CN104079198A - 基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法，包括以下步骤：步骤S1：多个逆变器分别串联LCL滤波器后并联连接一共同连接点，在逆变器电压电流双闭环控制的基础上加上入一个电流补偿环和一个电流前馈，构建可控虚拟阻抗控制系统；步骤S2：计算不同容量逆变器的额定容量比例，基于步骤S1中的控制系统，将相应的逆变器输出阻抗随额定容量的反比例进行调整，实现逆变器输出功率按额定容量分配。与现有技术相比，本发明实现了逆变器输出功率随额定容量比的精确控制，克服了下垂控制方法牺牲幅值和频率精度的缺点，应用瞬时值控制也提高了逆变器的动态性能。

Description

基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法

技术领域

本发明涉及逆变器并联运行的一种控制方法，尤其是涉及一种基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法。

背景技术

微电网供电方式为可再生能源发电的利用开辟了新的方向，同时也对电力系统功率控制器提出了全新的要求和挑战。越来越多的分布式逆变电源出现在低压配电网中，可能会出现数十台容量不同逆变器同时并联在同一个公共连接点上的情况，对于这种情况，一般要求并联逆变器在工作时其输出的有功功率和无功功率按照容量成比例，这样可以使逆变器均工作在相同状态，避免部分逆变器重载，提高逆变器并联系统供电冗余。

目前逆变器并联功率分配控制以下垂控制为主，该控制方法认为输出电压相位差决定有功功率输出，幅值差决定无功功率输出，只需要调节并联系统中各逆变器下垂控制系数呈比例即可实现不同容量逆变器的并联控制。这种方法的优点是控制简单易实现，缺点是有功和无功功率的耦合会直接影响控制效果，同时，它是以牺牲逆变器幅值和频率的精度来实现均流，这会影响输出电压的电能质量，并联逆变器的容量比越高，这种影响就表现的越严重。虚拟阻抗的概念是为了减去小逆变器输出功率耦合而提出的，这种控制不用在逆变器输出回路串联电感就可以增加上逆变器输出阻抗的感性成分，从而减去小了功率耦合，但是虚拟阻抗的引入会使逆变器在非线性负载情况下电压波形畸变严重。因此，有必要提供一种基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法，以满足工业应用需要。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法，应用可控虚拟阻抗的方法对输出阻抗进行重新设计，根据逆变器的容量来决定逆变器的输出电感，实现了逆变器输出功率随容量比的精确控制。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法，包括以下步骤：

步骤S1：多个逆变器分别串联LCL滤波器后并联连接一共同连接点，在逆变器电压电流双闭环控制的基础上加上入一个电流补偿环和一个电流前馈，构建可控虚拟阻抗控制系统；

步骤S2：计算不同容量逆变器的额定容量比例，基于步骤S1中的控制系统将相应的逆变器输出阻抗随额定容量的反比例进行调整，实现逆变器输出功率按额定容量分配。

所述的基于步骤S1中的控制系统将相应的逆变器输出阻抗随额定容量的反比例进行调整具体包括：

201：基准参考频率ω_co和反馈的逆变器电容电压V_fil经过锁相环模块产生参考电压幅角θ_i；

202：由参考电压幅角θ_i和基准参考幅值E_co获得参考电压V_ref，V_ref＝E_co sinθ_i；

203：参考电压V_ref减去反馈的逆变器电容电压V_fil后经过PI控制器获得状态量J(s)，PI控制器的传递函数为：其中，α为PI控制比例系数，T为PI控制积分时间常数，s为复数参量；

204：状态量J(s)减去输出电流前馈值βI_sp后，经逆变器电容电压反馈补偿，再经过P控制器得到电流值I_p，P控制器的传递函数为：G_PWM，其中，I_sp为LCL滤波器的网侧电感L_sp上的电流，即输出电流，I_p为LCL滤波器的逆变器侧电感L_p上的电流，β为输出电流前馈系数，G_PWM为P控制比例系数；

所述的逆变器电容电压反馈补偿具体为输入量加上逆变器电容电压反馈补偿值，所述的逆变器电容电压反馈补偿值由逆变器电容电压V_fil经过滤波补偿器后乘γ来获得，滤波补偿器的传递函数为：其中，γ为电容电流补偿系数，C_F为LCL滤波电容，R_F为阻尼电阻；

205：电流值I_p减去输出电流I_sp后，经过滤波控制器获得逆变器电容电压V_fil；

所述的滤波控制器的传递函数为：

206：获得等效虚拟阻抗Z₀，表达式如下：

$Z_0=\frac{1+{\mathrm{\βG}}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}(1+\frac{1}{\mathrm{Ts}})G_{\mathrm{PWM}}}=\frac{1+{\mathrm{\βG}}_{\mathrm{PWM}}}{{\mathrm{\αG}}_{\mathrm{PWM}}}\·\frac{\mathrm{Ts}}{1+\mathrm{Ts}}---\left(1\right)$

取ω为逆变器输出电压角频率，则逆变器的输出阻抗L_i的表达式如下：

$L_i=\frac{1+{\mathrm{\βG}}_{\mathrm{PWM}}}{{\mathrm{\αG}}_{\mathrm{PWM}}}T---\left(2\right)$

根据公式(2)按额定容量的反比例调整相应逆变器输出阻抗的大小。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1)通过逆变器输出的重新设计来平衡逆变器输出，达到减去小环流的目的；

2)通过输出阻抗和功率分配的关系，实现了逆变器输出功率按照额定容量分配；

3)由于所有控制参数及反馈信号都是瞬时值，逆变器控制的动态性能良好；

4)通过虚拟阻抗的控制，逆变器的外输出特性在工频阶段呈电感特性，在高频阶段呈电阻性，使得逆变器在工频阶段能够对有功和无功分别控制，而在高频阶段又对谐波有所抑制；

5)克服了传统下垂控制对参考电压V_ref幅值和频率的影响，保持输出电压幅值和频率跟随电网或者基准值；

6)输出电压严格跟随参考电压，无稳态误差；

7)能对逆变器输出的有功功率和无功功率分别控制，同时也适用于大功率逆变器；

8)无互连线的控制方法使得扩展方便，冗余度高，可靠性好。

附图说明

图1为本发明逆变器并联系统等效电路图；

图2为传统逆变器电压电流双闭环控制结构图；

图3为本发明控制方法的流程图；

图4为本发明可控虚拟阻抗控制系统结构图；

图5为本发明相同负载下输出电压阶跃响应曲线图；

图6为本发明不同负载下输出电压阶跃响应曲线图；

图7为本发明逆变器等效输出阻抗伯德图；

图8为传统下垂控制输出电流及环流波形图(P_N1∶P_N2＝1∶1)；

图9为本发明逆变器等效电路图；

图10为本发明可控虚拟阻抗控制下输出电流和环流波形图(P_N1∶P_N2＝1∶1)；

图11为本发明可控虚拟阻抗控制下输出功率分配情况示意图(P_N1∶P_N2＝1∶1)；

图12为本发明可控虚拟阻抗控制下输出功率分配情况示意图(P_N1∶P_N2＝2∶1)；

图13为本发明可控虚拟阻抗控制下输出功率分配情况示意图(P_N1∶P_N2＝3∶1)；

图14为本发明非线性负载情况下输出电压、电流及环流波形图(P_N1∶P_N2＝1∶1)。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图1所示，以两个逆变器并联为例，对逆变器并联模型进行系统功率分析，把逆变器等效为一个有内阻的电压源，U₁、U₂为逆变器出线电压，U₀为交流并联母线电压，R_n+jX_n＝Z_n∠θ_n为逆变器的输出阻抗和连线阻抗之和，为逆变器输出电压相位，θ_n为等效输出阻抗相位，逆变型微源输出功率可由下式得出：

其中，n＝1，2；R_n+jX_n＝Z_n∠θ_n，若输出阻抗呈感性，即θ_n＝π/2，公式(3)、(4)可以化为：

$Q_i=\frac{U_o(U_i-U_o)}{X_i}---\left(6\right)$

如图2所示，传统电压型逆变器采用电压电流双闭环控制，参考电压与输出反馈电压相比较，提供运行输出电压的频率和幅值；电流反馈环改善逆变器的输出动态性能。

本发明在从上述的逆变器输出表达式中得到启发，发现逆变器如果输出功率在解耦的情况下，输出的有功功率和无功功率与逆变器输出功率直接存在反比例关系。由此，本发明应用可控虚拟阻抗的方法对输出阻抗进行重新设计，根据逆变器的容量来决定逆变器的输出电感，实现了逆变器输出功率随容量比的精确控制。在减弱高频段电感作用的基础上在高频段设计了输出阻尼电阻，减小了逆变器非线性负载下的电压畸变。同时，这种控制方法克服了下垂控制方法牺牲幅值和频率精度的缺点，应用瞬时值控制也提高了逆变器的动态性能，如图3所示，具体包括以下步骤：

步骤S1：多个逆变器分别串联LCL滤波器后并联连接一共同连接点，其中，LCL滤波器包括逆变器侧电感L_p、滤波电容C_F、阻尼电阻R_F和网侧电感L_sp，逆变器侧电感L_p的一端与逆变器输出的一端相连接，逆变器侧电感L_p的另一端分别与滤波电容C_F和网侧电感L_sp的一端相连接，网侧电感L_sp的另一端连接电网共同连接点的一端，滤波电容C_F另一端连接阻尼电阻R_F的一端，阻尼电阻R_F的另一端分别连接逆变器输出的另一端和电网共同连接点的另一端，在传统逆变器电压电流双闭环控制的基础上加上入一个电流补偿环和一个电流前馈，构建可控虚拟阻抗控制系统；

步骤S2：计算不同容量逆变器的额定容量比例，基于步骤S1中的控制系统，将相应的逆变器输出阻抗随额定容量的反比例进行调整。

如图4所示，基于步骤S1中的控制系统将相应的逆变器输出阻抗随额定容量的反比例进行调整具体包括：

201：基准参考频率ω_co和反馈的逆变器电容电压V_fil经过锁相环模块产生参考电压幅角θ_i；

202：由参考电压幅角θ_i和基准参考幅值E_co获得参考电压V_ref，V_ref＝E_co sinθ_i；

203：参考电压V_ref减去反馈的逆变器电容电压V_fil后经过PI控制器获得状态量J(s)，PI控制器的传递函数为：其中，α为PI控制比例系数，T为PI控制积分时间常数，s为复数参量；

204：状态量J(s)减去输出电流前馈值βI_sp后，经逆变器电容电压反馈补偿，再经过P控制器得到电流值I_p，P控制器的传递函数为：G_PWM，其中，I_sp为LCL滤波器的网侧电感L_sp上的电流，即输出电流，I_p为LCL滤波器的逆变器侧电感L_p上的电流，β为输出电流前馈系数，即增加了一个电流前馈，G_PWM为P控制比例系数；

逆变器电容电压反馈补偿具体为输入量加上逆变器电容电压反馈补偿值，逆变器电容电压反馈补偿值由逆变器电容电压V_fil经过滤波补偿器后乘γ来获得，即增加了一个电流补偿环，滤波补偿器的传递函数为：其中，γ为电容电流补偿系数，C_F为LCL滤波电容，R_F为阻尼电阻；

205：电流值I_p减去输出电流I_sp后，经过滤波控制器获得逆变器电容电压V_fil；滤波控制器的传递函数为：

206：获得等效虚拟阻抗Z₀，表达式如下：

$Z_0=\frac{1+{\mathrm{\βG}}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}(1+\frac{1}{\mathrm{Ts}})G_{\mathrm{PWM}}}=\frac{1+{\mathrm{\βG}}_{\mathrm{PWM}}}{{\mathrm{\αG}}_{\mathrm{PWM}}}\·\frac{\mathrm{Ts}}{1+\mathrm{Ts}}---\left(1\right)$

对于输出阻抗的特性可有下表决定，其中ω为逆变器输出电压角频率。

表1逆变器输出特性

通常逆变器输出阻抗工频运行在电感特性上时减弱有功和无功的耦合，便于分别控制逆变器输出的有功功率和无功功率，即取ω为逆变器输出电压角频率，则逆变器输出阻抗L_i的表达式如下：

$L_i=\frac{1+{\mathrm{\βG}}_{\mathrm{PWM}}}{{\mathrm{\αG}}_{\mathrm{PWM}}}T---\left(2\right)$

逆变器输出阻抗工频运行在电感特性上时对于由图9所示的逆变器等效电路，逆变器输出阻抗L_i的大小是可以控制的，有根据逆变器输出功率表达式(5)、(6)，逆变器的输出功率与输出功率有较大的关系，所以通过调节逆变器输出阻抗L_i可以改变逆变器输出功率的分配，则根据公式(2)按额定容量的反比例调整相应逆变器输出阻抗的大小。

以下具体进行分析：

1)从环流角度分析：

定义式为逆变器并联系统的稳态环流

其中，

$I_{\mathrm{QH}}=\frac{(U_o-U_1)X_2-k(U_o-U2)X_1}{2X_1{X}_2}---\left(9\right)$

使U₁＝U₂＝U，环流表达式可化为

$I_{\mathrm{QH}}=\frac{(U_o-U)(X_2-{\mathrm{kX}}_1)}{2X_1{X}_2}---\left(11\right)$

由公式(10)(11)可看出，此时只需要控制设定输出阻抗比如公式(12)，就可以显著减小稳态环流。

X₁∶X₂＝1∶k   (12)

2)从功率分配角度来分析：

Q_A/Q_B＝(U_A-U_o)X_B/(U_B-U_o)X_A   (14)

若两台逆变器的额定容量比为k，即

P_NA＝kP_NB   (15)

Q_NA＝kQ_NB(16)

对于输出有功功率分配，如果输出电压源幅值比U_A/U_B＝1/k可以满足功率分配，但是这样无功功率分配就会变得很困难，所以控制输出相角差成比例或者输出阻抗成反比例成为最好的选择；对于无功功率分配，可以选择控制输出阻抗成反比例或者输出电压幅值差成比例，显然前者的控制更为简单。综上，如果能够保持并联逆变器的等效输出电压相同，只需要按输出阻随容量的反比例设计，即按公式(12)设计，就可以实现逆变器输出功率按额定容量分配。

由图4可以得到逆变器输出电压对参考电压V_ref的传递函数如公式(17)：

$\begin{array}{c}\frac{U_{\mathrm{fil}}}{V_{\mathrm{ref}}}=G_v\left(s\right)=\frac{L_{\mathrm{sp}}{\mathrm{Ts}}^2+(L_{\mathrm{sp}}+{\mathrm{TR}}_i)s+\mathrm{Ro}}{L_{\mathrm{sp}}{\mathrm{Ts}}^2+(L_{\mathrm{sp}}+T+R_{i}T)s+\mathrm{Ro}}\\ =1-\frac{\mathrm{Ts}}{L_{\mathrm{sp}}{\mathrm{Ts}}^2+(L_{\mathrm{sp}}+T+R_{i}T)s+\mathrm{Ro}}\end{array}---\left(17\right)$

可知虚拟电阻和虚拟电感的大小改变了输出传递函数的极点分布，即对虚拟阻抗的调整改变了并联系统的稳态和动态性能。

图5给出了在负载200Ω、不同虚拟阻抗情况下输出电压的动态和稳态情况，由图可知当逆变器工频输出阻抗呈电感性时，输出电压随参考电压的动态响应超调量最小，响应时间最短；阻感混合次之，电阻性输出阻抗动态性能最差。

相同输出阻抗情况下不同负载的输出电压阶跃响应如图6所示，可以发现，不同负载情况虽然影响了逆变器的动态特性，但是对逆变器的稳态输出电压没有影响，稳态输出电压严格跟随参考电压V_ref。

电感性输出阻抗虽然改善了功率解耦及动态特性，但是当负载为非线性负载时，等效阻抗会因为有高频谐波的存在而变大，使得输出电压的总谐波畸变(THD)增大，降低输出电能质量。本发明采用的可控虚拟阻抗控制策略采用输出等效电感和等效电阻并联的设计，使得逆变器高频输出自然呈阻性，因此只需要保证逆变器在工频附近呈感性就可以起到对高频谐波的抑制。逆变器的输出阻抗特性如图7所示。

图4给出的控制策略亦可以按如下理解：通过电流补偿环和输出电流前馈环对原电压电流双闭环的补偿，从而对逆变桥输出电流进行调整，从而调节逆变器输出阻抗的大小。根据输出功率与输出阻抗的大小的关系，当所有逆变器的输出等效电压源以及等效输出阻抗相同，功率输出平衡；当所有逆变器的输出等效输出阻抗成比例时，输出功率成比例。合理设计虚拟阻抗可以达到调整逆变器输出阻抗进而合理分配输出功率的作用；

1)电压电流双闭环控制确定逆变器的输出稳定性和动态性能；

2)输出功率可按额定输功率比分配；

3)调节环路参数改变输出虚拟阻抗的大小；

4)电压角频率和幅值的基准参考值给定逆变器离网运行时输出电压的幅值和频率，PLL模块以及电压频率基准值决定逆变器并网运行时的幅值和频率。

可以明显看出，由于补偿环和前馈环的存在，当容量比(P_N1∶P_N2)为1∶1时，如图10、11所示，输出电流环流明显减小，相比于传统下垂控制，如图8所示，逆变器并联系统输出实现功率平衡。当容量比(P_N1∶P_N2)为2∶1以及3∶1时，如图12、13所示，输出功率可以按容量比例分配。同时，由于虚拟阻抗可控，即逆变器输出阻抗可控，使得逆变器可以按我们需要的特性设计输出阻抗，把输出阻抗设计为工频呈感性，高频呈阻性，逆变器不但能够改善工频输出特性，还能够在非线性负载情况下滤除高频谐波，如图14所示，改善电压波形。通过仿真结果可知，当逆变器用可控虚拟阻抗方法控制时，逆变器并联系统输出电压波形正弦度良好，用传统下垂控制带非线性负载时逆变器输出电压的THD为3.46％，而用可控虚拟阻抗方法控制带非线性负载时逆变器输出电压的THD为3.13％，说明用所提发明控制策略能有效抑制高频谐波。

Claims (4)

1.基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S1：多个逆变器分别串联LCL滤波器后并联连接一共同连接点，在逆变器电压电流双闭环控制的基础上加上入一个电流补偿环和一个电流前馈，构建可控虚拟阻抗控制系统；

步骤S2：计算不同容量逆变器的额定容量比例，基于步骤S1中的控制系统将相应的逆变器输出阻抗随额定容量的反比例进行调整，实现逆变器输出功率按额定容量分配。

2.根据权利要求1所述的基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法，其特征在于，所述的基于步骤S1中的控制系统将相应的逆变器输出阻抗随额定容量的反比例进行调整具体包括：

201：基准参考频率ω_co和反馈的逆变器电容电压V_fil经过锁相环模块产生参考电压幅角θ_i；

202：由参考电压幅角θ_i和基准参考幅值E_co获得参考电压V_ref，V_ref＝Ｅ_co sinθ_i；

203：参考电压V_ref减去反馈的逆变器电容电压V_fil后经过PI控制器获得状态量J(s)，PI控制器的传递函数为：其中，α为PI控制比例系数，T为PI控制积分时间常数，s为复数参量；

204：状态量J(s)减去输出电流前馈值βI_sp后，经逆变器电容电压反馈补偿，再经过P控制器得到电流I_p，P控制器的传递函数为：G_PWM，其中，I_sp为LCL滤波器的网侧电感L_sp上的电流，即输出电流，I_p为LCL滤波器的逆变器侧电感L_p上的电流，β为输出电流前馈系数，G_PWM为P控制比例系数；

205：电流I_p减去输出电流I_sp后，经过滤波控制器获得逆变器电容电压V_fil；

206：获得等效虚拟阻抗Z₀，表达式如下：

$Z_0=\frac{1+{\mathrm{\βG}}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}(1+\frac{1}{\mathrm{Ts}})G_{\mathrm{PWM}}}=\frac{1+{\mathrm{\βG}}_{\mathrm{PWM}}}{{\mathrm{\αG}}_{\mathrm{PWM}}}\·\frac{\mathrm{Ts}}{1+\mathrm{Ts}}---\left(1\right)$

取ω为逆变器输出电压角频率，则逆变器的输出阻抗L_i的表达式如下：

$L_i=\frac{1+{\mathrm{\βG}}_{\mathrm{PWM}}}{{\mathrm{\αG}}_{\mathrm{PWM}}}T---\left(2\right)$

根据公式(2)按额定容量的反比例调整相应逆变器输出阻抗的大小。

3.根据权利要求2所述的基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法，其特征在于，所述的逆变器电容电压反馈补偿具体为输入量加上逆变器电容电压反馈补偿值，所述的逆变器电容电压反馈补偿值由逆变器电容电压V_fil经过滤波补偿器后乘γ来获得，滤波补偿器的传递函数为：其中，γ为电容电流补偿系数，C_F为LCL滤波电容，R_F为阻尼电阻。

4.根据权利要求2所述的基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法，其特征在于，所述的滤波控制器的传递函数为：