CN104158415B - 一种基于改进型llcl滤波器的并网逆变电路及其滤波方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路的有源阻尼法，其中并网逆变器通过改进型的LLCL滤波器与电网相连接，改进型的LLCL滤波器包括第一滤波电感、第二滤波电感和谐振抑制支路，而谐振抑制支路由L _f ‑C _f 串联谐振支路和C _d 阻尼支路并联构成。取逆变器侧电流作为外环电流反馈，取C _d 阻尼支路电流作为内环电流来抑制谐振峰，保证系统正常运行，并有效解决了阻尼电阻上的功率损耗和散热问题，提高了并网逆变器系统的整机效率。

Description

一种基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路及其滤波方法

技术领域

本发明属于电网变换器的控制技术领域，尤其涉及一种基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路的有源阻尼法。

背景技术

近年来，新能源的并网问题得到学术界的广泛关注。并网逆变器是并网电路中很重要的一环，采用PWM调制方法的并网逆变器具有单位功率因数、能量双向流动等优点，但是同时也会产生开关频率次的谐波，给电网带来谐波污染，甚至严重影响电气设备的正常运行和工作。

为抑制并网逆变器所带来的高频谐波，可在逆变器和电网连接处加入低通滤波器，其中LCL滤波器优势较明显。近年，在LCL滤波器的基础上又发展出了一种新型高阶滤波器LLCL型滤波器，它用一个L-C谐振支路代替原有的电容支路，以消除开关频率次谐波。与LCL滤波器相比，LLCL滤波器要达到相同的滤波效果所需的电网侧电感值更小，并不会给控制带来额外困难。

然而，作为一种高阶滤波器，LLCL滤波器与LCL滤波器一样存在正谐振峰，在谐振电流的激发下，可能会导致变换器控制的不稳定，进而引起系统谐振问题。为抑制谐振峰来保证系统的稳定，通常采用无源或有源阻尼方法。最简单的方法是在L-C支路上串联一个电阻。也可以通过并联Rd-Cd阻尼支路的方法，对于LLCL滤波器，有两种并联方法。三种无源阻尼法分别如图2所示，其中将Rd-Cd阻尼支路与L-C谐振支路并联能够更好地滤除开关次谐波，同时它在高频段也具有更好的滤波效果。但是，由于Rd-Cd阻尼支路中的阻尼电阻Rd的存在不仅需要消耗一定的有功功率，造成不必要的能量损失，同时也给系统的散热带来了一定的问题，尤其是大功率应用场合，往往需要为阻尼电阻设计专门的冷却装置。

发明内容

针对上述现有技术存在的不足，为了在不影响滤波效果的前提下，本发明引入了一种基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路的有源阻尼法，即去掉阻尼电阻Rd，通过取逆变器侧电流i₁作为外环电流反馈并取Cd阻尼支路电流i_c1作为内环电流来抑制谐振峰。同时对这种有源阻尼法的相关控制参数设计进行了详细地分析与推导。

为解决上述技术问题，本发明采用如下的技术方案：

1、一种基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路，

并网逆变器通过改进型的LLCL滤波器与电网相连接，其中改进型的LLCL滤波器包括 第一滤波电感L₁、第二滤波电感L₂和谐振抑制支路，而谐振抑制支路由L_f-C_f串联谐振支路和C_d阻尼支路并联构成。并网逆变器通过第一滤波电感L₁与C_d阻尼支路相连接，电网通过第二滤波电感L₂与L_f-C_f串联谐振支路相连接，C_d阻尼支路与L_f-C_f串联谐振支路并联组成谐振抑制支路。

2、一种基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路的有源阻尼法，其控制方法是：

取逆变器侧电流i₁作为外环电流反馈，取C_d阻尼支路电流i_c1作为内环电流，从而达到抑制谐振峰，保证系统控制稳定的效果。

与现有技术相比，本发明具有以下优点和有益效果：

1、与LCL滤波器相比，本发明所提出的改进型LLCL滤波器并不会对系统造成额外的控制困难，并且能够达到更好的滤波效果，优势更明显。

2、与带有Rd-Cd阻尼支路的LLCL滤波器相比，本发明所提出的改进型LLCL滤波器去掉了Rd阻尼电阻，避免了阻尼电阻所引起的能量损耗和散热等问题，通过引入有源阻尼法取得了更好的滤波效果，有效地抑制了谐振峰，使系统能稳定正常运行。

附图说明

图1(a)为简化的简化的基于LCL滤波器的并网逆变电路原理图，(b)为简化的基于LLCL滤波器的并网逆变电路原理图，(c)为两种电路传递函数对应的伯德图；

图2分别为LLCL滤波器的三种无源阻尼法及对应的伯德图；

图3为本发明提出的基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路原理图；

图4为基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路的系统控制框图；

图5为基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路的开环传递函数伯德图；

图6为基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路的闭环传递函数零极点图。

附图中各符号及标识说明：

E-逆变器输入电压；u_i-逆变器输出电压；u_g-电网电压；u_c-LLCL滤波器谐振抑制支路电压；S_a1、S_b1、S_a2、S_b2-绝缘栅双极型晶体管；L₁-第一滤波电感；i₁-逆变器侧电流；L₂-第二滤波电感；i₂-电网侧电流；C_f-串联谐振支路电容；L_f--串联谐振支路电感；i_c2-串联谐振支路电流；C_d-阻尼支路电容；R_d-阻尼支路电阻；i_c1-阻尼支路电流；i₁₂-阻尼支路和串联谐振支路的中间电流；-基准电流；G_PI-外环电流i₁的比例积分控制器参数；k_c-内环电流i₂的比例参数。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施对本发明做进一步阐述。

为了进一步了解LLCL滤波器的性能优势，先将其与传统的LCL滤波器进行比较，两者的简化电路分别如图1(a)、(b)所示。其中LLCL滤波器的L_f-C_f谐振支路可以通过L_f、C_f的串联谐振在特定频率处达到零阻抗，而这个特定频率通常被设在开关频率，以消除开关频率次谐波。为进一步探讨两种滤波器的特性，由图1(a)、(b)可以推导出滤波器的传递函数，式(1)为LLCL滤波器的传递函数，其中当L_f＝0时，即可得到LCL滤波器的传递函数。

其中，L＝L₁+L₂，L₁＝αL。

表一所示为部分LLCL滤波器参数。

表一

当两种滤波器中除了L_f以外的所有参数都选取相同时，传递函数对应的伯德图如图1(c)所示。由图可知，在0.5倍开关频率以下，两者的频率特性基本相同，因此与LCL滤波器相比，LLCL滤波器并不会对系统造成额外的控制困难。而LLCL滤波器在开关频率处的负谐振峰使得其相对于LCL滤波器能达到更好的滤波效果。因此，相比于LCL滤波器，LLCL滤波器的优势更明显。

作为一种高阶滤波器，LLCL滤波器需要通过阻尼方法抑制谐振峰。最简单的方法是在L-C支路上串联一个电阻，如图2(a)所示。也可以通过并联Rd-Cd阻尼支路的方法，对于LLCL滤波器，有两种并联方法，分别如图2(b)、(c)所示。三种无源阻尼法传递函数的伯德图如图2(d)所示。第一种阻尼方法能够更加有效地抑制正谐振峰，但是它的负谐振峰同样被抑制。同样的，第三种阻尼方法也存在负谐振峰被抑制的问题。与这两种阻尼方法相比，第二种阻尼方法能够更好地滤除开关次谐波，同时它在高频段也具有更好的滤波效果。但是，由于阻尼电阻Rd的存在无可避免地会造成能量损耗，并且谐波抑制的效果也会被削减。因此，为了在不影响滤波效果的前提下去除Rd阻尼电阻，本发明引入了有源阻尼法，即通过增加控制算 法来达到同等，甚至更优的滤波效果。

图3为基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路，并网逆变器通过改进型的LLCL滤波器与电网相连接，其中改进型的LLCL滤波器包括第一滤波电感L₁、第二滤波电感L₂和谐振抑制支路，而谐振抑制支路由L_f-C_f串联谐振支路和C_d阻尼支路并联构成。并网逆变器通过第一滤波电感L₁与C_d阻尼支路相连接，电网通过第二滤波电感L₂与L_f-C_f串联谐振支路相连接，C_d阻尼支路与L_f-C_f串联谐振支路并联组成谐振抑制支路。

通过取逆变器侧电流i₁作为外环电流反馈，取C_d阻尼支路电流i_c1作为内环电流来抑制谐振峰，从而保证系统稳定工作。系统控制框图如图4所示，其中，G_PI＝K_p+K_i/s是外环的比例积分控制器，K_p表示的是外环的比例参数，K_i表示的是积分参数；K_c是内环的比例参数，G₁＝1/(sL₁)，G₂＝C_d(s²L_fC_f+1)/(s²L_fC_fC_d+C)，G₃＝1/(sC_d)，G₄＝1/(sL₂)，C＝C_f+C_d。开环传递函数为：

其中，α₀＝K_cK_pL₂L_fC_fC_d，α₁＝K_cK_iL₂L_fC_fC_d，α₂＝K_cK_p(L₂C+L_fC_f)，α₃＝K_cK_i(L₂C+L_fC_f)，α₄＝K_cK_p，α₅＝K_cK_i，β₀＝L₁L₂L_fC_fC_d，β₁＝K_cL₂L_fC_fC_d，β₂＝L₁L₂C+LL_fC_f，β₃＝K_cL₂C_d，β₄＝L。S表示复频域自变量，此外G₁、G₂、G₃、G₄是通过复频域电路计算所得的中间参数。

可得到特征方程：

D(s)＝β₀s⁶+(β₁+α₀)s⁵+(β₂+α₁)s⁴+(β₃+α₂)s³+(β₄+α₃)s²+α₄s+α₅ (3)

由于β₀/(β₁+α₀)<10^-3，s⁶项可忽略，因此特征方程可化简为：

D(s)＝s⁵+a₀s⁴+a₁s³+a₂s²+a₃s+a₄ (4)

其中，a₀＝(β₂+α₁)/(β₁+α₀)，a₁＝(β₃+α₂)/(β₁+α₀)，a₂＝(β₄+α₃)/(β₁+α₀)，a₃＝α₄/(β₁+α₀)，a₄＝α₅/(β₁+α₀)。

在式(4)中，主导极点可设为则期望的特征方程为：(s²+2ζω+ω²)(s²+ps+q)(s+nζω)＝0。当满足以下方程组(5)时，特征方程为期望方程。

假设，取ζ＝0.5，ω＝23248rad/s和n＝5，再结合方程组(5)可以求得此时控制参数K_c＝101.9168，K_p＝0.1928，K_i＝104.1629。

根据劳斯稳定判据，为保证控制系统稳定，(6)中的第一列必须全部大于0，由于控制参数已由上面算出，因此可通过计算得到判据成立，系统稳定。

从图5可看出，谐振峰被得到了有效抑制，而从图6可看出，系统是稳定的。在本发明中上述参数具体数值的的选择与所要抑制的谐振峰相关的，可以根据具体情况进行设置。

本发明提出改进型LLCL滤波器在并网逆变器中的应用及引入有源阻尼法这一控制策略，并对相关控制器的控制参数进行了推导计算。与LCL滤波器相比，本发明所提出的改进型LLCL滤波器并不会对系统造成额外的控制困难，并且能够达到更好的滤波效果，优势更明显；与带有Rd-Cd阻尼支路的LLCL滤波器相比，本发明所提出的改进型LLCL滤波器去掉了Rd阻尼电阻，避免了阻尼电阻所引起的能量损耗和散热等问题，通过引入有源阻尼法取得了更好的滤波效果，有效地抑制了谐振峰，使系统能稳定正常运行。

Claims (6)

1.一种基于改进型LLCL滤波器的并网逆变电路的滤波方法，其特征在于，所述滤波方法基于有源阻尼法，所述有源阻尼法是通过取逆变器侧电流i₁作为外环电流反馈，取C_d阻尼支路电流i_c1作为内环电流，从而抑制谐振峰，保证系统控制稳定的效果；所述滤波方法应用的并网逆变器通过改进型的LLCL滤波器与电网相连接；所述改进型的LLCL滤波器包括第一滤波电感L₁、第二滤波电感L₂和谐振抑制支路，所述谐振抑制支路由L_f-C_f串联谐振支路和C_d阻尼支路并联构成，其中所述并网逆变器通过第一滤波电感L₁与C_d阻尼支路相连接，电网则通过第二滤波电感L₂与L_f-C_f串联谐振支路相连接；

采用了有源阻尼法的并网逆变电路的控制系统的开环传递函数为：

其中，α₀＝K_cK_pL₂L_fC_fC_d，

α₁＝K_cK_iL₂L_fC_fC_d，α₂＝K_cK_p(L₂C+L_fC_f)，α₃＝K_cK_i(L₂C+L_fC_f)，

α₄＝K_cK_p，α₅＝K_cK_i，β₀＝L₁L₂L_fC_fC_d，β₁＝K_cL₂L_fC_fC_d，

β₂＝L₁L₂C+LL_fC_f，β₃＝K_cL₂C_d，β₄＝L，L＝L₁+L₂；

其中Kp表示的是外环的比例参数，K_i表示的是积分参数；K_c是内环的比例参数。

2.根据权利要求1所述的滤波方法，其特征在于，所述并网逆变器包括光伏并网逆变器、风力发电并网逆变器。

3.根据权利要求1所述的滤波方法，其特征在于，所述L_f取值为77μH。

4.根据权利要求1所述的滤波方法，其特征在于，所述C_f和C_d取值为2μf。

5.根据权利要求1所述的滤波方法，其特征在于，所述第一滤波电感L₁取值为1.2mH。

6.根据权利要求1所述的滤波方法，其特征在于，所述第二滤波电感L₂取值为0.22mH。