路拓扑结构图；

图2是理想情况下的一阶线性系统；

图3是有干扰时，应用补偿的一阶线性系统；

图4是基于稳定控制器的三相电压型PWM变换器无差拍控制方法的实现流程图；

图5正常情况下运用本发明所示方法与传统方法系统的d轴电流对比图以及母线电压对比图；

图6是阶跃干扰时运用本发明所示方法与传统方法系统的d轴电流对比图以及母线电压对比图。

具体实施方法

结合附图详细描述本发明的具体内容。三相电压型PWM变换器主电路拓扑结构见图1，本发明所采用的技术方案是：基于稳定控制器的三相电压型PWM变换器无差拍控制方法，具体步骤为：

(1)、建立三相电压型PWM变换器数学模型

在同步旋转dq坐标系中，建立三相电压型PWM变换器的数学模型：

式中，U_dc和C分别为直流侧母线电压和直流滤波电容。

在三相电压型PWM变换器双闭环控制系统中，交流侧d轴电压v_d的控制方程为

式中，k_ip为电流内环比例调节增益，k_ii为电流内环积分调节增益。

为网侧三相电流基于dq轴定向的指令电流，作为电压环调节器PI的输出，其控制方程为

式中，k_up为电压外环比例调节增益，k_ui为电压外环积分调节增益，

给定的直流母线电压参考，U_dc为实际母线电压。

(2)、稳定控制器的设计

图2、图3所示系统分别表示为

式中，u_i为实际输入，u为等效输入，y为输出，d为施加的干扰，a₁、b₁为标称参数，a₂、b₂为实际参数，且a₁>0，a₂>0，b₁>0，b₂>0。

将式(5)中的参数化为标称参数，此时有

受干扰时系统的集总扰动d_e可以表示为

由图3易得

式中，

为补偿项。

稳定控制器的目的就是为了使受干扰系统经过稳定控制器作用后系统的最终输出和无干扰时系统的输出结果一致，即让式(5)和式(4)等效，此时有

-a₂y+b₂(u-d)＝-a₁y+b₁u_i (9)

将(8)代入(9)有

令

式中，k为变量，且k趋于无穷小。

将(5)、(8)、(11)联立可得

将(6)、(12)联立可得

所以为了抑制扰动，设计稳定控制器为

式中，l为稳定控制器增益，且当l足够大时，受干扰系统经过稳定控制器作用后系统的最终输出结果和无干扰时系统的输出结果一致。

上述过程表明，存在干扰时，通过运用上述稳定控制器，系统具有理想情况(无干扰)的性能。

(3)、整定稳定控制器参数，并对系统进行补偿

式(14)可化为

为了进一步简化，令

于是有

由(16)和(17)，给定稳定控制器的参数为

式中，k₁、k₂、k₃为稳定控制器参数。

系统的电流内环开环传递函数可以表示为

因为k_ii＝k_ip/τ_i、τ_i＝L/R，所以电流内环开环传递函数可化为

为了进一步简化，并使后半部分形成负反馈，令

此时，稳定控制器参数就化为了

此时系统中由稳定控制器提供的补偿项可以表示为

图4为本发明无差拍控制方法的实现流程图。其控制方法具体包括以下步骤：

(1)、检测三相电压型PWM变换器系统三相电网电压E_g,a、E_g,b、E_g,c，三相输入电流i_a、i_b、i_c和直流母线电压U_dc，将三相电网电压信号经过软件锁相环(PLL)得到电网电压位置角θ(k)；

(2)、将检测到的三相电网电压E_g,_a、E_g,_b、E_g,_c和三相输入电流经过3/2变换模块得到两相静止坐标系下的电网电压u_g,_α、u_g,β和输入电流i_g,_α、i_g,β；

(3)、将步骤(2)中得到的两相静止坐标系下的输入电流i_g,α、i_g,β经过帕克变换得到同步旋转坐标系下的d轴电流i_d和q轴电流i_q；

(4)、将直流母线电压参考值与步骤(1)得到的直流母线电压实际值做差，经过控制器PI₁得到同步旋转坐标系下d轴电流参考值

(5)、将步骤(4)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流参考值

和步骤(3)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流i_d做差,经过控制器PI₂得到d轴前端电压u_d；

(6)、将步骤(5)中得到的d轴前端电压u_d与d轴电流i_d一起经过稳定控制器作用后得到补偿电压

(7)、稳定控制器施加补偿电压后，三相电压型PWM变换器在两相旋转坐标系下的交流侧dq轴电压分别为

v_q＝Ri_q+e_q+Ldi_q/dt+ωLi_d，式中，R和L分别为三相交流电抗器的等效电阻和等效电感，i_d和i_q分别为两相旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流，e_d和e_q为电网电动势的dq轴分量，

为补偿电压。

(8)、假定采样周期为T_s，将三相电压型PWM变换器在两相旋转坐标系下的dq轴电压离散可得

i_q(k+1)-i_q(k)＝T_s[-ωi_d+(v_q-e_q-Ri_q)/L]，无差拍控制的目的是使dq轴电流在k+1时刻达到给定值，即式中i_d(k+1)、i_q(k+1)分别为k+1时刻dq轴电流给定值

(9)、由步骤(8)中三相电压型PWM变换器在两相旋转坐标系下的dq轴电压离散公式变形可得

从公式中得到v_d(k)、v_q(k)，然后通过空间矢量脉宽调制得到控制功率器件的开关信号。

作为进一步的实施方式，所述步骤6中稳定控制器的设计过程具体包括：分别计算出无干扰时和受干扰时的一阶线性系统的方程为

其中u_i为实际输入，u为等效输入，y为输出，d为施加的干扰，a₁、b₁为标称参数，a₂、b₂为实际参数，且a₁>0，a₂>0，b₁>0，b₂>0。稳定控制器的目的就是为了使受干扰系统经过稳定控制器作用后系统的最终输出和无干扰时系统的输出结果一致，即-a₂y+b₂(u-d)＝-a₁y+b₁u_i。将

代入上式可得

式中，

为补偿项。将受干扰的一阶线性系统方程的参数化为标称参数，此时有

式中d_e为集总扰动。令

式中k为变量，且k趋于无穷小。将

四式联立可得

因此，设计稳定控制器为

l为稳定控制器增益。

稳定控制器的参数整定过程具体包括：将

联立可得

令

于是有

给定稳定控制器的参数为

式中k₁、k₂、k₃为稳定控制器参数，u_d为电流内环d轴中控制器PI的输出电压。此时系统的电流内环开环传递函数可以表示为

因为k_ii＝k_ip/τ_i、τ_i＝L/R，代入上式可得

为了进一步简化，并使后半部分形成负反馈，令k₁＝-k₂R、k₂＝l、k₃＝-k₂L，此时有

由稳定控制器提供的电压补偿为

式中τ为积分变量。

为了能够很清楚的了解本方法的优势，对一般方法和所提方法的抗干扰性能进行了对比研究。

图5为无干扰时一般方法和本发明所示无差拍控制方法的d轴电流和直流侧电压的运行图。通过图中所示d轴电流以及直流侧电压的对比可以看出，无干扰时，应用本发明所示方法，并不影响系统的正常运行。

图6为存在阶跃干扰时一般方法和本发明所示无差拍控制方法的d轴电流和直流侧电压的运行图。通过图中所示d轴电流以及直流侧电压的对比，显示出了本发明所示方法的优越性。

以上实例描述了本发明的基本原理、主要特征及优点，本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实例的限制，上述实例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明原理的范围下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进均落入本发明保护的范围内。

Claims (1)

1.基于稳定控制器的三相电压型PWM变换器无差拍控制方法，其特征在于具体步骤为：(1)、检测三相电压型PWM变换器系统三相电网电压、三相输入电流和直流母线电压，将三相电网电压信号经过软件锁相环得到电网电压相位角；(2)、将检测到的三相电网电压和三相输入电流经过3/2变换模块得到两相静止坐标系下的电网电压和输入电流；(3)、将步骤(2)中得到的两相静止坐标系下的输入电流经过帕克变换得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流；(4)、将直流母线电压参考值与步骤(1)得到的直流母线电压实际值做差，经过控制器PI₁得到同步旋转坐标系下d轴电流参考值；(5)、将步骤(4)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流参考值和步骤(3)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流做差，经过控制器PI₂得到d轴前端电压；(6)、将步骤(5)中得到的d轴前端电压与步骤(3)中的d轴电流一起通过稳定控制器作用后得到补偿电压，所述稳定控制器的设计过程具体包括：分别计算出无干扰时和受干扰时的一阶线性系统的方程为

其中u_i为实际输入，u为等效输入，y为输出，d为施加的干扰，a₁、b₁为标称参数，a₂、b₂为实际参数，且a₁>0，a₂>0，b₁>0，b₂>0，稳定控制器的目的是为了使受干扰系统经过稳定控制器作用后系统的最终输出和无干扰时系统的输出结果一致，即-a₂y+b₂(u-d)＝-a₁y+b₁u_i，将

代入上式可得

式中，

为补偿项，将受干扰的一阶线性系统方程的参数化为标称参数，此时有

式中d_e为集总扰动，令

式中k为变量，且k趋于无穷小，将

四式联立可得

因此，设计稳定控制器为

l为稳定控制器增益，所设计的稳定控制器的参数整定过程具体包括：将

联立可得

令

η为稳定控制器设计中间变量，于是有

给定稳定控制器的中间变量为

式中k₁、k₂、k₃为稳定控制器参数，u_d为电流内环d轴中控制器PI₂的输出电压，此时系统的电流内环开环传递函数表示为

式中，k_ip为电流内环比例调节增益，k_ii为电流内环积分调节增益，因为k_ii＝k_ip/τ_i、τ_i＝L/R，代入上式可得

进一步简化并使后半部分形成负反馈，令k₁＝-k₂R、k₂＝l、k₃＝-k₂L，此时有

由稳定控制器提供的电压补偿为

式中τ为积分变量；(7)、稳定控制器输出补偿电压后，三相电压型PWM变换器在两相旋转坐标系下的交流侧dq轴电压分别为

v_q＝Ri_q+e_q+Ldi_q/dt+ωLi_d，式中，R和L分别为三相交流电抗器的等效电阻和等效电感，i_d和i_q分别为两相旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流，e_d和e_q为电网电动势的dq轴分量，

为补偿电压，ω为同步旋转角速度；(8)、假定采样周期为T_s，将三相电压型PWM变换器在两相旋转坐标系下的dq轴电流离散可得

i_q(k+1)-i_q(k)＝T_s[-ωi_d+(v_q-e_q-Ri_q)/L]，无差拍控制的目的是使dq轴电流在k+1时刻达到给定值，即式中i_d(k+1)、i_q(k+1)分别为k+1时刻dq轴电流给定值

(9)、由步骤(8)中三相电压型PWM变换器在两相旋转坐标系下的dq轴电流离散公式变形可得

从公式中得到v_d(k)、v_q(k)输入到空间矢量脉宽调制得到控制功率器件的开关信号。

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