CN108448616A - 多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法，该方法引入带阻滤波器的网侧电感电流反馈，相当于在并网逆变器的输出阻抗串联虚拟阻抗。在基频处，串联虚拟阻抗呈现低阻抗，使得基波电流流入电网。该方法通过改变并网逆变器的输出阻抗，定向改变其所接入的系统网络阻抗，从而有效抑制网络内可能存在的谐波谐振。

Description

多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法

技术领域

本发明涉及新能源分布式发电领域，特别是多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法。

背景技术

分布式发电作为一种利用可再生能源的重要手段，既能支持电网的经济运行，又清洁环保，在电网中所占的容量比例持续增大。在利用可再生能源的电力电子装置中，并网逆变器作为主要功率接口单元，起着将可再生能源发出的电能转变为交流形式馈送至电网的重要作用。

然而，当多台逆变器连接到同一电网公共耦合点时，任一并网逆变器在公共耦合点对应的电网等效阻抗会随逆变器数量增加而增加。此时，由于逆变器侧和电网侧谐波的存在，多台逆变器与电网在公共耦合点处形成的分布式阻抗网络必然会受到谐波源激励而发生交互作用，当由系统非线性因素引起的谐波电流频率等于或接近阻抗网络的并联谐振频率时，将导致网络发生并联谐振或准谐振。当由电网畸变引起的谐波电压频率等于或接近阻抗网络的串联谐振频率时，也会导致网络发生串联谐振或准谐振，这对系统的稳定可靠运行是一个潜在威胁。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法，有效抑制网络内可能存在的谐波谐振。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)在每个采样周期的起始点，对公共耦合点电压u_PCC和网侧电感电流i_om分别进行采样；其中，m＝1,2,…,n；

2)将网侧电感电流参考值i_refm和(1+H₁)×i_om相减，得到差值e_im，其中，H₁是网侧电感电流反馈系数；

3)将差值e_im与电流内环PR控制器的传递函数G_i相乘，得到占空比D_m；

4)将占空比D_m与逆变器的等效增益G_PWM相乘，得到逆变器输出电压u_invm。

步骤2)中，H₁的表达式为：

其中，Z_sm是串联虚拟阻抗，Z_sm＝r₁G_N，r₁是比例系数，G_N是带阻滤波器，f_o是基波频率，Q是带阻滤波器的品质因数；Z_L1m是多逆变器并网系统LCL滤波器电感L_1m的阻抗，Z_L1m＝sL_1m+R_L1m；Z_C1m是多逆变器并网系统LCL滤波器电容C_1m的阻抗，Z_C1m＝1/sC_1m；s＝jω，j是虚部单位符号，ω是电网角频率。

r₁取值范围为10<r₁<20；Q取值范围为1<Q<2。

步骤3)中，电流内环PR控制器的传递函数G_i的表达式为k_p是准比例谐振器的比例系数，k_i是谐振增益，ω_c是截止角频率，ω_n是基波角频率。

准比例谐振器的比例系数k_p取值范围为2≤k_p≤2.2，谐振增益k_i取值范围为174≤k_i≤176，截止角频率ω_c取值为6.28rad/s，基波角频率ω_n取值为314rad/s。

步骤4)中，逆变器的等效增益G_PWM的取值范围为350≤G_PWM≤360。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明利用多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法，该方法引入带阻滤波器的网侧电感电流反馈，相当于在并网逆变器的输出阻抗串联虚拟阻抗。在基频处，串联虚拟阻抗呈现低阻抗，使得基波电流流入电网。该方法通过改变并网逆变器的输出阻抗，定向改变其所接入的系统网络阻抗，从而有效抑制网络内可能存在的谐波谐振。

附图说明

图1为本发明一实施例多逆变器并网系统的结构图；

图2为本发明一实施例并网逆变器的控制框图；

图3为本发明一实施例并网逆变器的等效控制框图；

图4为本发明一实施例并网逆变器的等效模型；

图5为本发明一实施例逆变器自身阻抗Z_om、电网等效阻抗Z_sgm和电网阻抗Z_g的伯德图；

图6为本发明一实施例多逆变器并网系统的等效模型；

图7为本发明一实施例未加串联虚拟阻抗时并网逆变器的公共耦合点电压u_PCC和并网电流i_g的实验波形；

图8为本发明一实施例所提控制方法时并网逆变器的公共耦合点电压u_PCC和并网电流i_g的实验波形。

具体实施方式

图1为三相逆变器并网系统的结构图，当光伏阵列和DC/DC变换器或者风机机组和AC/DC变换器通过LCL型并网逆变器接入配电网时，LCL型并网逆变器的输入可以等效为直流源。m＝1,2,…,n；逆变器侧电感L_1m、滤波电容C_1m和网侧电感L_2m构成LCL滤波器，R_L1m和R_L2m分别为L_1m和L_2m的寄生电阻，Z_g为电网阻抗，U_dc为直流侧电压，u_invm为逆变器的输出电压，u_C1m为滤波电容电压，u_PCC为公共耦合点电压，u_g为电网电压，i_L1m、i_C1m、i_om和i_g分别为逆变器侧电感电流、滤波电容电流、网侧电感电流和并网电流。

图2为并网逆变器的控制框图，在每个采样周期的起始点，对公共耦合点电压u_PCC和网侧电感电流i_om分别进行采样；其中，m＝1,2,…,n。

将网侧电感电流参考值i_refm和(1+H₁)×i_om相减，得到差值e_im，其中，H₁是网侧电感电流反馈系数，H₁的表达式为：

其中，Z_sm是串联虚拟阻抗，Z_sm＝r₁G_N，r₁是比例系数，G_N是带阻滤波器，f_o是基波频率，Q是带阻滤波器的品质因数；Z_L1m是多逆变器并网系统LCL滤波器电感L_1m的阻抗，Z_L1m＝sL_1m+R_L1m；Z_C1m是多逆变器并网系统LCL滤波器电容C_1m的阻抗，Z_C1m＝1/sC_1m；s＝jω，j是虚部单位符号，ω是电网角频率。r₁取值范围为10<r₁<20；Q取值范围为1<Q<2。；

将差值e_im与电流内环PR控制器的传递函数G_i相乘，得到占空比D_m，其中，电流内环PR控制器的传递函数G_i的表达式为k_p是准比例谐振器的比例系数，k_i是谐振增益，ω_c是截止角频率，ω_n是基波角频率。准比例谐振器的比例系数k_p取值范围为2≤k_p≤2.2，谐振增益k_i取值范围为174≤k_i≤176，截止角频率ω_c取值为6.28rad/s，基波角频率ω_n取值为314rad/s。

将占空比D_m与逆变器的等效增益G_PWM相乘，得到逆变器输出电压u_invm，其中，逆变器的等效增益G_PWM的取值范围为350≤G_PWM≤360。

由图2可知，系统的闭环传递函数为

i_om＝G_mi_refm-Y_mu_PCC (1)

式中G_m为电流源等效系数，Y_m为逆变器等效导纳，

图3为并网逆变器的等效控制框图，由图3可知，系统的等效闭环传递函数为

i_om＝G_meqi_refm-Y_mequ_PCC (2)

式中G_meq为变换后的电流源等效系数，Z_meq为变换后的逆变器等效导纳，

为使图2与图3实现相同的目的，式(1)中电流源等效系数和逆变器等效导纳与式(2)中的对应相等，其表达式为

由式(3)可知，网侧电感电流反馈系数H₁的表达式为

图4为并网逆变器的等效模型，在图4中，Z_om为未添加串联虚拟阻抗时逆变器自身阻抗，逆变器等效阻抗Z_m(Z_m＝1/Y_m)等效为Z_om与Z_sm串联，Z_sgm为串联虚拟阻抗Z_sm和电网阻抗Z_g串联的电网等效阻抗。i_f/hm、i_f/hm1和i_f/hm2分别为总基波/高频谐波电流、Z_om支路基波/高频谐波电流和Z_sgm支路基波/高频谐波电流，i_f/hm＝i_f/hm1+i_f/hm2。总基频电流i_fm和总高频谐波电流i_hm由逆变器自身阻抗Z_om和电网等效阻抗Z_sgm并联分流决定。

图5为逆变器自身阻抗Z_om、电网等效阻抗Z_sgm和电网阻抗Z_g的伯德图，从图5可以看出，在基频处，电网等效阻抗Z_sgm远远低于逆变器自身阻抗Z_om，大部分基频电流流入阻抗相对较低的电网，i_fm2>i_fm1，改善了并网电流的电能质量。

图6为多逆变器并网系统的等效模型。从公共耦合点出发，将单台等效模型进行并联，构成多逆变器并网系统的等效模型。得到的表达式为

式中G_self为第m台并网逆变器网侧电感电流i_om对第m台并网逆变器参考电流i_refm的传递关系，G_paral为第m台并网逆变器网侧电感电流i_om对第i台并网逆变器参考电流i_refi的传递关系，G_seri为第m台并网逆变器网侧电感电流i_om对电网电压u_g的传递关系。

由式(5)可知，多逆变器并网系统的网侧电感电流i_om受三个因素的影响：自身参考电流、其他并联逆变器参考电流和电网电压。

在不同控制方法下，并网逆变器的公共耦合点电压u_PCC和并网电流i_g的实验波形，如图7和图8所示。在图7中，未加串联虚拟阻抗时，系统不能稳定运行，而在图8中，采用所提控制方法时，并网电流i_g的畸变率为4.80％，系统处于稳定状态。

Claims (6)

1.多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)在每个采样周期的起始点，对公共耦合点电压u_PCC和网侧电感电流i_om分别进行采样；其中，m＝1,2,…,n；

2)将网侧电感电流参考值i_refm和(1+H₁)×i_om相减，得到差值e_im，其中，H₁是网侧电感电流反馈系数；

3)将差值e_im与电流内环PR控制器的传递函数G_i相乘，得到占空比D_m；

4)将占空比D_m与逆变器的等效增益G_PWM相乘，得到逆变器输出电压u_invm。

2.根据权利要求1所述的多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法，其特征在于，步骤2)中，H₁的表达式为：

其中，Z_sm是串联虚拟阻抗，Z_sm＝r₁G_N，r₁是比例系数，G_N是带阻滤波器，f_o是基波频率，Q是带阻滤波器的品质因数；Z_L1m是多逆变器并网系统LCL滤波器电感L_1m的阻抗，Z_L1m＝sL_1m+R_L1m；Z_C1m是多逆变器并网系统LCL滤波器电容C_1m的阻抗，Z_C1m＝1/sC_1m；s＝jω，j是虚部单位符号，ω是电网角频率。

3.根据权利要求2所述的多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法，其特征在于，r₁取值范围为10<r₁<20；Q取值范围为1<Q<2。

4.根据权利要求1所述的多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法，其特征在于，步骤3)中，电流内环PR控制器的传递函数G_i的表达式为k_p是准比例谐振器的比例系数，k_i是谐振增益，ω_c是截止角频率，ω_n是基波角频率。

5.根据权利要求4所述的多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法，其特征在于，准比例谐振器的比例系数k_p取值范围为2≤k_p≤2.2，谐振增益k_i取值范围为174≤k_i≤176，截止角频率ω_c取值为6.28rad/s，基波角频率ω_n取值为314rad/s。

6.根据权利要求1所述的多逆变器并网系统的串联虚拟阻抗有源阻尼控制方法，其特征在于，步骤4)中，逆变器的等效增益G_PWM的取值范围为350≤G_PWM≤360。