CN109586342A - 一种多并网逆变系统的带宽优化控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多并网逆变系统的带宽优化控制方法，所述的多并网逆变系统包括多个并网的并网逆变器模块；每一个并网逆变器模块包括相连的逆变器和LCL滤波器；LCL滤波器包括逆变器侧滤波电感L₁、网测滤波电感L₂和滤波电容C_f；采用以下方法中的至少一种实现带宽优化：(1)方法1：在逆变器侧电感L₁、网侧电感L₂上等效串联电感L_1d、L_2d；(2)方法2：在滤波电容C_f上等效并联电感L_cd、C_d。该多并网逆变系统的带宽优化控制方法能显著优化控制系统。

Description

一种多并网逆变系统的带宽优化控制方法

技术领域

本发明涉及一种多并网逆变系统的带宽优化控制方法。

背景技术

近些年以风电与光伏为代表的可再生能源发电技术迅猛发展，可再生能源或储能系统一般以逆变器作为并网接口。不同于传统电网额外添加有源滤波器来补偿谐波，分布式发电系统中逆变器已具有带谐波补偿功能，即逆变器在保证传统并网逆变功率输出的同时完成谐波电流补偿的功能，大幅降低了谐波补偿的成本、装置体积和维护费用，提高了并网逆变器的性价比。

随着可再生能源输入端的不断接入，大量逆变器同时运行，不可避免地造成了多个LCL滤波器并联接入公共母线的情况。此时整个系统的特性相较于单台逆变器并网系统有很大的不同，逆变器之间的交互影响也需要分析，传统的分析与控制方法并不能彻底解决并网系统中的谐振问题。所以需要对多并联情况下的逆变系统进行数学建模，分析并联个数对系统特性的影响与规律，同时对应的谐振抑制方法也需要改进，以适应更为复杂的系统谐振情况。

针对多台并联导致的新增谐振峰问题，有文献提出了一种重塑并网逆变器的输出阻抗的阻抗重塑方法，为配电网提供必要的电阻阻尼，以抑制多台逆变器并联运行导致的谐振问题。有专家采用一种基于双二阶滤波器的主动阻尼方法，调整系统多对不稳定极点使其位于z平面单位圆内，以此保证系统的稳定。有文献定义了一个新变量网侧总电抗，分析了网侧总电抗取值对常用有源阻尼策略效果的影响，并分析了保证系统稳定前提下网侧总电抗的取值范围。这些方法通过增加系统阻尼能够有效地抑制谐振峰，但不能解决多台并联导致的新增谐振峰对系统带宽的问题。

已有虚拟阻抗方法中，有文献提出了一种虚拟阻抗方法用于改变逆变器的等效输出阻抗以实现多台逆变器的功率均分；文献“”基于稳定性分析的微电网变流器系统阻抗设计”利用虚拟电感解决微电网线路阻抗呈现阻性所带来的稳定性问题。文献“”低压微网逆变器的“虚拟负阻抗”控制策略”提出了基于"虚拟负阻抗"的控制策略，该策略包含"虚拟负电阻"和虚拟电感两部分，其中"虚拟负电阻"用以降低由阻性线路引起的功率耦合，并减小并联系统输出电压降落，虚拟电感使逆变器本身的输出阻抗呈感性，调节系统感抗匹配程度以提高无功分配精度；文献[基于虚拟电容的微网逆变器无功均分控制策略]针对线路阻抗差异所导致逆变器无功功率不均分问题，提出一种控制策略，通过算法模拟逆变器输出端的并联电容特性，并根据线路阻抗差异自适应补偿线路阻抗压降,减小基频环流,提高系统无功均分能力。已有应用于多台并联系统的虚拟阻抗方法多用于解决多台之间的功率均分问题，而未考虑多台并联带来的系统带宽问题。

因此，有必要设计一种多并网逆变系统的带宽优化控制方法。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种多并网逆变系统的带宽优化控制方法，该多并网逆变系统的带宽优化控制方法能实现带宽优化。

发明的技术解决方案如下：

一种多并网逆变系统的带宽优化控制方法，所述的多并网逆变系统包括多个并网的并网逆变器模块；每一个并网逆变器模块包括相连的逆变器和LCL滤波器；

LCL滤波器包括逆变器侧滤波电感L₁、网测滤波电感L₂和滤波电容C_f；采用以下方法中的至少一种实现带宽优化：

(1)方法1：在逆变器侧电感L₁、网侧电感L₂上等效串联电感L_1d、L_2d；

(2)方法2：在滤波电容C_f上等效并联电感L_cd、C_d。

等效串联和等效并联是通过在系统的控制算法上增加一个反馈环，在传递框图中实现等效串联和等效并联。具体的结构变换过程如下：

实现逆变器侧电感L₁上等效串联电感L_1d：

图25中给出的是H_L1，H_L1是对H_d反馈环根据反馈等效原则得到的，H_L1表示的也是一个反馈系数。其中，H_L1与H_d之间的关系为：H_L1＝K_PWMH_d

等效串联的电感H_L1与L_1d表示上并不冲突。

逆变器侧电感L₁上等效串联电感L_1d对应电流i1到Gc环节的反馈，其传递函数为

逆变器侧电感L₁上等效串联电感L_1d在图中对应为电感电流i1的反馈通道 H_d，根据反馈等效原则，可以将实际反馈通道等效变换为H_L1所示的反馈回路(虚线部分)，即等效在电感L1上串联虚拟电感，H_L1与H_d之间的关系如下：

H_L1＝K_PWMH_d

而等效串联的电感

如图26，实现网侧电感L₂上等效串联电感L_2d：

其中K_p为准比例谐振器的比例系数，ω_c为截止频率，ω_n为基波频率，h为谐波次数，k_i,h为第h次谐振增益；

G₁＝1/sL₁；G_c＝1/sC_f；G₂＝1/sL₂；K_PWM指的是逆变桥电路的增益， U_inv为输入LCL滤波器的电压，H_d为图26中反馈回路的增益，H_L1为系统结构框图中的H_d反馈环等效变换为H_L1反馈环后所在反馈回路的增益。

如图6，实现滤波电容C_f上等效并联电感/电容L_cd、C_d

电容电流反馈：

如图27电容电压反馈：

如图所示，由实线的H_d框图经过等效后，可以转换为虚线部分的框图。最终实现等效串联和等效并联。

图中，将H_d反馈通道，根据反馈等效原则，可以将实际反馈通道等效变换为H_C所示的反馈回路(虚线部分)。

等效串联和等效并联的值如下所示：

方法1中，其中在逆变器侧电感L₁、网侧电感L₂上等效串联电感L_1d、L_2d后滤波器开环传递函数如下：

G_L1d(s)表示的是串联了L1d且没有串联L2d时等效LCL滤波器的开环传递函数；

同理，G_L2d(s)表示的是串联了L2d且没有串联L1d时等效LCL滤波器的开环传递函数；

以上两种情况下对应的谐振频率ω_res分别为和

其中s为复变量，n是并网逆变器模块的数量；

L_g、R_g分别表示电网侧的电感和电阻(网侧电感和电阻二者合称为网侧阻抗)。

方法2中，在逆变器侧电感L₁、网侧电感L₂上等效串联电容C_1d、C_2d后滤波器的开环传递函数如下：

G_C1d(s)表示的是串联C1d且没有串联C2d时等效LCL滤波器的开环传递函数；

G_C2d(s)表示的是串联C2d且没有串联C1d时等效LCL滤波器的开环传递函数。

等效串联的电感

其中，H_d为反馈通道增益；K_PWM指的是逆变桥电路的增益。

上述2个等效是单独使用的，不需要合起来用。以上分别给出G_C1d(s)、G_C2d(s)的表达式，以便于下文对虚拟阻抗具体形式的讨论。可以独立使用，也可以合并使用。

使用电容电压u_c反馈实现虚拟电感L_cd。

通过使用电容电压u_c反馈来实现虚拟电感L_cd步骤如下：

如图27，通过在系统控制框图里使用电容电压u_c反馈，实际反馈通道用H_d2等效并联电感值。

在图27中，根据反馈等效原则，将反馈通道H_d等效变换为H_C所示的反馈回路(虚线部分)，因此，

反馈系数Hc＝1

使用i₁-i₂＝i_c来获取i_c电流。

具体应用时，可以根据Hd来求虚拟的电感，电容值；也可以反过来，由所需要的虚拟电感，电容值求Hd的值。

即可以根据需要预设Hd的值(比如让Hd＝1)，或预设虚拟电感以及虚拟电容值，再求其余的值，使得系统的带宽获得改善。

电容电流反馈的时候，Hd取10-20。

i₁指的是流经逆变器侧电感L₁的电流。i₂指的是流经网侧电感L₂的电流，i_c指的是流经滤波电容C_f的电流。在本文中最终采用的方法是，采用电容电流反馈实现虚拟电阻R_cd用于抑制谐振峰，电容电压反馈实现虚拟电感L_cd用于移动系统谐振峰的虚拟阻抗方法的方法，分别将i_c、u_c反馈到PR控制器与逆变器之间的环节上。

在图6中，电容C上等效并联电感L_Cd在图中对应为电容电流i_c的反馈通道H_d，根据反馈等效原则，可以将实际反馈通道等效变换为H_C所示的反馈回路(虚线部分)；图27同理，电容C上等效并联电阻R_cd在图中对应为电容电压u_c的反馈通道H_d，根据反馈等效原则，可以将实际反馈通道等效变换为H_C所示的反馈回路(虚线部分)。因此图6是电容电流i_c反馈，图27是电容电压u_c反馈。说明：构建了一种通过虚拟电阻抑制谐振峰峰值、通过虚拟电感移动谐振峰频率的虚拟阻抗方法，通过在高频域横向与纵向相结合的谐振控制方法，解决多台逆变器并联降低系统控制带宽的问题。提出一种基于电容电压反馈的虚拟电感方法，建立了反馈系数与谐振频率的关系，构建一种考虑系统带宽设计方法的虚拟阻抗方法。

采用电容电流反馈实现虚拟电阻用于抑制谐振峰，电容电压反馈实现虚拟电感用于移动系统谐振峰的虚拟阻抗方法。

仿真是离散的，但是模型是S域分析的。也就是说问题在S域下进行分析，仿真是在Z域上实现的。

本发明分析了多台逆变器交互影响导致的谐振点增加和新增谐振点前移的内在机理。分析了虚拟电阻对谐振峰的抑制效果及虚拟电阻大小对带宽内跟踪效果的影响，然后参考有源阻尼的反馈实现方式，并分析了上LCL滤波器不同位置虚拟阻抗对谐振频率及系统特性的影响，比较各种虚拟阻抗实现方法的可行性。提出了一种基于电容电压反馈的虚拟电感方法，同时描述了虚拟电感参数与谐振频率的关系，然后结合图示法寻求反馈系数对耦合谐振峰移动抑制的最优取值范围。最后构建出虚拟电阻与虚拟电感结合的虚拟阻抗带宽优化方法。

有益效果：

针对带谐波补偿功能的并网逆变器多台并联对控制带宽的影响，分析了多台逆变器交互影响导致的谐振点增加和新增谐振点变化规律，以及谐振问题影响逆变器控制带宽的内在机理，比较了在LCL滤波器不同位置上虚拟阻抗对谐振点的影响，分析了虚拟阻抗实现方法的可行性和适用范围。在此基础上，构建了一种通过虚拟电阻抑制谐振峰峰值、通过虚拟电感移动谐振峰频率的虚拟阻抗方法，通过在高频域横向与纵向相结合的谐振控制方法，解决多台逆变器并联降低系统控制带宽的问题。提出一种基于电容电压反馈的虚拟电感方法，建立了反馈系数与谐振频率的关系，构建一种考虑系统带宽设计方法的虚拟阻抗方法。最后利用Matlab/Simulink仿真平台的仿真结果及实验平台的实验结果验证所提控制策略的正确性及有效性。

附图说明

图1为多台并网逆变器并联运行的示意图；

图2为逆变系统电流环控制框图；

图3为多并网逆变器的闭环等效电路模型；

图4为多台逆变器并联运行时LCL滤波器等效模型；

图5为多台逆变器并联情况下，利用有源阻尼法可等效实现3种等效阻尼的示意图；

图6为利用电容电流反馈等效实现电容上并联电阻Rcd的控制框图。

图7为LCL虚拟阻抗等效示意图；

图8为虚拟电感下逆变器电流环控制框图

图9为逆变器未开启谐波补偿功能下谐波源的电流波形图(基波分量＝4.876A，THD＝51.66％)；

图10为逆变器未开启谐波补偿功能下谐波源的频谱分析图；

图11为网侧电流的电流波形图(基波分量＝14.76A，THD＝16.83％)；

图12为网侧电流的频谱分析图；

图13为开启补偿后网侧电流图(基波分量＝14.83A，THD＝3.89％)；

图14为开启补偿后网侧电流的频谱分布图；

图15为谐波补偿后逆变器电流THD图(基波分量＝9.826A，THD＝25.13％)；

图16为使用虚拟电感后网侧电流图(基波分量＝14.87A，THD＝3.83％)；

图17为使用虚拟电感后逆变器电流THD图(基波分量＝9.763A， THD＝24.69％)；

图18为带谐波补偿逆变器输出电流THD图(基波分量＝9.981A， THD＝31.02％)

图19为网侧电流图(基波分量＝34.57A，THD＝2.38％)；

图20为网侧电流的频谱分析图(基波分量＝34.57A，THD＝2.38％)；

图21为使用虚拟电感后逆变器输出电流THD图(基波分量＝9.756A， THD＝30.22％)

图22为逆变器输出电流图(基波分量＝9.72A，23次分量不断增大)；

图23为使用虚拟电感后逆变器输出电流(基波分量＝9.734A，23次分量＝0.978A，THD＝11.37％)；

图24为使用虚拟电感后逆变器输出电流THD图；

图25为实现逆变器侧电感L₁上等效串联电感L_1d的控制图。

图26为实现网侧电感L₂上等效串联电感L_2d的框图；

图27为电容电压反馈框图。

具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：

实施例1：

1.多台并网逆变器系统的谐振与控制带宽分析

多逆变器并联系统

如图1所示为多台并网逆变器并联运行的示意图，第n台可再生能源分布式发电机(distributed generator，DG)连接到公共耦合点(point of common coupling， PCC)。同时，公共母线上接有负载，负载包括谐波产生负载和正常负载，并连接到线路阻抗为Zg的电网。其中每台逆变器的逆变器侧滤波电感L₁、网测滤波电感L₂、滤波电容C_f构成逆变器LCL滤波器，L_g、R_g为电网阻抗；u_a、u_b、u_c为电网三相电压。

如图2所示为逆变器系统网侧电流的控制框图，

其中K_p为准比例谐振器的比例系数，ω_c为截止频率，ω_n为基波频率，h为谐波次数，k_i,h为第h次谐振增益；G_L1＝1/sL₁； G_c＝1/sC_f；G_L2＝1/sL₂；

根据图3所示框图模型得到，每台并网逆变器的网侧电流i₂与指令电流i_ref及电网侧电压U_pcc的传递函数关系为：

I_{2_n}(s)＝G_{cs_n}(s)I_{2ref_n}(s)-Y_{cs_n}(s)U_{pcc_n}(s) (1)

其中诺顿电路下等效受控源系数和等效并联导纳分别为：

考虑n台逆变器并网运行，n组并网逆变器诺顿等效电路如图3所示。

根据节点电压法得到PCC处电压方程为：

同时每台逆变器满足式

I₂(s)＝G_cs(s)I_2ref(s)-Y_cs(s)U_pcc(s) (5)

联立式(4)、(5)得到第m台并网逆变器的网侧电流：

其中自身跟踪系数α_{self_m}表示多台并网逆变器并联后，第m组逆变器参考电流I_{2ref_m}对第m组逆变器网侧电流I_{2_m}的影响关系；交互影响系数α_{paral_m_i}表示第i组逆变器参考电流I_{2ref_i}对第m组逆变器网侧电流I_{2_m}的传递关系；串联影响系数β_{seri_m}表示电网电压U_g对第m组逆变器网侧电流I_{2_m}的传递关系。

本发明着重对多台逆变器并联运行对逆变器自身电流跟踪效果影响的分析，即对自身跟踪系数α_{self_m}的分析。

表1给出的是逆变器并联台数对自身跟踪系数α_{self_m}影响的对应谐振峰的频率与台数的关系。

表1谐振频率与台数关系

n	1	2	3	6
					ω<sub>res1</sub>(Hz)	/	1250	1150	1080
ω<sub>res2</sub>(Hz)	1279	1453	1453	1453

多台并网逆变器在与电网阻抗耦合后，并网逆变器自身传递函数的谐振特性从单台时的一个谐振点，变成了原谐振频率两侧的两个谐振点。其中一个固定谐振点，固定谐振频率为单台下未考虑网侧阻抗的谐振峰，另一个为新增非固定谐振点。随着台数的增加，新增谐振点的谐振频率向低频段移动、幅值呈衰减趋势。

带谐波补偿功能的并网逆变器需要保证各次谐波电流跟踪效果，针对基于单台逆变器设计的系统带宽时，这新增谐振点在靠近系统带宽内PR跟踪频率时，

可能会对带宽内跟踪效果及稳定性造成影响。

如图5所示为单台及三台逆变器下系统零极点分布图，单台情况下在虚轴右半边有一对对应系统LCL谐振峰频率的极点，而多台情况下系统在虚轴右半边新增了一对极点，对应频率为系统新增谐振点的频率。所以多台并联情况下随着并联台数的不断增加，新增谐振点逐渐往低频段移动，而基于单台LCL谐振峰设计的系统控制带宽，无法保证设计带宽内跟踪频率不受这新增不稳定点的影响，当带宽内需要跟踪的频率靠近不稳定点频率时会导致系统不稳定。因此，多台并联下产生的新增谐振点会对系统控制带宽造成影响，需要重新设计系统控制带宽。

2.考虑带宽优化的的虚拟阻抗方法

2.1虚拟阻抗方法

针对第一节分析的多台并联耦合问题，已有研究多采用虚拟电阻方法。在各项参数相同的情况下，多台逆变器并联运行时单台LCL滤波器等效模型如图6 所示。

同时理论上可以通过L₁、L₂和C_f上的6种电压电流信号反馈均可实现在L₁、 L₂和C_f上的等效阻尼。图7为多台逆变器并联情况下，利用有源阻尼法可等效实现3种等效阻尼的示意图，图8为利用电容电流反馈等效实现电容上并联电阻 R_cd的控制框图。

使用有源阻尼方法后单台逆变器系统的等效受控源系数、等效并联导纳与多台逆变器自身跟踪系数分别为，其中G_{L2_g}＝1/(sL₂+sL_g)

其中电容电流反馈的反馈通道系数

从添加有源阻尼前后多台自身跟踪系数的bode图可以看出有源阻尼方法能够有效地抑制单台下及多台并联导致的新增谐振峰，但是当虚拟电阻时采用的反馈系数增大到一定数值之后，继续增大会对带宽内PR控制器的跟踪效果造成影响。同时根据仿真可知使用虚拟电阻后虚轴右半边仍存在两谐振峰对应的两对不稳定极点，系统控制带宽受多台影响的问题依然没有解决。

2.2参考有源阻尼反馈方式的虚拟阻抗方法比较

有源阻尼不行，考虑虚拟电感或者虚拟电容，参考有源阻尼的反馈实现方式，理论上同样可通过L₁、L₂和C_f上的6种电压电流信号反馈实现L₁、L₂和C_f上的虚拟电感或虚拟电容，多台下LCL滤波器等效示意图如图7所示。

其中在逆变器侧电感L₁、网侧电感L₂上等效串联电感L_1d、L_2d后滤波器开环传递函数，

二者的谐振频率ω_res分别为相较于LCL 滤波器原有谐振频率等效串联电感L_1d、L_2d后滤波器谐振频率减小。

在滤波电容C_f上等效并联电感L_cd、C_d后滤波器开环传递函数分别为，

二者的谐振频率ω_res分别为相较于原谐振频率等效并联电感L_cd、C_d后系统谐振频率分别增大与减小，等效并联后滤波器传递函数bode图如图13所示。

在逆变器侧电感L₁、网侧电感L₂上等效串联电容C_1d、C_2d后滤波器的开环传递函数，

等效并联后滤波器传递函数bode图显示，系统存在两个谐振峰，且低频特性发生了改变。

综合考虑，通过在滤波电容虚拟电感可有效地移动系统谐振峰频率。同时就电容电压及电容电流反馈虚拟电感的反馈进行了比较分析。

可以得到使用虚拟电感后单台逆变器系统的等效受控源系数、等效并联导纳分别为，

电容电压u_c及电感电流i_c反馈的反馈通道系数H_c分别为L₁/sK_PWMC_fL_cd、 L₁/K_PWML_cd，利用电容电压u_c反馈实现虚拟电感L_cd的反馈通道为常数项，工程实现更为简单，所以选择使用电容电压u_c反馈实现虚拟电感L_cd。

2.3虚拟电感对多台逆变器的带宽优化分析

前面已经分析了虚拟电感对单台情况下谐振峰右移，根据式(7)及(13)，得到使用虚拟电感后多台系统的自身跟踪系数为

根据式(14)得到在3台逆变器运行时无反馈通道，表格1为对应情况下系统的两个谐振点频率。使用虚拟电感方法后，有效地移动了系统的两个谐振峰。

2.4反馈系数H_c优化设计方法

根据LCL滤波器等效使用虚拟电感L_cd时的公式(11)，得到LCL滤波器谐振频率为以及可以得到，

显然随着反馈常数H_c的不断增大，单台下LCL滤波器的谐振频率会不断增大。根据式(14)得到不同H_c取值下三台下系统bode图及其对应表格分别如图 18及表1

根据表2的数据可知，在三台并联运行的情况下，Hc大于0.5时才能保证系统带宽不受多台并联影响。而随着Hc增大系统的两个谐振峰频率会不断增大的同时，其带宽内中频段跟踪效果会不断下降，会对PR跟踪器的跟踪效果造成影响。所以为跟踪保证效果及谐振峰移动效果，本发明拟取反馈系数Hc＝1。

综述所述，本发明拟采用电容电流反馈实现虚拟电阻用于抑制谐振峰，电容电压反馈实现虚拟电感用于移动系统谐振峰的虚拟阻抗方法。考虑使用电容电流 i_c反馈时需要新增反馈点，而在实际工程应用中，往往需要添加逆变器侧电流i₁来实现对逆变器功率器件的保护，所以本发明考虑在实现时使用i₁-i₂＝i_c来获取i_c电流。

3.仿真结果及分析

为了验证本发明提出的虚拟阻抗方法的合理性和可行性，使用Matlab /Simulink仿真软件建立系统仿真模型，搭建了1及3台逆变器并网运行，逆变系统电气参数如表3所示。

表3逆变系统电气参数

3.1单台逆变器

一台逆变器与一富含3、5、7频次谐波的谐波源并联并网运行，图9-12为逆变器未开启谐波补偿功能下谐波源、网侧电流的电流图及频谱分析图。

逆变器开启谐波补偿功能后网侧电流、逆变器输出电流的电流图及频谱分析图如图13-15所示。可以看出网侧的THD下降，谐波基本被抑制。同时从图14 中可以看出逆变器输出电流的LCL谐振频率在25次(1279Hz)附近。

在逆变器开启谐波补偿时且电容电流反馈系数Kc＝10,电容电压反馈系数 H_c＝1，得到使用虚拟阻抗后网侧电流、逆变器输出电流的电流图及频谱分析图如图16和17所示。可以看出使用了虚拟阻抗后，网侧电流的THD未发生较大变化，引入虚拟阻抗未对逆变器的低频次谐波跟踪效果产生较大影响。同时从图 17看出，引入虚拟阻抗后逆变器侧的LCL谐振频率由25次频波(1279Hz)附近移动至了32次频波附近，同时LCL谐振频率的谐振峰得到了抑制。

3.2三台并联运行

当3台逆变器与谐波源并联并网运行时，且其中一台逆变器启动谐波补偿功能用于补偿谐波。图19为带谐波补偿功能逆变器的输出电流的频谱分析图，可以看出3台并联运行情况下存在两个谐振峰，一个非固定谐振点位于22次附近，固定谐振点位于29次(1450Hz)附近，图20-21为网侧电流图及其频谱分析图。

设置电容电流反馈系数Kc＝10,电容电压反馈系数Hc＝1，使用虚拟阻抗后，得到带谐波补偿功能逆变器的输出电流图如图21所示，其中非固定谐振点频率移动至28次附近，固定谐振点频率移动至34次附近，同时谐振峰峰值得到抑制。

为验证多台逆变器之间交互影响产生的新增耦合点对带宽的影响，在三台逆变器并联运行时，其中一台逆变器跟踪23次谐波，给定谐波含量1A，图22为逆变器输出电流图，其电流中23频次谐波分量不断放大，系统不稳定。

设置电容电流反馈系数Kc＝10,电容电压反馈系数Hc＝1，使用虚拟阻抗后，跟踪23次频波逆变器的输出电流如图23,24所示，系统稳定且其跟踪效果得到保证。

4.结论

本发明针对带谐波补偿功能的逆变器接入多台逆变器中新增谐振点会对系统带宽造成影响的问题进行了研究，提出一种基于电容电压反馈的虚拟电感方法，通过在电容两端虚拟电感，增大系统的谐振峰以增大系统带宽，有效抑制了多台逆变器并联运行对带谐波补偿功能逆变器带宽造成的影响，Matlab/Simulink仿真实验结果验证了所提控制策略的正确性及有效性，可以得到以下结论：

1)多台逆变器并联运行导致的新增谐振点会对系统带宽造成影响，从而限制带谐波补偿功能的逆变器的跟踪频率次数。

2)所提的虚拟电感方法能够在不影响低频跟踪特性的情况下，有效地增大系统谐振峰以达到增大系统带宽的目的。

Claims (7)

1.一种多并网逆变系统的带宽优化控制方法，其特征在于：

所述的多并网逆变系统包括多个并网的并网逆变器模块；每一个并网逆变器模块包括相连的逆变器和LCL滤波器；

LCL滤波器包括逆变器侧滤波电感L₁、网测滤波电感L₂和滤波电容C_f；采用以下方法中的至少一种实现带宽优化：

(1)方法1：在逆变器侧电感L₁、网侧电感L₂上等效串联电感L_1d、L_2d；

2.根据权利要求1所述的多并网逆变系统的带宽优化控制方法，其特征在于：

方法1中，其中在逆变器侧电感L₁、网侧电感L₂上等效串联电感L_1d、L_2d后滤波器开环传递函数如下：

G_L1d(s)表示的是串联了L_1d且没有串联L_2d时等效LCL滤波器的开环传递函数；

同理，G_L2d(s)表示的是串联了L_2d且没有串联L_1d时等效LCL滤波器的开环传递函数；

以上两种情况下对应的谐振频率ω_res分别为和

其中s为复变量，n是并网逆变器模块的数量；

L_g、R_g分别表示电网侧的电感和电阻。

3.根据权利要求1所述的多并网逆变系统的带宽优化控制方法，其特征在于：

方法2中，在逆变器侧电感L₁、网侧电感L₂上等效串联电容C_1d、C_2d后滤波器的开环传递函数如下：

G_C1d(s)表示的是串联C1d且没有串联C2d时等效LCL滤波器的开环传递函数；

G_C2d(s)表示的是串联C2d且没有串联C1d时等效LCL滤波器的开环传递函数。

4.根据权利要求1所述的多并网逆变系统的带宽优化控制方法，其特征在于：

使用电容电压u_c反馈实现虚拟电感L_cd。

5.根据权利要求1所述的多并网逆变系统的带宽优化控制方法，其特征在于：反馈系数Hc＝1。

6.根据权利要求1所述的多并网逆变系统的带宽优化控制方法，其特征在于：使用i₁-i₂＝i_c来获取i_c电流；

i₁指的是流经逆变器侧电感L₁的电流。i₂指的是流经网侧电感L₂的电流，i_c指的是流经滤波电容C_f的电流。在本文中最终采用的方法是，采用电容电流反馈实现虚拟电阻R_cd用于抑制谐振峰，电容电压反馈实现虚拟电感L_cd用于移动系统谐振峰的虚拟阻抗方法的方法，分别将i_c、u_c反馈到PR控制器与逆变器之间的环节上。

7.根据权利要求1-6所述的多并网逆变系统的带宽优化控制方法，其特征在于：

其中，H_d为反馈通道增益；K_PWM指的是逆变桥电路的增益。