CN108448615A - 新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法 - Google Patents

新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法，主要包括引入带阻滤波器的公共耦合点电压前馈、引入带阻滤波器的网侧电感电流反馈和电流内环PR控制三个部分。该方法相当于在并网逆变器的输出阻抗并串联虚拟阻抗。在基频处，并联虚拟阻抗呈现高阻抗，串联虚拟阻抗呈现低阻抗，使得基波电流流入电网；在高频处，并联虚拟阻抗呈现低阻抗，串联虚拟阻抗呈现高阻抗，使得高频谐波电流流入并联虚拟阻抗支路。该方法有效地抑制逆变器谐波电流流入电网，提高了并网逆变器的抗干扰能力，从而避免谐波谐振现象发生。

Description

新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法
技术领域
本发明涉及新能源分布式发电领域，特别是新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法。
背景技术
大型新能源电站以其独有的高效率和集中管理等优势成为新能源发电产业的重要趋势。其采用多逆变器并联入网的系统结构，既能提高新能源发电的输出功率及故障冗余运行，又能实现并网逆变器容量的优化配置。
然而，在大型新能源电站中，一方面由于长距离传输线会导致电网阻抗不可忽略，另一方面当多台逆变器连接到同一电网公共耦合点时，任一并网逆变器在公共耦合点对应的电网等效阻抗会随逆变器数量增加而增加。此时，由于逆变器侧和电网侧谐波的存在，多台逆变器与电网在公共耦合点处形成的分布式阻抗网络必然会受到谐波源激励而发生交互作用，这对系统的稳定可靠运行是一个潜在威胁。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法，有效地抑制逆变器谐波电流流入电网，提高了并网逆变器的抗干扰能力，避免谐波谐振现象发生。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法，包括以下步骤：
1)在每个采样周期的起始点，对公共耦合点电压uPCC和网侧电感电流iom分别进行采样，将经过AD转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理；m＝1,2,…,n；
2)将网侧电感电流参考值irefm和与(1+H1)相乘后的网侧电感电流iom相减，得到差值eim，其中，H1是网侧电感电流反馈系数；
3)将差值eim与电流内环PR控制器的传递函数Gi相乘，得到exm；
4)将得到的值exm和与公共耦合点电压前馈系数H2相乘后的公共耦合点电压uPCC相减，得到占空比Dm；
5)将占空比Dm与逆变器的等效增益GPWM相乘，得到逆变器输出电压uinvm。
步骤2)中，H1的表达式为：
其中，Zpm是并联虚拟阻抗，Zpm＝r1/GN，r1是比例系数，GN是带阻滤波器，fo是基波频率，Q是带阻滤波器的品质因数；Zsm是串联虚拟阻抗，Zsm＝r2GN，r2是比例系数；ZL1m是LCL滤波器电感L1m的阻抗，ZL1m＝sL1m+RL1m；ZC1m是LCL滤波器电容C1m的阻抗，ZC1m＝1/sC1m；ZL2m是LCL滤波器电感L2m的阻抗，ZL2m＝sL2m+RL2m。
r1取值范围为4<r1<6；Q取值范围为0.4<Q<0.6；r2取值范围为14<r2<16。
步骤3)中，电流内环PR控制器的传递函数Gi的表达式为kp是准比例谐振器的比例系数，ki是谐振增益，ωc是截止角频率，ωn是基波角频率，s＝jω，j是虚部单位符号，ω是电网角频率。
准比例谐振器的比例系数kp取值范围为2≤kp≤2.2，谐振增益ki取值范围为174≤ki≤176，截止角频率ωc取值为6.28rad/s，基波角频率ωn取值为314rad/s，电网角频率ω取值为314rad/s。
步骤4)中，H2的表达式为：
其中，Zpm是并联虚拟阻抗；ZL1m是LCL滤波器电感L1m的阻抗，ZL1m＝sL1m+RL1m；ZC1m是LCL滤波器电容C1m的阻抗，ZC1m＝1/sC1m；ZL2m是LCL滤波器电感L2m的阻抗，ZL2m＝sL2m+RL2m。
步骤5)中，逆变器的等效增益GPWM的取值范围为350≤GPWM≤360。
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明的新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法，主要包括引入带阻滤波器的公共耦合点电压前馈、引入带阻滤波器的网侧电感电流反馈和电流内环PR控制三个部分。该方法相当于在并网逆变器的输出阻抗并串联虚拟阻抗。在基频处，并联虚拟阻抗呈现高阻抗，串联虚拟阻抗呈现低阻抗，使得基波电流流入电网；在高频处，并联虚拟阻抗呈现低阻抗，串联虚拟阻抗呈现高阻抗，使得高频谐波电流流入并联虚拟阻抗支路。该方法有效地抑制逆变器谐波电流流入电网，提高了并网逆变器的抗干扰能力，从而避免谐波谐振现象发生。
附图说明
图1为本发明一实施例多逆变器并网系统的结构图；
图2为本发明一实施例并网逆变器的控制框图；
图3为本发明一实施例并网逆变器的等效控制框图；
图4为本发明一实施例并网逆变器的等效模型；
图5为本发明一实施例电流的传导电路图；
图6为本发明一实施例逆变器自身阻抗Zom、并联虚拟阻抗Zpm、电网等效阻抗Zsgm和电网阻抗Zg的伯德图；
图7为本发明一实施例多逆变器并网系统的等效模型；
图8为本发明一实施例多逆变器并网系统的等效模型变换；
图9为本发明一实施例未加带阻滤波器时并网电流ig的暂态响应波形；
图10为本发明一实施例所提控制方法时并网电流ig的暂态响应波形。
具体实施方式
图1为三相逆变器并网系统的结构图，左侧为逆变器子系统，右侧为电网子系统，其中：当光伏阵列和DC/DC变换器或者风机机组和AC/DC变换器通过LCL型并网逆变器接入配电网时，LCL型并网逆变器的输入可以等效为直流源。m＝1,2,…,n；逆变器侧电感L1m、滤波电容C1m和网侧电感L2m构成LCL滤波器，RL1m和RL2m分别为L1m和L2m的寄生电阻，Zg为电网阻抗，Udc为直流侧电压，uinvm为逆变器的输出电压，uC1m为滤波电容电压，uPCC为公共耦合点电压，ug为电网电压，iL1m、iC1m、iom和ig分别为逆变器侧电感电流、滤波电容电流、网侧电感电流和并网电流。
图2为并网逆变器的控制框图，在每个采样周期的起始点，对公共耦合点电压uPCC和网侧电感电流iom(m＝1,2,…,n)分别进行采样，将经过AD转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理。
将网侧电感电流参考值irefm和与(1+H1)相乘后的网侧电感电流iom相减，得到差值eim，其中，H1是网侧电感电流反馈系数，H1的表达式为：
式中，Zpm是并联虚拟阻抗，Zpm＝r1/GN，r1是比例系数，r1取值范围为4<r1<6，GN是带阻滤波器，fo是基波频率，Q是带阻滤波器的品质因数，Q取值范围为0.4<Q<0.6；Zsm是串联虚拟阻抗，Zsm＝r2GN，r2是比例系数，r2取值范围为14<r2<16；ZL1m是LCL滤波器电感L1m的阻抗，ZL1m＝sL1m+RL1m；ZC1m是LCL滤波器电容C1m的阻抗，ZC1m＝1/sC1m；ZL2m是LCL滤波器电感L2m的阻抗，ZL2m＝sL2m+RL2m。
将差值eim与电流内环PR控制器的传递函数Gi相乘，得到exm，其中，电流内环PR控制器的传递函数Gi的表达式为kp是准比例谐振器的比例系数，ki是谐振增益，ωc是截止角频率，ωn是基波角频率，s＝jω，j是虚部单位符号，ω是电网角频率，准比例谐振器的比例系数kp取值范围为2≤kp≤2.2，谐振增益ki取值范围为174≤ki≤176，截止角频率ωc取值为6.28rad/s，基波角频率ωn取值为314rad/s，电网角频率ω取值为314rad/s。
将得到的值exm和与公共耦合点电压前馈系数H2相乘后的公共耦合点电压uPCC相减，得到占空比Dm，其中，H2的表达式为：
将占空比Dm与逆变器的等效增益GPWM相乘，得到逆变器输出电压uinvm，其中，逆变器的等效增益GPWM的取值范围为350≤GPWM≤360。
由图2可知，系统的闭环传递函数为
iom＝Gmirefm-YmuPCC (1)
式中Gm为电流源等效系数，Ym为逆变器等效导纳，
图3为并网逆变器的等效控制框图，由图3可知，系统的等效闭环传递函数为
iom＝Gmeqirefm-YmequPCC (2)
式中Gmeq为变换后的电流源等效系数，Zmeq为变换后的逆变器等效导纳，
为使图2与图3实现相同的目的，式(1)中电流源等效系数和逆变器等效导纳与式(2)中的对应相等，其表达式为
由式(3)可知，网侧电感电流反馈系数H1和公共耦合点电压反馈系数H2的表达式为
图4和图5分别为并网逆变器的等效模型和电流的传导电路图，由式(1)可知，得到单台并网逆变器的诺顿等效模型如图4所示，将图4中逆变器等效导纳Ym细化为图5中的形式，在图5中，Zom为未添加并串联虚拟阻抗时逆变器自身阻抗，逆变器等效阻抗Zm(Zm＝1/Ym)等效为Zom与Zpm并联后再与Zsm串联，Zsgm为串联虚拟阻抗Zsm和电网阻抗Zg串联的电网等效阻抗。if/hm、if/hm1、if/hm2和if/hm3分别为总基波/高频谐波电流、Zom支路基波/高频谐波电流、Zpm支路基波/高频谐波电流和Zsgm支路基波/高频谐波电流，if/hm＝if/hm1+if/hm2+if/hm3。总基频电流ifm和总高频谐波电流ihm由逆变器自身阻抗Zom、并联虚拟阻抗Zpm和电网等效阻抗Zsgm并联分流决定。
图6为逆变器自身阻抗Zom、并联虚拟阻抗Zpm、电网等效阻抗Zsgm和电网阻抗Zg的伯德图，从图6可以看出，在基频处，电网等效阻抗Zsgm远远低于逆变器自身阻抗Zom和并联虚拟阻抗Zpm，大部分基频电流流入阻抗相对较低的电网，ifm3>ifm1,ifm2，改善了并网电流的电能质量。在高频处，并联虚拟阻抗Zpm远远低于逆变器自身阻抗Zom和电网等效阻抗Zsgm，大部分高频谐波电流流入阻抗相对较低的并联虚拟阻抗Zpm支路，ihm2>ihm1,ihm3，抑制了并网逆变器的谐波谐振。
图7为多逆变器并网系统的等效模型，图8为多逆变器并网系统的等效模型变换。从公共耦合点出发，将单台等效模型进行并联，构成多逆变器并网系统的等效模型。由图7可知，利用节点电流法列出以uPCC为变量的电路关系为
(Y1+Y2+…+Yn)uPCC+uPCC/Zg＝(G1iref1+G2iref2+…+Gnirefn)+ug/Zg (5)
考虑多逆变器并网系统中的第m台并网逆变器的等效模型满足式(1)的表达形式，将式(1)带入式(5)，消除uPCC后，得到的表达式为
式中Gself为第m台并网逆变器网侧电感电流iom对第m台并网逆变器参考电流irefm的传递关系，Gparal为第m台并网逆变器网侧电感电流iom对第i台并网逆变器参考电流irefi的传递关系，Gseri为第m台并网逆变器网侧电感电流iom对电网电压ug的传递关系。
由式(6)可知，多逆变器并网系统的网侧电感电流iom受三个因素的影响：自身参考电流、其他并联逆变器参考电流和电网电压。
对于并网逆变器而言，在不同控制方法下，设置其参考电流irefm有效值在0.205s时由37.5A增至75A，其并网电流ig的暂态响应波形，如图9和图10所示。在图9中，未加带阻滤波器时，系统不能稳定运行，而在图10中，采用所提控制方法时，在参考电流突增时，系统处于稳定状态。

Claims (7)

1.新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：
1)在每个采样周期的起始点，对公共耦合点电压uPCC和网侧电感电流iom分别进行采样，将经过AD转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理；m＝1,2,…,n；
2)将网侧电感电流参考值irefm和与(1+H1)相乘后的网侧电感电流iom相减，得到差值eim，其中，H1是网侧电感电流反馈系数；
3)将差值eim与电流内环PR控制器的传递函数Gi相乘，得到exm；
4)将得到的值exm和与公共耦合点电压前馈系数H2相乘后的公共耦合点电压uPCC相减，得到占空比Dm；
5)将占空比Dm与逆变器的等效增益GPWM相乘，得到逆变器输出电压uinvm。
2.根据权利要求1所述的新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法，其特征在于，步骤2)中，H1的表达式为：
其中，Zpm是并联虚拟阻抗，Zpm＝r1/GN，r1是比例系数，GN是带阻滤波器，fo是基波频率，Q是带阻滤波器的品质因数；Zsm是串联虚拟阻抗，Zsm＝r2GN，r2是比例系数；ZL1m是LCL滤波器电感L1m的阻抗，ZL1m＝sL1m+RL1m；ZC1m是LCL滤波器电容C1m的阻抗，ZC1m＝1/sC1m；ZL2m是LCL滤波器电感L2m的阻抗，ZL2m＝sL2m+RL2m。
3.根据权利要求2所述的新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法，其特征在于，r1取值范围为4<r1<6；Q取值范围为0.4<Q<0.6；r2取值范围为14<r2<16。
4.根据权利要求1所述的新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法，其特征在于，步骤3)中，电流内环PR控制器的传递函数Gi的表达式为kp是准比例谐振器的比例系数，ki是谐振增益，ωc是截止角频率，ωn是基波角频率，s＝jω，j是虚部单位符号，ω是电网角频率。
5.根据权利要求4所述的新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法，其特征在于，准比例谐振器的比例系数kp取值范围为2≤kp≤2.2，谐振增益ki取值范围为174≤ki≤176，截止角频率ωc取值为6.28rad/s，基波角频率ωn取值为314rad/s，电网角频率ω取值为314rad/s。
6.根据权利要求1所述的新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法，其特征在于，步骤4)中，H2的表达式为：
其中，Zpm是并联虚拟阻抗；ZL1m是LCL滤波器电感L1m的阻抗，ZL1m＝sL1m+RL1m；ZC1m是LCL滤波器电容C1m的阻抗，ZC1m＝1/sC1m；ZL2m是LCL滤波器电感L2m的阻抗，ZL2m＝sL2m+RL2m。
7.根据权利要求1所述的新能源多机接入弱电网的两带阻滤波器高频振荡抑制方法，其特征在于，步骤5)中，逆变器的等效增益GPWM的取值范围为350≤GPWM≤360。
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