CN105024406B - 并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法 - Google Patents
并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明提出了一种并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法，主要步骤包括：采样逆变器并网点电压并求得有功分量VPCCd和无功分量VPCCq；使用高通滤波器提取VPCCd_h和VPCCq_h，并求得指令电流谐波部分i* d_h和i* q_h：求得直流电压误差ΔUdc，并通过电压调节器求得指令电流基波部分有功分量i* d_f；设指令电流基波部分无功分量i* q_f为0；求得逆变器输出电压ua、ub、uc，并通过PWM调制来控制三相全桥逆变电路中开关管的导通和关断。本发明通过控制并网逆变器在谐波频率段虚拟成一个电阻支路和阻感支路的并联支路，来抑制谐波源Ih或电网背景谐波Vg造成的并网点电压VPCC畸变，相对于传统的并网逆变器电阻型虚拟谐波阻抗控制方法具有更强的系统稳定性和更好的并网点电压谐波抑制能力。
Description
技术领域
本发明涉及一种并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法，属分布式并网发电技术领域。
背景技术
随着国家工业的发展以及人民生水平日益提高，各种特性各异的用电负荷被接入电网之中，使得电网电压发生畸变。电网电压的畸变，不仅对电力系统安全可靠的供电带来严重的危害，并且还可能损害用电设备，给人生安全和经济效益带来负面影响。
针对这一问题，目前通常的做法是使用LC调谐滤波器或者有源电力滤波器(Active Power filter，APF)来补偿电网谐波。LC调谐滤波器的补偿效果容易受电网参数影响，此外还可能与系统阻抗产生谐振，造成谐波放大，反而导致供电质量下降，且LC调谐滤波器只能补偿固定次频率的谐波。APF的基本原理是从待补偿对象中检测得到谐波电流分量，通过注入幅值相同，方向相反的谐波电流来达到谐波补偿效果。但APF通常造价较贵，并且需要获得谐波电流信息，限制了其使用。此外，LC调谐滤波器或者有源电力滤波器无法抑制由于电网背景谐波造成的并网点电压畸变。
针对上述问题，文献“New trends in active filters for powerconditioning”，Akagi H，《IEEE Transactions on Industry Applications》，vol.32，pp1312-1322，1996(“电力调控有源滤波器的新趋势”，《IEEE Transactions on IndustryApplications》，1996年32卷1312-1322页)提出一种逆变器的电阻型虚拟谐波阻抗控制方法，该方法通过检测并网点电压，控制逆变器输出阻抗在谐波频率段成纯阻性阻抗，来吸收线路中的谐波电流，提高电能质量。电阻型虚拟谐波阻抗控制除了可以抑制由于谐波负载造成的并网点电压畸变外，对电网背景谐波造成的并网点电压畸变也有抑制作用。该方法只需要检测从容易获得的并网点电压信号，不需要检测谐波电流。
然而，该方法，现有文献研究较少。
文献“A Flexible Harmonic Control Approach Through Voltage-ControlledDG–Grid Interfacing Converters”，He，Li Y W，Munir M S，《IEEE Transactions onIndustrial Electronics》，vol.59，pp.444-455，2012(“一种用于受控电压源分布式发电并网接口逆变器的灵活谐波控制方法”，《IEEE工业电子学报》，2012年第59卷444-455页)将电阻型虚拟谐波阻抗作为分布式发电单元并网逆变器的第二功能，来提高分布式发电系统的效率和电网的电能质量，证明了电阻型虚拟谐波阻抗对并网点电压畸变抑制的有效性。然而，并没有研究该方法对并网逆变器控制系统稳定性的影响。
文献“Adding damping in power distribution systems by means of powerelectronic converters”，Ryckaert W R,De Gusseme K,Van de Sype D M,et al.，《2005European Conference on Power Electronics and Applications》，pp.10，2005(“使用逆变器增加分布式发电系统的阻尼”，《2005年欧洲电力电子与应用年会》，第10页)研究了逆变器的电阻型虚拟谐波阻抗控制方法对分布式电网中电压畸变的阻尼作用。文章仅仅分析了电阻型虚拟谐波阻抗一种阻抗形式的影响，然而电阻型虚拟谐波阻抗不一定是最优的阻抗形式。
总之，现有文献仅仅是定性分析了逆变器的电阻型虚拟谐波阻抗控制方法对谐波畸变抑制的有效性，未提及电阻型虚拟谐波阻抗控制方法对并网逆变器控制带来的稳定性问题。仿真和实验证明，电阻型虚拟谐波阻抗控制方法为了取得更好的畸变抑制效果，需要虚拟出更小的谐波电阻，然而较小的谐波电阻会造成并网逆变器控制系统的不稳定，即电阻型虚拟谐波阻抗控制存在稳定性和谐波抑制效果之间的矛盾。此外，电阻型虚拟谐波阻抗仅仅是各种阻抗中的一种，还可能存在其他更好的阻抗形式。
发明内容
本发明针对传统的并网逆变器电阻型虚拟谐波阻抗控制方法存在的稳定性和谐波抑制效果之间的矛盾，提出了一种并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法。该并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法虚拟了一个由电阻支路和阻感支路并联构成的复合支路，可以具有更好的谐波抑制效果和更强的系统稳定性。
为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案为：该并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法通过控制并网逆变器输出阻抗，在谐波频率段虚拟出一个电阻支路和阻感支路的并联支路，，特别是主要步骤如下：
步骤1，采样并网逆变器并网点电压VPCCa、VPCCb、VPCCc，经过同步旋转坐标变换，得到并网点电压的有功分量VPCCd和无功分量VPCCq；
步骤2，使用高通滤波器，提取步骤1所得到的有功分量VPCCd和无功分量VPCCq中的谐波分量VPCCd_h和VPCCq_h，并根据下列公式计算并网逆变器指令电流谐波部分i* d_h和i* q_h：
其中：Rh为设定的虚拟谐波电阻，Lh为设定的虚拟谐波电感，n为比例系数，s为拉普拉斯算子；
步骤3，先根据设定的直流侧电压指令Udc_ref和采样得到的直流侧反馈电压Udc，按照如下公式得到直流电压误差ΔUdc：
ΔUdc＝Udc_ref-Udc
再将直流电压误差ΔUdc经过电压调节器得到并网逆变器指令电流基波部分的有功分量i* d_f，电压调节器控制方程如下：
其中，Kp_u为设定的电压调节器比例系数，Ki_u为设定的电压调节器积分系数；
步骤4，设并网逆变器指令电流基波部分的无功分量i* q_f为0；
步骤5，将步骤2得到的指令电流谐波部分i* d_h、i* q_h分别和步骤3、步骤4得到的并网逆变器的指令电流基波部分i* d_f、i* q_f相加，得到并网逆变器的电流指令i* d、i* q，即：
i* d＝i* d_h+i* d_f
i* q＝i* q_h+i* q_f
步骤6，先采样反馈电流ia、ib、ic，并进行同步旋转坐标变换得到反馈电流有功分量id和无功分量iq，再将步骤5得到的电流指令i* d、i* q与id、iq分别相减得到电流误差Δid、Δiq，即：
Δid＝i* d－id
Δiq＝i* q－iq
然后将电流误差Δid、Δiq输入电流调节器分别得到并网逆变器输出电压的有功分量ud和无功分量uq，电流调节器控制方程如下：
其中，Kp_i为设定的电流调节器比例系数，Ki_i为设定的电流调节器积分系数；
步骤7，将步骤6中得到的并网逆变器输出电压的有功分量ud和无功分量uq进行同步旋转坐标逆变换，得到自然坐标系下的并网逆变器输出电压ua、ub、uc；
步骤8，将步骤7中得到的并网逆变器输出电压ua、ub、uc进行PWM调制来控制三相全桥逆变电路中开关管的导通和关断。
所述并网逆变器的拓扑结构包括直流源、直流侧滤波电容Cdc、三相全桥逆变电路、LCL滤波器，所述直流侧滤波电容Cdc并联在直流源的两端，直流源的两个电源输出端分别与三相全桥逆变电路的两个输入端相连，三相全桥逆变电路的三相输出端与LCL滤波器的三相输入端一一对应相连，LCL滤波器的三相输出端分别与并网点VPCCa、VPCCb、VPCCc相连；所述的LCL滤波器由逆变器侧电感L1、网侧滤波电感L2和滤波电容C组成。
采用本发明后，可以有效地抑制谐波源Ih或电网背景谐波Vg造成的并网点电压VPCC畸变，相对于传统的并网逆变器电阻型虚拟谐波阻抗，具备了如下优点：
1、具有更好的谐波抑制能力。
2、提高了逆变器的系统稳定性。
附图说明
图1为本发明并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法结构示意图。
图2为本发明并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法控制结构图。
图3为不同虚拟谐波阻抗控制方法作用时PCC电压谐波频谱对比。
图4为电阻型虚拟谐波阻抗和复合型虚拟谐波阻抗稳定性对比图。
具体实施方式
下面结合附图，来说明本发明的具体实施方式。
如图1所示的本发明结构示意图，所提的并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法，通过控制并网逆变器在谐波频率段虚拟成一个电阻支路和阻感支路的并联支路，来抑制谐波源Ih或电网背景谐波Vg造成的并网点电压VPCC畸变。所提发明相对于传统的并网逆变器电阻型虚拟谐波阻抗控制方法具有更强的系统稳定性和更好的并网点电压谐波抑制能力。
图2为本发明的控制结构图。本实施例中，所述LCL滤波器参数：桥臂滤波电感L1＝0.3mH，滤波电容C＝30μF，网侧滤波电感L2＝0.15mH。所提并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法通过控制并网逆变器输出阻抗，实现在谐波频率段虚拟出一个电阻支路和阻感支路的并联支路，具体包括以下步骤：
步骤1，采样并网逆变器并网点电压VPCCa、VPCCb、VPCCc，经过同步旋转坐标变换，得到并网点电压的有功分量VPCCd和无功分量VPCCq。
步骤2，使用高通滤波器，提取步骤1所得到的有功分量VPCCd和无功分量VPCCq中的谐波分量VPCCd_h和VPCCq_h，并根据下列公式计算并网逆变器指令电流谐波部分i* d_h和i* q_h：
其中：Rh为设定的虚拟谐波电阻，Lh为设定的虚拟谐波电感，n为比例系数，s为拉普拉斯算子。Rh根据期望谐波畸变的抑制效果进行设定，对于0.38KV及其以下电压等级，根据国家标准GB/T 14549-93,以使得电网电压畸变率小于5％为标准，来设定Rh；Lh和n根据逆变器的稳定裕度要求进行设定。本实施例中，Rh＝1Ω，Lh＝1mH，n＝1。
步骤3，先根据设定的直流侧电压指令Udc_ref和采样得到的直流侧反馈电压Udc，按照如下公式得到直流电压误差ΔUdc：
ΔUdc＝Udc_ref-Udc
再将直流电压误差ΔUdc经过电压调节器得到并网逆变器指令电流基波部分的有功分量i* d_f，电压调节器控制方程如下：
其中，Kp_u为设定的电压调节器比例系数，Ki_u为设定的电压调节器积分系数。电压调节器比例系数Kp_u和积分系数Ki_u按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中Kp_u＝5，Ki_u＝3000。
步骤4，设并网逆变器的指令电流基波部分的无功分量i* q_f为0。
步骤5，将步骤2得到的指令电流谐波部分i* d_h、i* q_h分别和步骤3、步骤4得到的并网逆变器的指令电流基波部分i* d_f、i* q_f相加，得到并网逆变器的电流指令i* d、、i* q。
步骤6，先采样反馈电流ia、ib、ic，并进行同步旋转坐标变换得到反馈电流有功分量id和无功分量iq，再将步骤5得到的电流指令i* d、、i* q与id、iq分别相减得到电流误差Δid、Δiq，即：
Δid＝i* d－id
Δiq＝i* q－iq
然后将电流误差Δid、Δiq输入电流调节器分别得到并网逆变器输出电压的有功分量ud和无功分量uq，电流调节器控制方程如下：
其中，Kp_i为设定的电流调节器比例系数，Ki_i为设定的电流调节器积分系数。电流调节器比例系数Kp_i和积分系数Ki_i按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中Kp_u＝2，Ki_u＝500。
步骤7，将步骤6中得到的并网逆变器输出电压的有功分量ud和无功分量uq进行同步旋转坐标逆变换，得到自然坐标系下的逆变器输出电压ua、ub、uc。
步骤8，将步骤7中得到的并网逆变器输出电压ua、ub、uc进行PWM调制来控制三相全桥逆变电路中开关管的导通和关断。
图3为逆变器采用不同类型的虚拟谐波阻抗控制方法时PCC电压谐波频谱对比。其中阴影柱状图为无虚拟谐波阻抗时并网点电压谐波频谱，黑色柱状图为电阻型虚拟谐波阻抗作用时并网点电压谐波频谱，白色柱状图为复合型虚拟谐波阻抗作用时并网点电压谐波频谱。对比可知，相对于并网逆变器电阻型虚拟谐波阻抗，并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗对并网点电压畸变的抑制效果更强。
图4为并网逆变器电阻型虚拟谐波阻抗和复合型虚拟谐波阻抗稳定性对比图。在相同的控制参数下，图4给出了逆变器分别使用电阻型谐波阻抗和复合型谐波阻抗控制时的实验波形。由图可见，采用复合型虚拟谐波阻抗控制时系统可以稳定运行，而当切换到电阻型虚拟谐波阻抗控制时，系统开始发生谐振。说明并网逆变器采用复合型虚拟谐波阻抗控制方法时，其稳定性大于传统的电阻型虚拟谐波阻抗控制方法。
Claims (2)
1.一种并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法，其特征在于，该并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法通过控制并网逆变器输出阻抗，在谐波频率段虚拟出一个电阻支路和阻感支路的并联支路，具体的，包括以下步骤：
步骤1，采样并网逆变器并网点电压VPCCa、VPCCb、VPCCc，经过同步旋转坐标变换，得到并网点电压的有功分量VPCCd和无功分量VPCCq；
步骤2，使用高通滤波器，提取步骤1所得到的有功分量VPCCd和无功分量VPCCq中的谐波分量VPCCd_h和VPCCq_h，并根据下列公式计算并网逆变器指令电流谐波部分i* d_h和i* q_h：
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其中：Rh为设定的虚拟谐波电阻，Lh为设定的虚拟谐波电感，n为比例系数，s为拉普拉斯算子；
步骤3，先根据设定的直流侧电压指令Udc_ref和采样得到的直流侧反馈电压Udc，按照如下公式得到直流电压误差ΔUdc：
ΔUdc＝Udc_ref-Udc
再将直流电压误差ΔUdc经过电压调节器得到并网逆变器指令电流基波部分的有功分量i* d_f，电压调节器控制方程如下：
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其中，Kp_u为设定的电压调节器比例系数，Ki_u为设定的电压调节器积分系数；
步骤4，设并网逆变器指令电流基波部分的无功分量i* q_f为0；
步骤5，将步骤2得到的指令电流谐波部分i* d_h、i* q_h分别和步骤3、步骤4得到的并网逆变器的指令电流基波部分i* d_f、i* q_f相加，得到并网逆变器的电流指令i* d、i* q，即：
i* d＝i* d_h+i* d_f
i* q＝i* q_h+i* q_f
步骤6，先采样反馈电流ia、ib、ic，并进行同步旋转坐标变换得到反馈电流有功分量id和无功分量iq，再将步骤5得到的电流指令i* d、i* q与id、iq分别相减得到电流误差Δid、Δiq，即：
Δid＝i* d－id
Δiq＝i* q－iq
然后将电流误差Δid、Δiq输入电流调节器分别得到并网逆变器输出电压的有功分量ud和无功分量uq，电流调节器控制方程如下：
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1
其中，Kp_i为设定的电流调节器比例系数，Ki_i为设定的电流调节器积分系数；
步骤7，将步骤6中得到的并网逆变器输出电压的有功分量ud和无功分量uq进行同步旋转坐标逆变换，得到自然坐标系下的并网逆变器输出电压ua、ub、uc；
步骤8，将步骤7中得到的并网逆变器输出电压ua、ub、uc进行PWM调制来控制三相全桥逆变电路中开关管的导通和关断。
2.根据权利要求1所述的一种并网逆变器复合型虚拟谐波阻抗控制方法，所述并网逆变器的拓扑结构包括直流源、直流侧滤波电容Cdc、三相全桥逆变电路、LCL滤波器，所述直流侧滤波电容Cdc并联在直流源的两端，直流源的两个电源输出端分别与三相全桥逆变电路的两个输入端相连，三相全桥逆变电路的三相输出端与LCL滤波器的三相输入端一一对应相连，LCL滤波器的三相输出端分别与并网点VPCCa、VPCCb、VPCCc相连；所述的LCL滤波器由逆变器侧电感L1、网侧滤波电感L2和滤波电容C组成。
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