CN114301317A - 一种基于混合滤波器的三相lcl型联网变换器控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明属于LCL型联网变换器领域，公开了一种基于混合滤波器的LCL型联网变换器控制系统；包括第一加法器、第二加法器、控制器和混合滤波器；网侧电流给定量连接第一加法器的第一输入端，网侧电流输出量连接第一加法器的第二输入端，控制器输入端连接第一加法器输出端；第二加法器的第一输入正端连接控制器输出端，第二加法器的第二输入负端连接混合滤波器输出端，混合滤波器输入端连接LCL型滤波器的不同状态量，第二加法器输出端与放大器的输入端相连接，且第二加法器输出端为调制信号。本发明具有阻尼能力强、动态响应快且易于实现的特点。

Description

一种基于混合滤波器的三相LCL型联网变换器控制系统

技术领域

本发明属于LCL型联网变换器领域，更具体地，涉及一种基于混合滤波器的LCL型联网变换器控制系统。

背景技术

在可再生能源发电(例如，光伏发电或风力发电)中，为实现能量传输，通常需要联网变换器以实现直流量变为恒定幅值及频率的交流量。但联网变换器的输出电压含有较大谐波成分，不易满足入网要求，故需滤波器环节。典型滤波器结构包括L型和LCL型，后者因具有更大的谐波衰减能力(-60dB/dec)且滤波电感可设计得更小(有利于高功率密度)，因而，LCL型联网变换器在业界被广泛认可。

由于LCL型联网变换器是一个高阶系统，存在固有谐振峰问题，且滤波器的自身寄生电阻也比较小，故LCL型联网变换器阻尼性能弱，导致稳定性较差，限制了LCL型联网变换器在可再生能源发电中的推广与应用。为了改善阻尼性能，现有的解决方案主要包括无源阻尼和有源阻尼，后者因效率高的优点而成为当前可再生能源发电领域中研究热点之一。

典型的有源阻尼方案有采用电容电流比例反馈，该方案能够取得较好阻尼性能，但是需要额外电容电流传感器，增加了体积和成本。也有采用基于比例算法的电网电流反馈有源阻尼方案或基于高通滤波器算法的电网电流反馈等有源阻尼方案。虽然这些方案是从低成本角度考虑，但是由于可控制自由度较少，无法保证极点的任意配置，故较难解决非主导极点引起动态响应慢的问题。

因此，有必要要求一种在低成本情况下，能够改善阻尼性能、且提升稳定和动态性能的控制方案。此外，要保证该控制方案在工程应用中简单、可靠且易于推广。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种基于混合滤波器的LCL型联网变换器控制系统，旨在解决现有技术中LCL型滤波器联网变换器存在自身阻尼弱导致动静态性能不佳的问题。

本发明提供了一种基于混合滤波器的LCL型联网变换器控制系统，包括：第一加法器、第二加法器、控制器和混合滤波器；第一加法器的第一输入端用于接收网侧电流给定量，第一加法器的第二输入端连接至LCL型变换器的网侧电流输出量，第一加法器用于将网侧电流给定量与网侧电流输出量相减获得误差量；控制器的输入端连接至第一加法器的输出端，控制器用于调节网侧电流误差量；混合滤波器的输入端用于接收LCL型联网变换器的状态量，混合滤波器用于提高所述LCL型联网变换器的阻尼性能；第二加法器的第一输入端连接至控制器的输出端，第二加法器的第二输入端连接至混合滤波器的输出端，第二加法器用于将控制器输出量与混合滤波器输出量相加得到调制波信号。

更进一步地，混合滤波器包括：高通滤波器、带通滤波器和第三加法器；高通滤波器的输入端接收LCL型联网变换器的状态量，高通滤波器用于通过调节高通滤波器的具体参数来提取所述状态量中的高频信号；所述带通滤波器的输入端接收所述LCL型联网变换器的状态量，所述带通滤波器用于通过调节所述带通滤波器的具体参数来提取所述状态量中的中频信号；第三加法器的第一输入端连接至所述高通滤波器的输出端，第三加法器的第二输入端连接至带通滤波器的输出端，第三加法器的输出端作为混合滤波器的输出端，第三加法器用于将高频信号与所述中频信号相加并输出中高频信号。

更进一步地，高通滤波器

带通滤波器

其中，f₂为高通滤波器的分子中二阶项的控制系数，f₃为带通滤波器的分子中一阶项的控制系数，f₀及f₁为高通滤波器及带通滤波器的分母中一次项及常量项的控制系数。

更进一步地，控制器可以为准比例谐振控制器。其中，准比例谐振控制器

式中k_p、k_r分别为准比例谐振控制器的比例系数及谐振系数，ω_c为准比例谐振控制器的带宽，ω₀为基波角频率。

更进一步地，可以通过调节所述混合滤波器的控制参数使得所述控制器的输出值m_c到网侧电流输出量i₂之间的传递函数为：

其中，L₁表示为LCL型联网变换器的滤波电感，L₂表示为LCL型联网变换器的网侧电感，C表示为LCL型联网变换器的滤波电容，ω_res表示LCL型滤波器的谐振角频率。

其中，调节后混合滤波器的控制参数为：

f₀＝(m+n+2)ω_nξ

f₁＝(ω_n ²-ω_res ²)+ω_n ²ξ²(2m+2n+mn)

f₂＝L₁L₂C(mω_n ³ξ+nω_n ³ξ+2mnω_n ³ξ³-f₀ω_res ²)

f₃＝L₁L₂C(mnω_n ⁴ξ²-f₁ω_res ²)

其中，ξ表示期望配置的主导极点阻尼比，ω_n表示期望配置的主导极点角频率，m和n则表示两个非极点离虚轴距离与主导极点p_1,2离虚轴距离的倍数。

更进一步地，LCL型联网变换器配置系统内环极点分别为

p₃＝-mξω_n及p₄＝-nξω_n及p₅＝0。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，本发明具有以下优点：

(1)本发明中的控制系统因采用了一种混合形式的滤波器结构，该结构中包含多个可调控的自由度，具备实现极点任意配置的能力，即能够将本发明中的控制系统内环期望的主导极点配置到预期位置，因而可增强LCL型联网变换器的阻尼能力。同时，能够按照预期主导极点进行设计，从而增大系统的相位裕度，解决了LCL型联网变换器的动静态性能不佳的问题。

(2)本发明中的控制系统及提出的参数设计方法所设计的LCL型联网变换器，由于本发明具有足够的相位裕度，且在系统参数偏移时同样有较好稳定性能，故能够保证系统的鲁棒性能。此外，本发明中当混合滤波器输入的状态量选择为网侧电流时，即该状态量用于调节网侧电流稳态误差的同时，也用于有源阻尼的反馈回路，故无需增加额外电压或电流传感器，降低了系统体积及成本。

(3)本发明中的控制系统及提出的参数设计方法所设计的LCL型联网变换器，因为只校正有源阻尼内环的极点，对外环电流控制器的具体形式不做约束，即可根据不同实际场合选择所需的外环电流控制器，故本发明具有较强普适性。

(4)本发明中的控制参数设计方法能直接获得混合滤波器中多个参数设计结果，故控制方法解决了多参数设计中需反复试凑问题，大大简化了参数设计过程。

附图说明

图1为本发明实施例提供的LCL型联网变换器控制系统的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的LCL型联网变换器的主电路结构示意图；

图3为本发明实施例提供的LCL型联网变换器控制系统的原理方框图；

图4为本发明实施例提供的LCL型联网变换器控制系统中混合滤波器的具体结构框图；

图5为本发明实施例提供的LCL型联网变换器控制系统中LCL型联网变换器的稳态仿真波形示意图；

图6为本发明实施例提供的LCL型联网变换器控制系统中LCL型联网变换器的网侧电流傅里叶分析示意图；

图7为本发明实施例提供的LCL型联网变换器控制系统中LCL型联网变换器的动态仿真波形示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明针对LCL型联网变换器的弱阻尼问题，提出了一种基于混合滤波器的控制系统。考虑到该控制系统的控制参数较多，提出了一种内环极点任意配置的参数设计方法，该方法对外环控制器不做限制，因此，外环控制器可按照实际工程应用的需求选择对应的控制策略。本发明的控制系统具备改善阻尼能力、且提升稳态及动态性能的特点。

为了更进一步的说明本发明实施例提供的一种基于混合滤波器的LCL型联网变换器控制系统，现结合附图及实施例详述如下：

图1示出了LCL型联网变换器控制系统的结构示意图，LCL型联网变换器控制系统1用于控制由放大器21和LCL型滤波器20组成的控制对象2，其中LCL型联网变换器控制系统1包括：第一加法器10、控制器11、第二加法器12和混合滤波器13，首先将被控对象的状态量反馈(a，b，c...)到混合滤波器的输入端，需说明的是，这里的状态量可以是一个，也可是多个，并不严格限制。其次，网侧电流给定量x^*连接至第一加法器10的第一输入端，网侧电流输出量x(本质上也是状态量之一)连接至第一加法器10的第二输入端，第一加法器10的输出端连接到控制器11的输入端，控制器11的输出端连接到第二加法器12的第一输入端，混合滤波器13的输出端连接到第二加法器12的第二输入端，第二加法器12输出即为调制信号；第二加法器12的输出端连接至放大器，放大器连接的是LCL型滤波器，其中放大器21为联网变换器等效增益u_inv。本发明的控制系统能够改善LCL型联网变换器的阻尼性能、且提高稳态及动态性能。

图2给出了LCL型联网变换器的主电路图。L₁为LCL型联网变换器侧滤波电感，R₁为LCL型联网变换器侧滤波电感的等效串联电阻。C为LCL型联网变换器滤波电容。L₂为LCL型联网变换器网侧滤波电感，R₂为网侧滤波电感的等效串联电阻。u_dc为直流端电压，u_inv为联网变换器的桥臂输出电压，u_C为滤波电容电压，i₁为变换器侧滤波电感电流，i_C,为滤波电容电流。u₂为电网电压，i₂为电网电流。

如图2所示，利用基尔霍夫电压及基尔霍夫电流定律得到LCL型联网变换器的主电路方程表达式，如公式(1)所示。

图3为LCL型联网变换器控制系统方框图，考虑到LCL型联网变换器的稳定性问题，故忽略杂散电阻R₁和R₂以代表一种稳定性最恶劣的情况。则可以进一步得到主电路方程式，如公式(2)所示。

利用式(2)可以推导出被控对象的传递函数，即LCL型联网变换器桥臂电压到网侧电流之间关系，如(3)所示。

上式中

为LCL滤波器的谐振角频率。

如图3所示，混合滤波器的输入端是以网侧电流输出量(也可采用电容电流状态量或者其他状态量，这里仅给出一种设计实例)。控制器11采用的是准比例谐振控制器11(也可采用比例积分控制器11或者重复控制器11，这里也仅给出一种设计实例)，控制框图中控制器11的传函为G_i。该控制器11传函表达式为：

式中k_p、k_r分别为为准比例谐振控制器11的比例及谐振系数，ω₀＝2π·50＝314rad/s为基波角频率，ω_c为准比例谐振控制器11的带宽，为减少实际电网中频率偏移带来的影响，通常取值为基波角频率的±1％，即ω_c≈3rad/s。混合滤波器的传函为G_co-filter，详细内容将在后续图4。在本发明的控制系统中，第一加法器10的第一输入端为网侧电流给定量i₂ ^*，第一加法器10的第二输入端为网侧电流反馈量i₂(也是状态量之一)，第一加法器10的输出为网侧电流误差量；控制器11的输入端为网侧电流误差量，控制器11的输出端连接到第二加法器12的第一输入端；混合滤波器13的输入端为网侧电流状态量，混合滤波器13的输出端连接到第二加法器12的第二输入端；控制器11的输出端与混合滤波器的输出端相减后得到调制波，即第二加法器12的输出为调制波信号。调制波经过联网变换器的等效增益(对应图1中的放大器)G_inv，得到联网变换器的桥臂输出电压u_inv。由于采用了状态反馈量通过高通-带通混合滤波器接入到控制系统中，故称为一种基于混合滤波器的LCL型联网变换器控制系统。

图4为图3中混合滤波器13的具体框图，需进一步说明。该混合滤波器13G_co-filter包含两个部分，第一部分为高通滤波器G_HPF，第二部分为带通滤波器G_BPF，即G_co-filter＝G_HPF+G_BPF.。两部分传递函数分别为式(5)及式(6)。两部分输入量均为网侧电流输出量，当高通滤波器输出量与带通滤波器输出量相加后，得到的是混合滤波器13的输出量，并连接到第二加法器12的第二输入端。

上式中f₂为高通滤波器的分子中二阶项的控制系数，f₃为带通滤波器的分子中一阶项的控制系数，f₀及f₁为高通滤波器及带通滤波器的分母中一次项及常量项的控制系数。由于采用了一种混合滤波器的结构，故能够提供了多个控制自由度，且存在实现控制系统中内环极点任意配置的可能，以期望实现改善阻尼性能且提升动静态响应性能。

结合图3及图4，可以推导出控制器11的输出值m_c到网侧电流输出量i₂之间的传递函数，即内环传递函数为：

式中可看到，虽然传递函数总阶数为5阶，但没有常数项，故分母中对应的4个方程刚好对应4个未知数，即f₀、f₁、f₂及f₃，显然存在唯一解。因此，能够实现极点的任意配置(除原点外)，同时改善阻尼性能，实现了预期目标。

当期望配置系统内环极点分别为

p₃＝-mξω_n及p₄＝-nξω_n及p₅＝0。其中ξ表示期望配置的主导极点阻尼比，ω_n表示期望配置的主导极点角频率，m和n则表示两个非极点离虚轴距离与主导极点p₁₂离虚轴距离的倍数。根据状态空间理论，可得混合滤波器的所有控制参数表达式，具体如下：

显然，根据式(8)并依次代入实际主电路参数和期望配置参数，可得LCL型联网变换器控制系统中混合滤波器的所有控制参数。

由于所提控制系统中混合滤波器有足够控制自由度，可实现极点任意配置，且利用待定系数法可得混合滤波器的所有未知参数。在此基础上，利用波特图法设计外环电流控制器G_i，使得整个系统满足稳定裕度要求。因此，所提控制系统能够改善LCL型联网变换器的阻尼性能，且提升动静态响应能力。

为了更加清楚说明本发明的有效性，图5～图7给出的是一种基于混合滤波器的LCL型联网变换器控制系统下的网侧电流稳态及动态仿真结果。其中，主电路参数具体如下：直流电压u_dc＝400V，电网电压有效值u₂＝220V，LCL型滤波器的参数为L₁＝0.66mH，L₂＝0.33mH，C＝20μF。选取主导极点的阻尼比为0.707，自然角频率为LCL滤波器的谐振角频率ω_res，非主导极点离虚轴距离与主导极点离虚轴距离的倍数为m＝n＝5。将这些主电参数及预期阻尼比、自然角频率等参数一并带入到式(8)，可得混合滤波器的控制系数分别为f₀＝1.2790×10⁵，f₁＝5.1121×10⁹，f₂＝242.6127，f₃＝-2.2493×10⁶。此外，控制器1G_i的比例及谐振系数可采用波特图方法进行设计，可得到外环电流控制器1G_i的k_p＝3.7312，k_r＝1.4062×10³。当所提的LCL型联网变换器控制系统的所有控制参数已经全部得到后，搭建相应的MATLAB/SIMULINK仿真模型，并对其进行稳态及动态性能测试。通过图5的稳态波形可以看出，网侧电流与电网电压完全同步，且通过图6中的网侧电流傅里叶分析结果可看到总谐波畸变率THD＝0.65％，这说明控制系统的稳态性能强。同时在谐振频率处的单次谐波畸变率也小于0.05％，这说明实现了预期阻尼效果。图7给出的是在网侧电流指令突变(从20A突变到40A)下的网侧电流i₂动态仿真结果，可以看到整个过程波形平稳、调节时间为2ms且超调量为29％，这说明控制系统的动态响应快且平稳。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于混合滤波器的LCL型联网变换器控制系统，其特征在于，包括：第一加法器(10)、第二加法器(12)、控制器(11)和混合滤波器(13)；

所述第一加法器(10)的第一输入端用于接收网侧电流给定量，所述第一加法器(10)的第二输入端连接至LCL型变换器的网侧电流输出量，所述第一加法器(10)用于将所述网侧电流给定量与所述网侧电流输出量相减获得误差量；

所述控制器(11)的输入端连接至所述第一加法器(10)的输出端，所述控制器(11)用于调节所述网侧电流误差量；

所述混合滤波器(13)的输入端用于接收所述LCL型联网变换器的状态量，所述混合滤波器(13)用于提高所述LCL型联网变换器的阻尼性能；

所述第二加法器(12)的第一输入端连接至所述控制器(11)的输出端，所述第二加法器(12)的第二输入端连接至所述混合滤波器(13)的输出端，所述第二加法器(12)用于将所述控制器(11)输出量与所述混合滤波器(13)输出量相加得到调制波信号。

2.如权利要求1所述的LCL型联网变换器控制系统，其特征在于，所述混合滤波器(13)包括：高通滤波器、带通滤波器和第三加法器；

所述高通滤波器的输入端接收所述LCL型联网变换器的状态量，所述高通滤波器用于通过调节所述高通滤波器的具体参数来提取所述状态量中的高频信号；

所述带通滤波器的输入端接收所述LCL型联网变换器的状态量，所述带通滤波器用于通过调节所述带通滤波器的具体参数来提取所述状态量中的中频信号；

所述第三加法器的第一输入端连接至所述高通滤波器的输出端，所述第三加法器的第二输入端连接至所述带通滤波器的输出端，所述第三加法器的输出端作为所述混合滤波器(13)的输出端，所述第三加法器用于将所述高频信号与所述中频信号相加并输出中高频信号。

3.如权利要求2所述的LCL型联网变换器控制系统，其特征在于，所述高通滤波器

所述带通滤波器

其中，f₂为高通滤波器的分子中二阶项的控制系数，f₃为带通滤波器的分子中一阶项的控制系数，f₀及f₁为高通滤波器及带通滤波器的分母中一次项及常量项的控制系数。

4.如权利要求1-3任一项所述的LCL型联网变换器控制系统，其特征在于，所述控制器(11)为准比例谐振控制器。

5.如权利要求4所述的LCL型联网变换器控制系统，其特征在于，所述准比例谐振控制器

式中k_p、k_r分别为准比例谐振控制器的比例系数及谐振系数，ω_c为准比例谐振控制器的带宽，ω₀为基波角频率。

6.如权利要求2-5任一项所述的LCL型联网变换器控制系统，其特征在于，通过调节所述混合滤波器的控制参数使得所述控制器的输出值m_c到网侧电流输出量i₂之间的传递函数为：

其中，L₁表示为LCL型联网变换器的滤波电感，L₂表示为LCL型联网变换器的网侧电感，C表示为LCL型联网变换器的滤波电容，ω_res表示LCL型滤波器的谐振角频率。

7.如权利要求6所述的LCL型联网变换器控制系统，其特征在于，调节后所述混合滤波器的控制参数为：

f₀＝(m+n+2)ω_nξ

f₁＝(ω_n ²-ω_res ²)+ω_n ²ξ²(2m+2n+mn)

f₂＝L₁L₂C(mω_n ³ξ+nω_n ³ξ+2mnω_n ³ξ³-f₀ω_res ²)

f₃＝L₁L₂C(mnω_n ⁴ξ²-f₁ω_res ²)

其中，ξ表示期望配置的主导极点阻尼比，ω_n表示期望配置的主导极点角频率，m和n则表示两个非极点离虚轴距离与主导极点p_1,2离虚轴距离的倍数。

8.如权利要求7所述的LCL型联网变换器控制系统，其特征在于，LCL型联网变换器配置系统内环极点分别为

p₃＝-mξω_n及p₄＝-nξω_n及p₅＝0。

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