CN104753385B - 用于提高lcl并网逆变器稳定性的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种用于提高LCL并网逆变器稳定性的控制方法，设置超前校正环节，所述超前校正环节设置在电流环控制器之后，指令电流与并网电流作差，所得差值进入电流环控制器，电流环控制器的输出结果进入超前校正环节；并提供了超前校正环节传递函数。本发明通过在电流环引入超前校正环节，在不影响基波控制性能的基础上，增大系统的开环穿越频率，并减小了电流环高频段的开环增益，有效地提高了电流环的稳定裕度，解决了电压前馈带来的稳定性问题，进而改善了逆变器的性能。
Description
技术领域
本发明属于电力电子领域，涉及一种LCL并网逆变器控制方法，具体涉及用于提高LCL并网逆变器稳定性的控制方法。
背景技术
并网逆变器是光伏、风电等新能源接入电网的接口，具有输出电流谐波低，功率因数可调以及能量双向流动等优点。与L型滤波器相比，LCL型滤波器具有滤波效果更好、体积更小成本更低等优势。
并网逆变器以电流源形式并入电网，其并网电流容易受到并网点电压的影响。研究表明采用电压前馈控制能有效地消除并网点电压对逆变器并网电流的影响。然而在弱电网下，采用电压前馈控制会降低电流环的稳定裕度，从而影响并网逆变器的正常工作。
发明内容
本发明设计一种用于提高LCL并网逆变器稳定性的控制方法，在传统电压前馈控制的基础上，给电流环增加超前校正环节Gc(s)，从而提高了电流环的稳定裕度，解决电压前馈给系统带来的稳定性问题。
本发明的技术方案提供一种用于提高LCL并网逆变器稳定性的控制方法，设置超前校正环节Gc(s)，所述超前校正环节Gc(s)设置在电流环控制器之后，
设Kc为电容电流反馈系数，Kpwm为逆变器等效增益，H为电压前馈类型选择环节的传递函数系数，控制过程为，指令电流iref与并网电流ig(s)作差，所得差值进入电流环控制器Gi(s)，电流环控制器Gi(s)的输出结果iref1进入超前校正环节Gc(s)，超前校正环节Gc(s)的输出加上电压前馈H×upcc(s)并减去用来进行LCL滤波器阻尼控制的电容电流反馈Kc×ic(s)，得到逆变器的调制波，调制波进入PWM脉冲发生器触发逆变器开关器件的开通和关断；逆变器的调制波进入Kpwm线性环节，得到逆变器交流侧输出电压uf(s)，uf(s)与电容电压uc(s)之差经过逆变器侧滤波电感积分环节1/sL1，得到流过逆变器侧滤波电感电流iL1(s)，iL1(s)与并网电流ig(s)作差得到电容电流ic(s)，电容电流ic(s)经电容构成的积分环节1/sC得到电容电压uc(s)，uc(s)减去并网点电压uPCC(s)经网侧滤波器构成的积分环节1/sL2得到并网电流ig(s)；
超前校正环节Gc(s)传递函数如下所示，
其中，s为复频域自变量，参数α＞1，ω1＜ω2，参数ω1、ω2、T之间关系为ω1＝1/(αT)，ω2＝1/T；设当补偿前系统稳定时，系统最大的补偿角度所在的频率为截止频率ωc，
而且，根据截止频率处相位裕度的要求确定参数α。
本发明通过在电流环引入超前校正环节，在不影响基波控制性能的基础上，增大了系统的开环穿越频率，并减小了电流环高频段的开环增益，有效地提高了电流环的稳定裕度，改善了逆变器的性能。
附图说明
图1为现有技术中LCL并网逆变器结构图；
图2为本发明实施例所提供控制方法的控制框图；
图3为不加电压前馈、加比例前馈以及加一阶比例微分前馈时并网电流开环传递函数bode图；
图4为采用本发明实施例所提供控制方法校正前后的电流环开环bode图；
图5为不加校正环节，并网点电压uPCC和并网逆变器的电流ig仿真结果；
图6为加入校正环节，并网点电压uPCC和并网逆变器的电流ig仿真结果。
具体实施方式
以下结合附图和实施例对本发明技术方案进行具体描述。
图1为现有技术中的LCL并网逆变器结构图，L1和R1分别为逆变器侧滤波器电感和电阻；L2和R2分别为网侧滤波器电感和电阻；C为滤波器电容；iL1和ig分别为逆变器侧和网侧滤波电感中的电流；uC和iC分别为滤波电容的电压和电流；uPCC为逆变器公共联接点PCC处的电压；Udc1为直流电容电压；is为逆变器直流侧输入电流，idc为逆变器直流侧输出电流，C1为逆变器直流侧电容；uab为逆变器桥臂电压；ug为电网电压，Zg为电网等效内阻抗，Lg为电网等效电感。
图2为本发明实施例所提控制方法的控制框图，超前校正环节Gc(s)加在电流环控制器之后，Kc为电容电流反馈系数，Kpwm为逆变器等效增益，H为电压前馈类型选择环节的传递函数系数。控制过程为，指令电流iref与并网电流ig(s)作差，该差值进入电流环控制器Gi(s)，输出结果iref1进入超前校正环节Gc(s)，其输出加上电压前馈H×upcc(s)并减去用来进行LCL滤波器阻尼控制的电容电流反馈Kc×ic(s)，得到逆变器的调制波，该调制波进入PWM脉冲发生器，以触发逆变器开关器件的开通和关断。将逆变器调制放大环节等效为Kpwm线性环节，逆变器的调制波进入Kpwm线性环节，可得逆变器交流侧输出电压uf(s)，uf(s)与电容电压uc(s)之差经过逆变器侧滤波电感积分环节1/sL1，可得到流过逆变器侧滤波电感电流iL1(s)，其与并网电流ig(s)作差可得电容电流ic(s)，电容电流经电容构成的积分环节1/sC可得电容电压uc(s)，uc(s)减去并网点电压uPCC(s)经网侧滤波器构成的积分环节1/sL2可得并网电流ig(s)并反馈。
超前校正环节Gc(s)传递函数如下所示：
其中，s为复频域自变量，参数ω1、ω2、T之间关系为ω1＝1/(αT)，ω2＝1/T，具体实施时超前校正环节Gc(s)参数的确定中，可根据截止频率处相位裕度的要求确定参数α，由于α>20时，随着α的增大，其相位增加不多，因此α的取值一般为5～20。当补偿前系统稳定时，系统最大的补偿角度所在的频率为截止频率ωc，由以下关系确定ω1和ω2：
校正环节起始校正频率为电流环开环传递函数的穿越频率，远远大于系统的基波频率，因此校正环节的加入对基波控制基本没有影响。
传统采用电压前馈控制时，电压前馈类型选择环节可以确定电压前馈类型，即可确定相应传递函数，常见的有比例前馈、一阶比例微分前馈。图3为不加电压前馈、加比例电压前馈以及加一阶比例微分电压前馈时并网电流开环传递函数bode图。bode图由幅值图和相角图组成，两者都按频率的对数分度绘制。由图3可知比例电压前馈控制减小了电流环穿越频率，其幅值特性基本没有改变，减小了系统的相位裕度和幅值裕度；比较虚线曲线和双点划线曲线可得，一阶比例微分前馈控制，减小了电流环的穿越频率，同时增大了系统的幅值特性，因此也减小了系统的相位裕度和幅值裕度。
采用本发明所提的改进控制方法，对一阶比例微分前馈控制进行校正，校正前后的电流环开环bode图如图4所示。由图4可知加入校正环节之后，提高了电流环的稳定裕度，且没有影响基波电流控制。
在MATLAB/Simulink中搭建表1所示参数的LCL并网逆变器仿真模型。
表1仿真参数
并网逆变器基波电流给定参考值为40A，在t＝0.1s时加入电压前馈控制，加入电压前馈控制前后，并网点电压uPCC和并网逆变器的电流ig仿真结果如图5所示。图5表明在加入电压前馈环节之前，电流环是稳定的，而加入电压前馈环节之后，并网逆变器电流环进入不稳定状态。电流环加入校正环节后，同样采用在t＝0.1s时加入电压前馈环节，加入电压前馈环节前后，并网点电压和并网电流仿真结果如图6所示。比较图5和图6可知，加入校正环节以后，减弱了电压前馈控制对电流环控制的影响，提高了电流环的稳定性。
以上实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
Claims (1)
1.一种用于提高LCL并网逆变器稳定性的控制方法，其特征在于：针对在电网阻抗存在时电压前馈导致的不稳，设置超前校正环节Gc(s)，所述超前校正环节Gc(s)设置在电流环控制器之后，
设Kc为电容电流反馈系数，Kpwm为逆变器等效增益，H为电压前馈类型选择环节的传递函数系数，控制过程为，指令电流iref与并网电流ig(s)作差，所得差值进入电流环控制器Gi(s)，电流环控制器Gi(s)的输出结果iref1进入超前校正环节Gc(s)，超前校正环节Gc(s)的输出加上电压前馈H×upcc(s)并减去用来进行LCL滤波器阻尼控制的电容电流反馈Kc×ic(s)，得到逆变器的调制波，调制波进入PWM脉冲发生器触发逆变器开关器件的开通和关断；逆变器的调制波进入Kpwm线性环节，得到逆变器交流侧输出电压uf(s)，uf(s)与电容电压uc(s)之差经过逆变器侧滤波电感积分环节1/sL1，得到流过逆变器侧滤波电感电流iL1(s)，iL1(s)与并网电流ig(s)作差得到电容电流ic(s)，电容电流ic(s)经电容构成的积分环节1/sC得到电容电压uc(s)，uc(s)减去并网点电压uPCC(s)经网侧滤波器构成的积分环节1/sL2得到并网电流ig(s)；
超前校正环节Gc(s)传递函数如下所示，
<mrow>
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<mi>G</mi>
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<mo>+</mo>
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</mfrac>
</mrow>
其中，s为复频域自变量，参数α＞1，ω1＜ω2，参数ω1、ω2、T之间关系为ω1＝1/(αT)，ω2＝1/T；当补偿后系统稳定时，系统最大的补偿角度所在的频率为截止频率ωc，
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