CN106356862A - 一种兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法，包括小谐波阻抗型的电压电流控制、分频虚拟阻抗技术及快速鲁棒下垂控制方法。本发明方法针对海岛多大功率变流器并联系统，用于改善负荷突变下所引起交流母线电压的急剧跌落、高渗透非线性负荷所引起交流母线电压的严重畸变，实现在满足负荷功率精确分配的前提下变流器能够快速主动支撑交流母线电压，并抵消LCL滤波器的网侧电感所造成交流母线电压的畸变，从而保证并联系统交流母线的高精度、高品质控制，满足本地负荷的高使用要求。

Description

一种兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法

技术领域

本发明涉及海岛供电领域，特别是一种兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法。

背景技术

我国海岸线漫长，海岛数量众多，安全可靠的电力供应是海岛开发建设、军队维护海洋权益的基础保障。而对于比较偏远小岛而言，由于铺设海下电缆需要在技术和经济上付出巨大代价，海岛上的本地负荷往往是由风/光/柴/储等微源所构成的多兆瓦级变流器并联系统来实现供电。以多微源和储能装置为支撑的恒压直流源经变流器接口变换成稳定工频的交流电压源并汇入交流母线。然而，公共连接处的母线电压质量易受本地负荷的影响，特别是在负荷急剧增大或高渗透率非线性负荷的工况下，交流母线电压将可能快速波动并出现电压跌落，或含有大量的谐波成分，难以满足本地负荷的使用要求，将制约海岛长期发展。

目前，无互连线结构的下垂控制在策略上模拟同步发电机的下垂特性，是实现海岛中多兆瓦级变流器并联系统(“多个可控电压源”)的主要控制方法。尤其是鲁棒下垂控制策略，能够实现海岛本地负荷功率按容量比精确比例的分配，并抑制变流器间的环流。然而，传统的变流器并联系统控制却未根本上解决交流母线存在的电压质量问题，主要体现在三个方面：1)高渗透率的非线性负荷将给变流系统带来电能质量问题，尤其当变流器选择LCL型滤波器接入至公共母线，谐波电流将在网侧滤波电感出现大幅度的电压降落，使得交流母线电压在主要次谐波含有大量的谐波电压分量，这将严重影响交流母线的电压质量；2)海岛负荷突变下所引起交流母线电压的急剧跌落问题，传统R-型、L-型和RL-型变流器含有较大的基频输出阻抗，使得变流器在本地负荷急剧增加时出现较大的基波电压降，这不利于功率传输，甚至会引起交流母线电压的不稳定；3)传统鲁棒下垂控制使得变流器投入并联运行过程中，存在冲击电流大、过渡时间长的不足，不利于母线电压高品质控制。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法，适用于多兆瓦级变流并联系统，所述多兆瓦级变流并联系统包括依次连接的直流微源、直流储能电容、逆变电路、LCL滤波电路、锁相环电路；所述LCL滤波器接入交流母线；A/D采样电路输入端与所述LCL滤波电路连接；控制与驱动保护电路输入端、A/D采样电路输出端连接；所述驱动保护电路驱动所述逆变电路；该方法为：

1)在每个采样周期的起始点，A/D采样电路分别对多兆瓦级变流并联系统的输出电压u_o、输出电流i_o及逆变电路输出电流i_L进行采样；

2)将多兆瓦级变流并联系统的输出电压u_o与输出电流i_o相乘得到多兆瓦级变流并联系统的瞬时有功功率p；将多兆瓦级变流并联系统输出电流滞后90°，并与多兆瓦级变流并联系统输出电压相乘得到多兆瓦级变流并联系统的瞬时无功功率q；

3)计算得到多兆瓦级变流并联系统的平均输出有功功率P、无功功率Q，计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{s}{({\mathrm{\τ}}_{LPF}s+1)({\mathrm{\τ}}_{HPF}s+1)}p\\ Q=\frac{1}{({\mathrm{\τ}}_{LPF}s+1)}q\end{array}\right.$

其中，τ_LPF为低通滤波器的时间常数，τ_HPF为高通滤波器的时间常数，s为拉普拉斯变化因子；

4)设计快速鲁棒下垂控制器，得到多兆瓦级变流并联系统输出电压的幅值指令E、角频率指令ω；

5)由多兆瓦级变流并联系统输出电压的幅值指令E、角频率指令ω合成多兆瓦级变流并联系统的参考电压指令u_droop：

其中，相角为预同步相位信号；

6)在小谐波阻抗的环境下，通过分频虚拟阻抗技术将多兆瓦级变流并联系统的等效输出阻抗Z_eq在基频处设计成容性、在谐波频率处设计成阻性，并得到电压外环指令u_ref的表达式为：

$u_{ref}=u_{droop}-i_{0f}\frac{1}{{\mathrm{sC}}_v}-i_{0h}{R}_h$

其中，i_of和i_oh分别为多兆瓦级变流并联系统输出电流的基波分量和谐波分量；1/sC_v和R_h分别为基波频率和谐波频率处的虚拟阻抗值；

7)将u_ref与多兆瓦级变流并联系统输出电压u_o进行比例+重复控制，并得到多兆瓦级变流并联系统输出电流的指令值i_ref；

8)将逆变电路输出电流的指令值i_ref与输出电流采样值i_L进行比例调节，得到SPWM调制载波信号D；

9)将SPWM调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得到全控型功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，驱动逆变电路全控型功率器件的开通与关断。

步骤4)中，下垂控制器的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}E=E_0+\frac{1}{s}\[k_e(E^{*}-U_o)+nQ\]k_q\\ \mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+mP\end{array}\right.;$

其中，U₀为多兆瓦级变流并联系统输出电压的有效值；k_e为电压反馈系数；E^*为空载输出电压的幅值指令；ω^*为空载输出电压的角频率指令；m和n分别为无功-电压、有功-频率控制的下垂系数；E₀为电压初始设定值，用于降低并机过程所产生的冲击电流；k_q为所构造的积分系数。

所构造的积分系数k_q表达式为

$k_q=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{10{\mathrm{\τ}}_{LPF}}\·\frac{Z_{eq}}{{\mathrm{nU}}_o}& \left|\mathrm{\Δ}E\right|\≥0.5{\mathrm{\%E}}^{*}\\ 1& \left|\mathrm{\Δ}E\right|\≤0.5{\mathrm{\%E}}^{*}\end{array}\right.;$

其中，ΔE＝k_e(E^*-U_o)+nQ。

步骤6)中，i_of和i_oh的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{0f}=\frac{2{\mathrm{\ω}}_{r}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{r}s+{\mathrm{\ω}}_0^2}{i}_o\\ i_{0h}=i_o-i_{0f}\end{array}\right.;$

式中：ω_r为基波频率的带宽，取值为π。

步骤7)中，电压外环所采用比例+重复控制的传递函数G_PRC(s)在等效连续域的表达式为：

$G_{PRC}\left(s\right)\≈K_p+K_{rc}\frac{{\mathrm{Je}}^{-s\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_0}}}{1-{\mathrm{Je}}^{-s\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_0}}};$

其中，K_p为电压外环的比例调节系数；K_rc为重复控制的增益系数；J为重复控制的内模系数；ω₀为工频角频率。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明一方面实现了LCL型变流器输出电压在基波频率及谐波频率处的零稳态控制，并削弱了网侧滤波电感对交流母线电压的不利影响，解决了高渗透非线性负荷所引起交流母线电压严重畸变的难题。另一方面解决了负荷突变下所引起交流母线电压急剧跌落的难题，实现了并联系统在公共母线处的电压主动支撑。同时还克服了传统鲁棒下垂控制在变流器投入并联运行过程中，存在冲击电流大、过渡时间长的问题。

附图说明

图1为本发明一实施例多兆瓦级LCL型变流器并联结构框图；

图2为本发明一实施例改善交流母线电压质量的兆瓦级变流器并联控制总框图；

图3(a)为本发明一实施例兆瓦级LCL型变流器输出电压直接控制框图；

图3(b)为本发明一实施例输出电压直接控制策略下兆瓦级LCL型变流器的等效控制框图；

图3(c)为本发明一实施例输出电压直接控制策略下兆瓦级LCL型变流器的等效电路模型；

图3(d)为本发明一实施例等效连续域下基于比例+重复控制的电压电流双闭环直接控制框图；

图4为本发明一实施例分频虚拟阻抗技术控制框图；

图5为本发明一实施例为快速鲁棒下垂控制框图。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例多兆瓦级LCL型变流器并联系统包括n(n＝2,3,4,5…)个LCL型变流器、若干个阻感性线性负荷及高渗透率的非线性负荷。所述变流器包括直流储能电容、变流器电路、LCL滤波电路、A/D采样电路、控制器DSP2812、驱动保护电路；所述直流储能电容连接DG和储能装置所构成的直流微源；所述LCL滤波器经线路阻抗Z_line接入交流母线；所述A/D采样电路输入端与所述LCL滤波电路连接；所述控制器DSP2812与所述驱动保护电路输入端、A/D采样电路输出端连接；所述驱动保护电路驱动所述逆变电路。其中，u_o和i_o分别为LCL型变流器的输出电压和电流；i_L为逆变电路的输出电流；L₁和L₂分别为滤波器的变流器侧和网侧电感；P和Q分别为变流器的输出有功和无功功率；C为滤波电容；继电器K为控制变流器的投切开关；线路阻抗Z_line＝R_line+jX_line，在低压线路中，线路电阻R_line>>X_line。

如图2所示，本发明一实施例兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法主要包括小谐波阻抗型的电压电流控制、分频虚拟阻抗技术及快速鲁棒下垂控制方法。为了削弱在高渗透率的非线性负荷下网侧电感对交流母线电压的不利影响，本发明提出了小谐波阻抗型的电压电流控制策略来重新设置变流器的输出阻抗，将大谐波阻抗问题转换成小谐波阻抗问题。所述小谐波阻抗型的电压电流控制策略主要包括基于比例+重复控制的电压电流双闭环直接控制。同时，为了增强微电网母线电压的主动支撑、谐振及谐波环流抑制能力，本发明提出了基于分频虚拟阻抗技术的快速鲁棒下垂控制策略，来实现小谐波阻抗环境下的变流器并联控制。本发明图3-5将分别对所提控制策略进行详细阐述。

图3(a)为本发明所提出小谐波阻抗型的电压电流双闭环控制框图，所采用的电压控制量为LCL变流器的输出电压，而非传统滤波电容两端的输出电压。其中G_PRC(s)为其在等效连续域下的电压控制器；电流内环采用逆变电路的输出电流作比例控制，k_L为其相应的比例系数。此外，u_ref为电压外环参考指令值；k_PWM为变流器的等效增益；ω₀为基波角频率；G_delay为变流器的控制延时，在低中频段可近似为1。

图3(b)为输出电压直接控制策略下的等效控制框图。为了更直观反映孤岛运行下LCL型变流器输出电压直接控制与电容电压间接控制的差异，结合u_o(s)＝u_c(s)-sL₂i_o(s)，将图3(a)做适当等效变换得到相应的控制框图如图3(b)所示。易知LCL变流器输出电压直接控制的本质等价于对滤波电容两端电压的反馈及变流器输出电流的前馈控制。

同时，根据图3(b)可得：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_c\left(s\right)=G_{vg}\left(s\right)u_{c\_ref}\left(s\right)-Z_{out}\left(s\right)i_o\left(s\right)\\ u_{c\_ref}\left(s\right)=u_{ref}\left(s\right)+{\mathrm{sL}}_2{i}_o\left(s\right)\\ u_c\left(s\right)=u_o\left(s\right)+{\mathrm{sL}}_2{i}_o\left(s\right)\end{array}\right.---\left(1\right)$

式(1)中：G_vg(s)、Z_out(s)分别为电容电压间接控制下变流器的等效电压增益和自身输出阻抗。其传递函数分别为

$\left\{\begin{array}{c}{G}_{vg}\left(s\right)\≈\frac{k_L{k}_{pwm}{G}_{PRC}\left(s\right)}{L_1{\mathrm{Cs}}^2+k_L{k}_{pwm}Cs+k_L{k}_{pwm}{G}_{PRC}\left(s\right)+1}\\ Z_{out}\left(s\right)\≈\frac{{\mathrm{sL}}_1+k_L{k}_{pwm}}{L_1{\mathrm{Cs}}^2+k_L{k}_{pwm}Cs+k_L{k}_{pwm}{G}_{PRC}\left(s\right)+1}\end{array}\right.---\left(2\right)$

那么，由式(1)易得LCL型变流器输出电压直接控制的闭环传递函数为

u_o(s)＝G_vg(s)u_ref(s)-Z_o(s)i_o(s) (3)

其中，Z_o(s)为输出电压直接控制下变流器的自身输出阻抗，其表达式为

Z_o(s)＝Z_out(s)-sL₂+sL₂G_vg(s) (4)

观察式(3)、(4)及式(1)的第一项，发现理论上LCL型变流器输出电压直接控制与电容电压间接控制具有相同的电压增益G_vg(s)，但其自身输出阻抗却存在明显的变化：直接电压控制将网侧滤波电感sL₂转换成了变流器自身输出阻抗的一部分，并与电容电压间接控制存在(1-G_vg(s))sL₂的阻抗差异。

图3(c)为输出电压直接控制策略下的等效电路模型。显然，传统电容电压间接控制下网侧滤波电感的存在加剧了变流器输出电流在连接阻抗Z_connect(s)上的电压降落，不仅不利于维持微电网母线在基波域输出电压的稳定，且将恶化非线性负荷工况下微电网的母线电压质量。为了改善网侧滤波电感的大谐波阻抗对微电网母线电压质量的不利影响，本发明通过LCL型变流器的输出电压直接控制来减小连接阻抗Z_connect(s)在各次谐波频率处的阻抗幅值。研究G_vg(s)和Z_out(s)的传递函数可发现：当电压外环控制器在基波和各次谐波频率均具有高增益时，可满足|G_vg(jnω₀)|＝1和|Z_out(jnω₀)|＝0，其中n＝1,2,3…。此时，Z_connect(s)在基波和各次谐波处的幅值均趋于0，实现将大谐波输出阻抗转化为小谐波阻抗环境，有效削弱了网侧滤波电感对公共母线电压的不利影响。

图3(d)为等效连续域下基于比例+重复控制的电压电流双闭环直接控制框图。事实上，多个谐振项并联使用可以满足|G_vg(jnω₀)|＝1和|Z_out(jnω₀)|＝0的要求。然而，多个准谐振项在离散化时对参数敏感且计算过于复杂，且受DSP中开关周期时间的限制，其难以实现在各谐波频率处均采用谐振控制。对此，本发明电压外环控制器G_PRC(s)采用比例+重复控制来实现将大谐波输出阻抗转化为小谐波阻抗环境。其在等效连续域的表达式为

$G_{PRC}\left(s\right)\≈K_p+K_{rc}\frac{{\mathrm{Je}}^{-s\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_0}}}{1-{\mathrm{Je}}^{-s\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_0}}}---\left(5\right)$

式中：K_p为电压外环的比例调节系数；K_rc为重复控制的增益系数；J为重复控制的内模系数。将式(5)进行适当数学变换，则有

$G_{PRC}\left(s\right)=K_p-\frac{K_{rc}}{2}+\frac{K_{rc}}{2}\frac{e^{\mathrm{\π}(\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0}s-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\ln J)}+e^{-\mathrm{\π}(\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0}s-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\ln J)}}{e^{\mathrm{\π}(\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0}s-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\ln J)}-e^{-\mathrm{\π}(\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0}s-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\ln J)}}---\left(6\right)$

由于存在等式变换

$\frac{e^{\mathrm{\π}x}+e^{-\mathrm{\π}x}}{e^{\mathrm{\π}x}-e^{-\mathrm{\π}x}}=\frac{1}{\mathrm{\π}x}+\frac{2x}{\mathrm{\π}}\underset{n=1}{\overset{\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{x^2+n^2}---\left(7\right)$

那么，式(6)可展开为

$G_{PRC}\left(s\right)=K_p-\frac{K_{rc}}{2}+\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{2\mathrm{\π}}\frac{K_{rc}}{s+{\mathrm{\ω}}_c}+\frac{{\mathrm{\ω}}_0{K}_{rc}}{\mathrm{\π}}\underset{n=1}{\overset{\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}\frac{s+{\mathrm{\ω}}_c}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+({\mathrm{n\ω}}_0^2+{\mathrm{\ω}}_c^2)}---\left(8\right)$

式中：ω_c为谐振带宽，可减小公共母线的基波频率波动对重复控制增益的影响。其与重复控制的内模系数J存在以下数学关系:

${\mathrm{\ω}}_c=-\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{2\mathrm{\π}}\ln J---\left(9\right)$

考虑到公共母线基波频率的波动范围可被限定在±0.5Hz范围内，容易计算出J的取值为0.92。同时，观察式(8)可知，含内模系数J的重复控制可等效为多个准谐振项并联，其在基波频率及各谐波频率附近均具有高增益，可实现输出电压的零稳态控制。

为了弥补重复控制会导致稳定裕度降低的不足，重复控制器额外串入补偿器G_s(S)用以提高系统的整体特性，其表达式为

$G_s\left(s\right)=e^{{\mathrm{sN}}_c{T}_s}{G}_{LPF}\left(s\right)---\left(10\right)$

式中：超前环节e^sNcTs用以实现对系统相位的补偿，保证控制系统在中低频段近似零相移；而G_LPF(s)采用适当的低通滤波器实现控制高次谐振频率处的增益，进而改善控制系统的稳定裕度，考虑到非线性负荷的主要次谐波集中在17次以内，将G_LPF(s)的截止频率设计在1kHz。

如图4所示，为了维持母线电压稳定，并提高变流器的谐振抑制能力，本发明在小基波和谐波阻抗的基础上，进一步提出了一种分频虚拟阻抗策略，

拟将变流器的连接阻抗在基频处设计成容性、在谐波频率处设计成阻性。

所提虚拟阻抗的实现方式可表示为

$u_{ref}\left(s\right)=u_{droop}\left(s\right)-i_{0f}\left(s\right)\frac{1}{{\mathrm{sC}}_v}-i_{0h}\left(s\right)R_h---\left(11\right)$

式中：u_droop为下垂控制器所产生的电压指令；i_of和i_oh分别为变流器输出电流的基波分量和谐波分量；1/sC_v和R_h分别为基波频率和谐波频率处的虚拟阻抗值。

其中，i_of(s)和i_oh(s)可通过式(12)获取。

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{0f}\left(s\right)=\frac{2{\mathrm{\ω}}_{r}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{r}s+{\mathrm{\ω}}_0^2}{i}_o\left(s\right)\\ i_{0h}\left(s\right)=i_o\left(s\right)-i_{0f}\left(s\right)\end{array}\right.---\left(12\right)$

式中：ω_r为基波频率的带宽，本发明取值为π。

假定所提的分频虚拟阻抗用Z_v(s)表示，显然Z_v(s)将改变变流器的自身输出阻抗，如图4所示。同时，由于|G_vg(jnω₀)|＝1以及Z_o(s)在基波和主要次谐波的幅值接近于0，于是，Z_v(s)将在引入虚拟阻抗的自身输出阻抗Z_eq(s)占主导作用。那么，Z_eq(s)可简化为

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_{eq}\left({\mathrm{j\ω}}_0\right)\≈\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_0{C}_v}\\ \begin{array}{cc}{Z}_{eq}\left({\mathrm{jn\ω}}_0\right)\≈R_h& n=3,5,7,9,11,13,15,17\end{array}\end{array}\right.---\left(13\right)$

由式(13)可知，Z_eq(s)在基频处被设计成纯容性，这种类似无功补偿器的倾斜特性，使得u_o随着负荷功率的增大而增大，可以满足负荷需求的同时还能兼顾改善母线电压u_pcc的偏移，实现u_pcc的快速主动支撑。同时，Z_eq(s)在主要次谐波频率处被设计成纯阻性，可增大谐波频率处的阻尼系数，从而抑制Z_eq(s)与线路阻抗的谐振，改善母线电压畸变。

如图5所示，考虑到本发明将Z_connect(s)在基频设计成纯容性，所提的下垂控制应具有与感性变流器相逆的电压/频率下垂特性。同时，为了改善传统鲁棒下垂控制暂态过程中电压幅值存在过渡时间过长的问题，本发明进一步提出了一种快速鲁棒无功-电压下垂控制，在保证功率精确分配的同时，还能加快负荷突变时交流母线电压u_pcc的稳定速度。

所提下垂控制策略的表达式为

$\left\{\begin{array}{c}E=E_0+\frac{1}{s}\[k_e(E^{*}-U_o)+nQ\]k_q\\ \mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+mP\end{array}\right.---\left(14\right)$

式中：k_e为电压反馈系数；E^*为空载输出电压的幅值指令；ω^*为空载输出电压的角频率指令；E为输出电压的幅值指令；m和n分别为无功-电压、有功-频率的下垂系数；E₀为电压初始设定值，用于降低并机过程所产生的冲击电流。

事实上，无功-电压下垂环节引入积分项，虽可有效提高稳态时无功功率的分配精度，但同时增大了系统暂态向稳态的过渡时间。不考虑功率计算中低通滤波器的影响，式(14)的第一项可近似为一阶微分方程

τ_qsE+E＝A (15)

式中

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\τ}}_q=\frac{1}{k_q}\·\frac{Z_{eq}}{{\mathrm{nU}}_o}\\ A=\frac{k_e(E_0-U_o)Z_{eq}}{{\mathrm{nU}}_o}+U_o\end{array}\right.---\left(16\right)$

其中，τ_q为无功-电压环的时间常数，决定了输出电压暂态分量的衰减速度。显然，所构造的积分系数k_q有助于降低时间常数1/A的取值，并可加快无功功率环的动态响应速度。同时，为抵消因积分系数过大所引起的电压波动，本发明将k_q进行分段设计。

$k_q=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{10{\mathrm{\τ}}_{LPF}}\·\frac{Z_{eq}}{{\mathrm{nU}}_o}& \left|\mathrm{\Δ}E\right|\≥0.5{\mathrm{\%E}}^{*}\\ 1& \left|\mathrm{\Δ}E\right|\≤0.5{\mathrm{\%E}}^{*}\end{array}\right.---\left(17\right)$

其中

ΔE＝k_e(E^*-U_o)+nQ (18)

当本地无功负荷发生突变时，则ΔE≠0，变流器由稳态进入暂态过程。若|ΔE|高于0.5％倍空载输出电压的幅值，本发明通过增大k_q的取值来改善无功-电压的动态响应速度，但为了避免功率外环与低通滤波环节的耦合影响，将τ_q设计为低通滤波器时间常数τ_LPF的0.1倍。

Claims (5)

1.一种兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法，适用于多兆瓦级变流并联系统，所述多兆瓦级变流并联系统包括依次连接的直流微源、直流储能电容、逆变电路、LCL滤波电路、锁相环电路；所述LCL滤波器接入交流母线；A/D采样电路输入端与所述LCL滤波电路连接；控制与驱动保护电路输入端、A/D采样电路输出端连接；所述驱动保护电路驱动所述逆变电路；其特征在于，该方法为：

1)在每个采样周期的起始点，A/D采样电路分别对多兆瓦级变流并联系统的输出电压u_o、输出电流i_o及逆变电路输出电流i_L进行采样；

2)将多兆瓦级变流并联系统的输出电压u_o与输出电流i_o相乘得到多兆瓦级变流并联系统的瞬时有功功率p；将多兆瓦级变流并联系统输出电流滞后90°，并与多兆瓦级变流并联系统输出电压相乘得到多兆瓦级变流并联系统的瞬时无功功率q；

3)计算得到多兆瓦级变流并联系统的平均输出有功功率P、无功功率Q，计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{s}{({\mathrm{\τ}}_{LPF}s+1)({\mathrm{\τ}}_{HPF}s+1)}p\\ Q=\frac{1}{({\mathrm{\τ}}_{LPF}s+1)}q\end{array}\right.$

其中，τ_LPF为低通滤波器的时间常数，τ_HPF为高通滤波器的时间常数，s为拉普拉斯变化因子；

4)设计快速鲁棒下垂控制器，得到多兆瓦级变流并联系统输出电压的幅值指令E、角频率指令ω；

5)由多兆瓦级变流并联系统输出电压的幅值指令E、角频率指令ω合成多兆瓦级变流并联系统的参考电压指令u_droop：

其中，相角为预同步相位信号；t为时间量；

6)在小谐波阻抗的环境下，通过分频虚拟阻抗技术将多兆瓦级变流并联系统的等效输出阻抗Z_eq在基频处设计成容性、在谐波频率处设计成阻性，并得到电压外环指令u_ref的表达式为：

$u_{ref}=u_{droop}-i_{0f}\frac{1}{{\mathrm{sC}}_v}-i_{0h}{R}_h$

其中，i_of和i_oh分别为多兆瓦级变流并联系统输出电流的基波分量和谐波分量；1/sC_v和R_h分别为基波频率和谐波频率处的虚拟阻抗值；

7)将u_ref与多兆瓦级变流并联系统输出电压u_o进行比例+重复控制，并得到多兆瓦级变流并联系统输出电流的指令值i_ref；

8)将逆变电路输出电流的指令值i_ref与输出电流采样值i_L进行比例调节，得到SPWM调制载波信号D；

9)将SPWM调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得到全控型功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，驱动逆变电路全控型功率器件的开通与关断。

2.根据权利要求1所述的兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法，其特征在于，步骤4)中，下垂控制器的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}E=E_0+\frac{1}{s}\[k_e(E^{*}-U_o)+nQ\]k_q\\ \mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+mP\end{array}\right.;$

其中，U₀为多兆瓦级变流并联系统输出电压的有效值；k_e为电压反馈系数；E^*为空载输出电压的幅值指令；ω^*为空载输出电压的角频率指令；m和n分别为无功-电压、有功-频率控制的下垂系数；

E₀为电压初始设定值，用于降低并机过程所产生的冲击电流；k_q为所构造的积分系数。

3.根据权利要求2所述的兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法，其特征在于，所构造的积分系数k_q表达式为

$k_q=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{10{\mathrm{\τ}}_{LPF}}\·\frac{Z_{eq}}{{\mathrm{nU}}_o}& \left|\mathrm{\Δ}E\right|\≥0.5{\mathrm{\%E}}^{*}\\ 1& \left|\mathrm{\Δ}E\right|\≤0.5{\mathrm{\%E}}^{*}\end{array}\right.;$

其中，ΔE＝k_e(E^*-U_o)+nQ。

4.根据权利要求1所述的兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法，其特征在于，步骤6)中，i_of和i_oh的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{0f}=\frac{2{\mathrm{\ω}}_{r}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{r}s+{\mathrm{\ω}}_0^2}{i}_o\\ i_{0h}=i_o-i_{0f}\end{array}\right.;$

式中：ω_r为基波频率的带宽，取值为π。

5.根据权利要求1所述的兆瓦级变流器并联交流母线电压质量改善方法，其特征在于，步骤7)中，电压外环所采用比例+重复控制的传递函数G_PRC(s)在等效连续域的表达式为：

$G_{PRC}\left(s\right)\≈K_p+K_{rc}\frac{{\mathrm{Je}}^{-s\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_0}}}{1-{\mathrm{Je}}^{-s\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_0}}};$

其中，K_p为电压外环的比例调节系数；K_rc为重复控制的增益系数；

J为重复控制的内模系数；ω₀为工频角频率。