CN113839421A - 弱电网下lcl型并网逆变器的稳定性组合控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及并网逆变器技术领域，具体地说，涉及一种弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其包括以下步骤：一、建立三相LCL并网逆变器系统的数学模型；二、使用多谐振控制器以抑制背景谐波干扰，并且在增益环路处串联相位补偿器以提高系统的相位裕度，同时采用并网电流有源阻尼前馈，减少使用高精度的电流传感器。本发明有效提高了电流质量，增强了并网系统在弱电网环境下的稳定性。

Description

弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法

技术领域

本发明涉及并网逆变器技术领域，具体地说，涉及一种弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法。

背景技术

随着可持续发展的理念逐步贯彻，利用可再生能源的技术不断优化，分布式发电作为利用可再生能源的重要方式，已经成为当今电力领域的研究热点。并网逆变器作为连接分布式电源与电网之间的重要装置，在分布式发电领域发挥着重要作用。LCL滤波器具有所占空间小，抑制谐波能力强等优点，因此被广泛应用于并网逆变器中。

由于分布式电源规模逐渐增大，且分布范围较广，电网的阻抗特性逐渐呈现感性，同时包含丰富的背景谐波，呈现出弱电网的特征。在弱电网环境下， LCL型并网逆变器系统的谐振频率会发生波动，从而引发并网电流谐波畸变，系统稳定裕度下降等问题，给系统的稳定带来很大挑战，这就对并网逆变器的控制策略提出了更严格的要求。

针对LCL滤波器的阻尼方法可分为无源阻尼和有源阻尼方法，有文献对这两大类方法进行了讨论。电容电流反馈有源阻尼具有简单高效等特点，因此得到了广泛关注。有文献将电容电流反馈与滤波电容并联构成虚拟阻抗，结构简单，能够有效抑制LCL谐振，但需要较多高精度传感器，系统成本偏高。为减少传感器的使用，有文献提出一种单个电网电流反馈的高通滤波器(HPF)有源阻尼技术，但未考虑到弱电网环境下电网阻抗变大以及谐振频率波动等带来的影响。

由于电网中非线性负载广泛存在，电网电压中含有丰富的背景谐波。为了保证并网逆变器输出给电网的电能质量，必须有效抑制电网电压背景谐波。多谐振控制器由于结构简单，运行可靠等优点被广泛应用。但是，在弱电网环境下，并网电流控制带宽会显著降低，如果多谐振控制器的谐振频率接近电流控制带宽时，会使得系统的相位裕度大幅下降，甚至造成系统失稳的情况。有文献提出采用相位补偿器的策略来解决数字控制延迟和电网阻抗等引起的系统稳定性问题。然而，如前文所述，这些策略也需要较多的高精度传感器，成本不菲。

综上所述，在考虑弱电网特性的情况下，现有的并网逆变器控制策略无法兼顾系统稳定性和传感器成本问题。

发明内容

本发明的内容是提供一种弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其能够克服现有技术的某种或某些缺陷。

根据本发明的弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其包括以下步骤：

一、建立三相LCL并网逆变器系统的数学模型；

二、使用多谐振控制器以抑制背景谐波干扰，并且在增益环路处串联相位补偿器以提高系统的相位裕度，同时采用并网电流有源阻尼前馈，减少使用高精度的电流传感器。

作为优选，步骤一中，三相LCL并网逆变器数学模型可表示为：

LCL滤波器由逆变器侧电感L₁、滤波电容C以及并网侧电感L₂构成；L_g为电网电感；I_1i(i＝a,b,c)为逆变器输出电流；I_2i(i＝a,b,c)为并网电流；U_i(i＝a,b,c)为逆变器输出电压；U_ci(i＝a,b,c)为电容电压；U_gi(i＝a,b,c)为并网电压，a,b,c为三相。

作为优选，步骤二中，在三相LCL并网逆变器系统中加入有源阻尼前馈，记为k＝1/K_PWM；其开环传递函数为：

其中：

A₁＝(s⁴+ω_hs³)；A₂＝(s²+ω_hs)；A₃＝k_hs；

s为微分算子，ω_h、k_h为高通滤波器参数；

可得上述LCL的开环谐振频率f_ref表达式为：

其中，i_ref(s)为给定电流参考值；K_PWM为逆变桥增益，大小可等效为U_dc/U_tri，其中U_dc为直流侧电压，U_tri为三角载波幅值；G_d(s)为系统延迟，由采样开关、离散化计算延时及PWM调制延时共同构成，取e^-1.5Tss，T_s为采样周期。

作为优选，步骤二中，有源阻尼前馈需要高通滤波器实现，高通滤波器采用一阶高通滤波器，传递函数G_hpf为：

式中，k_h与ω_h为高通滤波器的参数，其数量关系须满足下式：

其中，k的取值范围为0.8～0.9；选取k＝0.85，L₁＝3mH，L₂＝3mH，谐振角频率ω_ref则可由下式计算得到：

可算出ω_ref＝11547Hz；因此，可得一阶高通滤波器传递函数表达式为：

作为优选，在三相LCL并网逆变器系统的有源阻尼前馈中添加多谐振控制器G_m(s)；G_m(s)由多个谐振控制器组成，在电网主要低次谐波频段可以保持幅值为0dB，而在其余频段保持幅值衰减的特性，从而抑制系统中的高次谐波，其表达式如下：

式中：2m+1表示谐波频率的次数，m取整数1至4，ω_f为谐波深度系数，取10π；ω₀为控制器的基波角频率。

作为优选，步骤二中，在三相LCL并网逆变器系统的有源阻尼前馈中添加多谐振控制器G_m(s)后，设函数G_k(s)＝K_PWMG_d(s)，可得改进后的系统开环传递函数 G_iref-i2(s)为：

G_r(s)为准谐振控制函数，其中：

A₁＝(s⁴+ω_hs³)；A₂＝(s²+ω_hs)；A₃＝k_hG_k(s)s；

可得系统开环谐振频率f′_ref表达式为：

G_m(s)为多谐振控制器函数。

作为优选，步骤二中，在增益环节串联相位补偿器G_p(s)与多谐振控制器进行组合，表达式为：

式中α、m、n均为补偿器参数；

可得基于组合控制策略的系统开环传递函数为：

其中：

A₁＝(s⁴+ω_hs³)；A₂＝(s²+ω_hs)；A₃＝k_hG_k(s)s。

作为优选，相位补偿器参数m、n的数学关系如下：

θ_c为最大的相位补偿角，能够抵消系统延迟环节G_d(s)造成的相位滞后；θ_c与 G_d(s)的关系见下式：

θ_c＝|∠G_d(s)(j2πf_r)|；

同时，为了保证加入相位补偿后反向谐振峰不触碰﹣180°线，相位补偿器在频率f_r处幅值必须为1，即满足下式：

|G_p(s)(j2πf_r)|＝1；

可推导得到相位补偿器参数α的表达式为：

这样，就可以求得相应的相位补偿器数学表达式。

本发明提出了一种基于并网电流前馈的多谐振控制与相位补偿相结合的组合控制策略。该策略使用多谐振控制器抑制背景谐波干扰，并在增益环路串联相位补偿器提高系统相位裕度，同时采用并网电流前馈，节省了高精度电流传感器。本发明所提策略有效提高了电流质量，增强了并网系统在弱电网环境下的稳定性。

附图说明

图1为实施例1中一种弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法的流程图；

图2为实施例1中三相LCL并网逆变器拓扑的示意图；

图3为实施例1中并网电流前馈并网逆变器控制框图；

图4为实施例1中电网电压前馈多谐振控制的系统控制框图；

图5为实施例1中优化后控制系统的开环频率特性示意图；

图6为实施例1中组合控制改进后的系统结构框图；

图7为实施例1中相位补偿器的频率特性示意图；

图8为实施例1中使用组合控制策略后系统的频率特性示意图；

图9(a)为实施例1中L_g＝0mH时未加相位补偿的控制策略波形图；

图9(b)为实施例1中L_g＝0mH时加入相位补偿的控制策略波形图；

图10(a)为实施例1中L_g＝1mH时未加相位补偿的控制策略波形图；

图10(b)为实施例1中L_g＝1mH时加入相位补偿的控制策略波形图；

图11(a)为实施例1中L_g＝3mH时未加相位补偿的控制策略波形图；

图11(b)为实施例1中L_g＝3mH时加入相位补偿的控制策略波形图；

图12(a)为实施例1中L_g＝3mH时未加相位补偿的控制策略谐波分析图；

图12(b)为实施例1中L_g＝3mH时加入相位补偿的控制策略谐波分析图；

图13(a)为实施例1中L_g＝0mH时未加相位补偿的控制策略实验图；

图13(b)为实施例1中L_g＝0mH时加入相位补偿的控制策略实验图；

图14(a)为实施例1中L_g＝3mH时未加相位补偿的控制策略实验图；

图14(b)为实施例1中L_g＝3mH时加入相位补偿的控制策略实验图。

具体实施方式

为进一步了解本发明的内容，结合附图和实施例对本发明作详细描述。应当理解的是，实施例仅仅是对本发明进行解释而并非限定。

实施例1

如图1所示，本实施例提供了一种弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其包括以下步骤：

一、建立三相LCL并网逆变器系统的数学模型；

二、使用多谐振控制器以抑制背景谐波干扰，并且在增益环路处串联相位补偿器以提高系统的相位裕度，同时采用并网电流有源阻尼前馈，减少使用高精度的电流传感器。

1控制模型拓扑结构与控制策略

1.1三相LCL型并网逆变器电路拓扑

如图2所示为一个三相LCL型并网逆变器的模型结构图，LCL滤波器由逆变器侧电感L₁、滤波电容C以及并网侧电感L₂构成；U_dc为直流母线电压；I_1i(i＝a,b,c) 为逆变器输出电流；I_2i(i＝a,b,c)为并网电流；I_ci(i＝a,b,c)为电容电流；U_i(i＝a,b,c)为逆变器输出电压；U_ci(i＝a,b,c)为电容电压；U_gi(i＝a,b,c)为并网电压。电网阻抗通常等效为电网电阻R_g和电网电感L_g，因为阻性分量对系统稳定性有利，所以本实施例在分析最不良的情况时，忽略电网电阻的影响。

在三相静止坐标系中，对照图2所示拓扑结构，三相LCL并网逆变器数学模型可表示为：

由式(1)可知，该系统在三相坐标系下阶数较高，需控制三个交流变量，因此需要进行坐标变换，从而减小控制难度。

1.2带比例前馈的并网电流控制策略

派克(dq)变换和克拉克(αβ)变换是两种对LCL型并网逆变器实现精准控制的方法。在dq坐标系中，由于变量之间大量耦合，控制方法比较复杂。而在αβ坐标系中，不会出现耦合情况，省去了解耦的步骤，控制结构较为简化，再加之准PR控制，就可以对给定电流进行无静差跟踪。

准PR控制器的传递函数为：

式中：K_p为比例系数；K_r1为谐振增益系数；ω_c为QPR控制器的截止带宽；ω₀＝2πf₀为控制器的基波角频率，f₀为基波频率。为了保证当电网频率存在±0.5Hz 的波动时，并网电流在基波频率处的稳态误差<1％，要求基波增益幅值>75dB，则可取ω_c＝3.14rad/s。

图3以一相为例，给出了仅引入电网电流反馈控制框图。其中，i_ref(s)为给定电流参考值；K_PWM为逆变桥增益，可大小可等效为U_dc/U_tri，其中U_tri为三角载波幅值；为抑制电网电压v_g(s)背景谐波引起的电压扰动，通常在v_pcc(s)处引入一个前馈，记为k＝1/K_PWM；G_hpf(s)为电网电流反馈系数；G_d(s)为系统延迟，通常由采样开关、离散化计算延时及PWM调制延时共同构成，本实施例取

由图3可推得，上述比例前馈系统开环传递函数为：

其中：

A₁＝(s⁴+ω_hs³)；A₂＝(s²+ω_hs)；A₃＝k_hs；

分析图3和式(3)，可得上述LCL的开环谐振频率f_ref表达式为式(4)。

1.3高通滤波器(HPF)参数设计

上述模型中，电网电流前馈有源阻尼方法需要高通滤波器才能实现。由于高阶高通滤波器受噪声影响较大，鲁棒性较差，相比一阶高通滤波器并没有性能上的提升，所以本实施例采用一阶高通滤波器，传递函数G_hpf为

式(5)中的k_h与ω_h为高通滤波器的参数，其数量关系须满足式(6)。

其中，k的取值范围为0.8～0.9。本实施例选取k＝0.85，L₁＝3mH，L₂＝3mH，ω_ref则可由式(7)计算得到：

由式(7)可算出ω_ref＝11547Hz。将上述数据代入式(5)与式(6)，可得本实施例所用的一阶高通滤波器传递函数表达式为：

2优化控制策略分析

2.1电网电压前馈多谐振控制器策略分析

电网中存在的高次谐波会对系统稳定性产生危害。为此，需要使电压前馈通道仅在电网的主要低次谐波频率处保持反馈特性，而在其余频段进行有效抑制，因此本实施例在前馈回路中添加多谐振控制器G_m(s)。G_m(s)由多个谐振控制器组成，在电网主要低次谐波频段可以保持幅值为0dB，而在其余频段保持幅值衰减的特性，从而抑制系统中的高次谐波，其表达式为式(9)。

式中：2m+1表示谐波频率的次数，m取整数1至4，ω_f为谐波深度系数，取10π；ω₀为控制器的基波角频率。加入G_m(s)后的系统控制框图如图4所示。

其中函数G_k(s)＝K_PWMG_d(s)，依据上述优化控制框图，可得改进后的系统开环传递函数G_iref-i2(s)(从输入iref指令电流到i2输出并网电流)为：

G_r(s)为准谐振控制函数，其中：

A₁＝(s⁴+ω_hs³)；A₂＝(s²+ω_hs)；A₃＝k_hG_k(s)s

分析图4与式(10)可得系统开环谐振频率表达式f′_ref为式(11)。

G_m(s)为多谐振控制器函数，对比式(4)与式(11)，可见式(7)在分子上增加了系数(1-G_m(s))L_g。当多谐振控制器幅值过大时，会使谐振频率急剧下降，从而影响系统稳定性。因此，需要控制各谐振控制器的系数不能过大。

由图5可见，加入多谐振控制器优化后的电网电压高次谐波显著降低，同时保持基波频率处的增益基本不变。但是，随着电网电感的升高，系统的相位裕度也逐渐减小。当电网电感为3mH时，系统的相位裕度几乎为0，存在谐波与-180°线多次交汇的风险，该处对应频率的谐波会被放大，进而对系统的稳定性形成极大的危害。

2.2提出的改进策略分析

当电网阻抗逐渐升高时，系统的相位裕度会因为谐波谐振峰与-180°线多次交汇而显著下降，从而导致系统稳定性降低。为了解决这个问题，可以采取超前补偿法补偿一定频段内的相位，同时兼具参数简单，实现便捷的优点。本实施例将一种超前补偿器与多谐振控制器进行有效组合，从而达到补充相位裕度的效果，表达式为式(12)：

式中α、m、n均为补偿器参数。

若采用相位补偿器与多谐振控制器串联的方法，可能会影响所在回路的增益，并且增加系统的复杂性。因此，本实施例采用在增益环节串联相位补偿器 G_p(s)，同时在电网电压前馈回路添加多谐振控制器的组合。经改进的系统结构框图见图6。

由图6可得基于组合控制策略的系统开环传递函数为式(13)。

其中：

A₁＝(s⁴+ω_hs³)；A₂＝(s²+ω_hs)；A₃＝k_hG_k(s)s

超前补偿器在提高系统相位裕度的同时，也会改变环路增益幅值，因此，本实施例对其参数也进行了合理设计。

3基于组合控制策略的设计与分析

3.1补偿参数设计

为了保证添加相位补偿器后的环路性能依然稳定，本实施例设计补偿器的α、m、n等参数时研究了系统的截止频率、稳定裕度等条件。需要特别说明的是,仅考虑电网阻抗最大，即L_g＝3mH的情况，因为该情况下系统的鲁棒性相对最差。该情况下相位补偿器对应的波特图如图7所示。

由图7可知，相位补偿器存在最大补偿点，将其对应频率记为f_r。为保证系统稳定，必须设计合适的参数，使得最大补偿点落在谐波谐振峰区域内，即避免与0dB线发生交汇。

为了确保相位补偿裕度足够大，因此在最大补偿点处需要提供最大的相位补偿角θ_c，能够抵消系统延迟环节G_d(s)造成的相位滞后。θ_c与G_d(s)的关系见式 (14)：

θ_c＝|∠G_d(s)(j2πf_r)| (14)

根据模型所需要的最大相位补偿角θ_c以及相位补偿器的特性，可推导得知相位补偿器参数m、n的数学关系如下：

同时，为了保证加入相位补偿后反向谐振峰不触碰﹣180°线，相位补偿器 G_p(s)在频率f_r处幅值必须为1，即满足式(16)：

|G_p(s)(j2πf_r)|＝1 (16)

j代表相位超前90度(是复变函数里复数域的标识)；

联立式(15)与式(16)，可以推导得到相位补偿器参数α的表达式为：

依据式(12)、式(15)和式(17)，结合所用的三相LCL并网逆变器模型参数，就可以求得相应的相位补偿器数学表达式。

3.2系统稳定性分析

为了进一步分析所提出的组合控制策略在弱电网背景下的适应能力。图8 给出了在表1的数据下，L_g分别为0、1mH和3mH时逆变器开环传递函数的频率特性图。其中，系统模型参数见表1。

表1仿真参数

由图8可见，系统在使用组合控制策略后，当电网电感增大时，截止频率处的相位裕度下降幅度较小。当L_g＝3mH时，并网系统的相位裕度仍有24°，各谐振峰亦不存在与-180°交汇的风险。这说明，采用本实施例提出的组合控制方法后，系统在弱电网背景下具有良好的稳定性和适应性。

4仿真验证

为了验证上述组合控制策略的有效性，本实施例采用基于 MATLAB/SIMULINK的三相并网逆变器仿真模型进行研究，其仿真参数如表1 所示。为了模拟实际电网电压中存在的高次谐波，本实施例在仿真中电网电源处加入了10％的3次，5％的5次，3％的7次和2％的9次谐波，从而对比加入组合控制策略前后系统对PCC电压谐波引起的电流畸变的抑制效果。

图9(a)、图9(b)、图10(a)、图10(b)、图11(a)、图11(b) 显示了当电网电感依次取0mH,1mH,3mH时，加入相位补偿前后两种控制策略下并网电流波形的对比图。对比图9(a)、图9(b)、图10(a)、图10(b)，发现在未加电网阻抗时，两种控制策略下的并网电流波形是基本一致的，且系统都能保持稳定。但随着电网电感的出现，当Lg＝1mH时，未加入相位补偿策略下的并网电流出现少许谐波畸变，THD为2.43％，这是因为电网阻抗的出现导致系统的相位裕度降低，多谐振控制器的谐振峰逐渐接近-180°线，从而使得并网电流的质量降低；而加入相位补偿策略后的并网电流得到较大改善，相应 THD降低为0.58％。当电网电感增大为3mH时，如前文分析所言，此时谐振峰已经出现越过-180°线的情况，电流波形出现严重畸变，THD达到13.93％，系统变得不稳定；与之相比，加入相位补偿策略后的并网电流依旧保持稳定，THD 仅为1.13％，系统保持良好的稳定性。

图12(a)和图12(b)显示了当Lg＝3mH时，两种策略下并网电流的傅里叶分析(FFT)结果。如图12(a)所示，未加入相位补偿控制策略下电流中9次谐波分量较大，这也说明了因为9次谐波处相位出现低于180°的情况，导致9 次谐波被严重放大；对比图12(b)，可以看出采用加入相位补偿的策略后，电流的谐波畸变率总体下降，且9次谐波下降幅度最为明显。

综上，在不增加额外传感器的前提下，采用加入相位补偿的改进控制策略提高了控制系统的相位裕度，增强了系统的鲁棒性和稳定性，并且能够适应弱电网环境。

5实验验证

为了验证本实施例所提控制策略的正确性和有效性，依据图1在实验室中搭建了相应的三相桥式并网逆变器实验平台，相应的硬件参数与控制参数已在表2中显示，参数取值与仿真一致。

为验证本实施例所提出的组合控制策略的有效性，根据图2所示三相桥式 LCL并网逆变器拓扑结构，搭建了相应的实验平台。实验中所采用的元件和控制参数与仿真保持一致，如表1所示，主要实验设备的规格如表2所示。

表2主要实验设备规格

实验平台包含一个9.1千瓦的三相LCL逆变器连接到电网，LCL逆变器的直流侧通过可调变压器与三相电源相连，输出端通过继电器直接连接到电网。虽然变压器具有一定的漏感，但对实验结果的验证影响不大。

为模拟弱电网环境，本实施例通过在电网侧串联一定数值的电感来实现电网阻抗L_g。为了保证并网的安全，本实施例设置了锁相判定程序，从而确保在锁相操作成功的情况下发出信号导通继电器，实现安全并网。

对比图13(a)与图13(b)可得，在无电网阻抗环境下，即模拟无穷大电网时，两种控制策略下的并网电流波形都很平稳，且谐波较少，即系统都能保持稳定运行状态；当L_g增大到3mH，即模拟弱电网环境时，对比图14(a)与图14(b)未加相位补偿的控制策略下并网电流明显受到谐波影响，总谐波失真达到了14.85％，而加入相位补偿后，并网电流波形基本恢复了平稳，谐波明显减少，THD下降到2.89％，即说明在弱电网环境下，本实施例所提出的组合控制策略能够使系统的相位裕度增大，提升对谐波的抑制能力，改善并网电流质量，从而保证系统的稳定性。

以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。

Claims (8)

1.弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

一、建立三相LCL并网逆变器系统的数学模型；

二、使用多谐振控制器以抑制背景谐波干扰，并且在增益环路处串联相位补偿器以提高系统的相位裕度，同时采用并网电流有源阻尼前馈，减少使用高精度的电流传感器。

2.根据权利要求1所述的弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其特征在于：步骤一中，三相LCL并网逆变器数学模型表示为：

；

LCL滤波器由逆变器侧电感

、滤波电容C以及并网侧电感

构成；

为电网电感，

为逆变器输出电流；

为并网电流；

为 逆变器输出电压；

为电容电压；

为并网电压，a,b,c为三相。

3.根据权利要求2所述的弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其特征在 于：步骤二中，在三相LCL并网逆变器系统中加入有源阻尼前馈，记为k；其开环传递函数为：

；

其中：

；

s为微分算子，

、k _h 为高通滤波器参数；

为系统延迟；

得上述LCL的开环谐振频率fref表达式为：

；

其中，

，

为逆变桥增益，大小等效为

，其中

为直 流侧电压，

为三角载波幅值。

4.根据权利要求3所述的弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其特征在 于：步骤二中，有源阻尼前馈通过高通滤波器实现，高通滤波器采用一阶高通滤波器，传递 函数

为：

；

式中，

与

为高通滤波器的参数，其满足下式：

；

其中，

的取值范围为0.8~0.9；谐振角频率

由下式得到：

。

5.根据权利要求4所述的弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其特征在 于：在三相LCL并网逆变器系统的有源阻尼前馈中添加多谐振控制器

；

其表达 式如下：

；

式中：2m+1表示谐波频率的次数，

为谐波深度系数；

为控制器的基波角频率。

6.根据权利要求5所述的弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其特征在 于：步骤二中，在三相LCL并网逆变器系统的有源阻尼前馈中添加多谐振控制器

后， 设函数

，改进后的系统开环传递函数

为：

；

G _r (s)为准谐振控制函数，其中：

；

得系统开环谐振频率

表达式为：

；

G _m (s)为多谐振控制器函数。

7.根据权利要求6所述的弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其特征在 于：步骤二中，在增益环节串联相位补偿器

与多谐振控制器进行组合，表达式为：

；

式中

、

、

均为补偿器参数；

得基于组合控制策略的系统开环传递函数为：

；

其中：

。

8.根据权利要求7所述的弱电网下LCL型并网逆变器的稳定性组合控制方法，其特征在 于：相位补偿器参数

、

的关系如下：

；

为最大的相位补偿角用于抵消系统延迟环节

造成的相位滞后；

与

的关系见下式：

；

同时，相位补偿器

在频率f _r 处幅值为1，即满足下式：

；

j代表相位超前90度；

得到相位补偿器参数

的表达式为：

。

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