CN116599066A - 一种基于电压环增益锁定的混合apf灵活性提升方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，涉及APF领域，包括以下步骤：选择DT滤波器作为APF的拓扑结构；利用电压畸变率生成自适应虚拟阻抗；提取谐波电流的谐波分量，再乘以生成的自适应虚拟阻抗获得电压参考值；设计电压环增益锁定环节保证自适应虚拟阻抗变化时APF系统稳定性不变；将电压参考值与采样电压值作差并输入至双环控制模块中，输出谐波电流后进行APF反馈控制。本发明能够使APF系统的电压环增益锁定，APF系统的稳定性不再受虚拟阻抗阻值的影响。解决了现有自适应虚拟阻抗控制策略中虚拟阻抗的阻值影响APF系统稳定性、虚拟阻抗阻值受限、对APF的耐压要求以及容量要求较大的问题。
Description
技术领域
本发明涉及APF领域，特别是涉及一种基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法。
背景技术
近年来，电网中各种非线性器件的投入不断增加，这些非线性器件具有不对称性和波动性，会产生谐波电流，这些谐波不仅会增加功率损耗，还会对供电质量造成严重污染，而现在的用电设备对电能的要求又逐渐提高。因此，如何有效地治理谐波，提高电能质量，具有重要的现实意义。有源滤波器（APF）作为一种新型的电能质量治理装置，能向电网注入补偿谐波电流，抵消非线性负荷产生的谐波电流。由于其具有高可控性和快速响应性，且体积小，动态性能好，在谐波治理、无功补偿等领域得到了广泛应用。
随着我国构建以新能源为主体的新型电力系统的需求的提出。特高压直流输电作为优化能源结构的一个重要方式，得到了广泛应用。其交流侧为了无功补偿与电压支撑常并有无源滤波器和电容器组，但在运行过程中，这些设备易与电网感性阻抗相互作用发生并联谐振。为了进行电能质量治理，目前常采用虚拟阻抗控制的有源滤波器，其中自适应虚拟阻抗控制策略由于具有更好的灵活性和控制效果得到了广泛关注。
然而，该控制的虚拟阻抗的值会影响到APF系统的稳定性，所以虚拟阻抗的阻值变化有一定的范围限制，同时，对APF的耐压要求以及容量要求都较大，会增加成本。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法解决了现有自适应虚拟阻抗控制策略中虚拟阻抗的阻值影响APF系统稳定性、虚拟阻抗阻值受限、对APF的耐压要求以及容量要求较大的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，所述包括以下步骤：
S1：选择DT滤波器作为APF的拓扑结构；
S2：利用电压畸变率生成自适应虚拟阻抗/>；
S3：基于拓扑结构设计控制环路，提取谐波电流的谐波分量/>，再乘以生成的自适应虚拟阻抗/>获得电压参考值/>；
S4：设计电压环增益锁定环节保证自适应虚拟阻抗变化时APF系统稳定性不变；
S5：基于电压环增益锁定环节，将电压参考值与采样电压值/>作差并输入至双环控制模块中，输出谐波电流/>后进行APF反馈控制，提高谐波抑制效果，实现基于电压环增益锁定的混合APF灵活性的提升。
上述方案的有益效果是：通过上述技术方案，提供了一种基于电压环增益锁定的混合APF，在本方案的控制下，APF系统的稳定性不会随着虚拟阻抗值的改变而发生变化，使用DT滤波器的方式进行拓扑能够降低成本，本方案解决了现有自适应虚拟阻抗控制策略中虚拟阻抗的阻值影响APF系统稳定性、虚拟阻抗阻值受限、对APF的耐压要求以及容量要求较大的问题。
进一步地，S2中电压畸变率的公式如下所示
其中，为采样电压值/>的基波，/>为采样电压值/>的/>次谐波。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述公式，获得电压畸变率，用于设定直流分量的参考电压。
进一步地，S2中生成自适应虚拟阻抗包括以下分步骤：
S2-1：对采样电压值的谐波分量/>平方后经过低通滤波器提取出直流分量；
S2-2：将直流分量和直流分量的参考电压/>作差后输入PI控制器进行调节，所述直流分量的参考电压/>根据/>设定，公式如下所示
；
S2-3：将PI控制器调节后的值经过限幅环节得到自适应虚拟阻抗。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述技术方案，对采样电压值经处理后获得自适应虚拟阻抗的倒数，最终获得自适应虚拟阻抗。
进一步地，S3中通过二阶广义积分正交信号发生器SOGI提取谐波电流的谐波分量/>，所述二阶广义积分正交信号发生器SOGI的传递函数/>包括/>和/>，公式为
其中，和/>分别为/>轴的二维量对应的传递函数，/>为增益系数，/>为共振频率，/>为频次，/>为拉氏算子。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述技术方案，利用二阶广义积分正交信号发生器提取谐波电流的谐波成分。
进一步地，S4中利用虚拟阻抗变化系数使电压环的增益锁定，用于拓宽APF系统的稳定区，包括以下公式：
利用表示变化以后的虚拟阻抗值，对比自适应虚拟阻抗/>与/>取值下APF的闭环传递函数/>和/>为
则闭环传递函数和/>对应的闭环特征方程/>和/>为
其中，为准比例谐振控制器QPR的传递函数，/>为电流环的闭环传递函数，/>为/>与/>的乘积；
其中，为PI控制器的传递函数，/>为逆变器PWM的传递函数，/>为APF支路线路总导纳；
为满足闭环特征方程保持恒定，使APF系统的稳定性不受自适应虚拟阻抗的影响，同时不改变APF系统原有的增益，通过改变APF闭环传递函数分子分母都有的准比例谐振控制器QPR的传递函数的增益，消去虚拟阻抗变化系数/>带来的影响，调整增益后APF的闭环传递函数/>为
对应的闭环方程为
同时设置一个基准虚拟阻抗值实时检测APF系统的自适应虚拟阻抗/>与/>的比例，得到虚拟阻抗变化系数/>，再将准比例谐振控制器QPR的传递函数/>缩小为/>倍。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述技术方案，提出了电压环增益锁定的稳定性设计，该方法能够拓宽系统的稳定区，提升APF系统的稳定性。
进一步地，S5中双环控制模块包括准比例谐振控制器QPR、PI控制器和逆变器PWM。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述技术方案，实现双环控制模块，将电压参考值与采样电压值/>作差后输入至双环控制模块中，输出谐波电流实现反馈控制。
进一步地，准比例谐振控制器QPR的传递函数为
其中，为直通增益，/>为/>次频率的谐振增益，/>为被控频段的通频带，为不同谐波的角频率，/>为通过正交量引入的相角偏移量。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述公式，获得经准比例谐振控制器QPR的传递函数，的取值能将电流环的闭环传递的相角补偿到0。
进一步地，PI控制器的传递函数为
其中，为比例增益，/>为积分增益。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述公式，根据积分增益和比例增益获得经PI控制器的传递函数。
进一步地，逆变器PWM的传递函数为
其中，为逆变器的等效增益，/>为采样周期。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述公式，根据逆变器的等效增益和采样周期获得逆变器的传递函数。
附图说明
图1为一种基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法流程图。
图2为APF支路输入输出的控制框图。
图3为两种拓扑方式的电路图。
其中：（a）、APF经变压器接入电网的电路图；（b）、APF经DT滤波器接入电网的电路图。
图4为自适应虚拟阻抗生成器控制框图。
图5为不加入电压环增益锁定的APF控制系统的零极点图。
图6为情况A和情况B下的电压波形图。
其中：（a）、情况A下的电压波形图；（b）、情况b下/>的电压波形图。
图7为两种情况下的各次谐波电压含量图。
图8为两种拓扑方式连接阻抗阻值图。
图9为时APF系统的开环Nyquist图。
图10为时APF系统的开环Nyquist图。
图11为时APF系统的开环Nyquist图。
图12为时APF系统的开环Nyquist图。
图13为未加入电压环增益锁定的节点电压波形图。
图14为加入电压环增益锁定的节点电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。
如图1和图2所示，一种基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，所述包括以下步骤：
S1：选择DT滤波器作为APF的拓扑结构；
S2：利用电压畸变率生成自适应虚拟阻抗/>；
S3：基于拓扑结构设计控制环路，提取谐波电流的谐波分量/>，再乘以生成的自适应虚拟阻抗/>获得电压参考值/>；
S4：设计电压环增益锁定环节保证自适应虚拟阻抗变化时APF系统稳定性不变；
S5：基于电压环增益锁定环节，将电压参考值与采样电压值/>作差并输入至双环控制模块中，输出谐波电流/>后进行APF反馈控制，提高谐波抑制效果，实现基于电压环增益锁定的混合APF灵活性的提升。
在S1中，通过DT滤波器来对APF进行拓扑，该拓扑方式在5次谐波和7次谐波的时候阻抗更小，而系统又有5次谐波和7次谐波。所以，该拓扑方式下，APF的连接阻抗更小，用于抵消这部分阻抗的容量要求就更低，阻抗更小，电压要求也就更小。
由于高压直流输电电压等级较高，有源滤波器又较昂贵，为了提高其耐压、耐流范围的利用率，常使用降压变压器进行拓扑。但变压器在低次范围阻抗较大，对APF的要求更高，成本更高。为了解决变压器拓扑方式会提高成本的问题，本发明提出使用DT滤波器的方式进行拓扑，如图3所示，其中，图3中的（a）为APF经变压器接入电网的电路图，图3中的（b）为APF经DT滤波器接入电网的电路图。
S2中电压畸变率的公式如下所示
其中，为采样电压值/>的基波，/>为采样电压值/>的/>次谐波。
如图4所示，S2中生成自适应虚拟阻抗包括以下分步骤：
S2-1：对采样电压值的谐波分量/>平方后经过低通滤波器提取出直流分量；
S2-2：将直流分量和直流分量的参考电压/>作差后输入PI控制器进行调节，所述直流分量的参考电压/>根据/>设定，公式如下所示
；
S2-3：将PI控制器调节后的值经过限幅环节得到自适应虚拟阻抗。
S3中通过二阶广义积分正交信号发生器SOGI提取谐波电流的谐波分量/>，所述二阶广义积分正交信号发生器SOGI的传递函数/>包括/>和/>，公式为
其中，和/>分别为/>轴的二维量对应的传递函数，/>为增益系数，/>为共振频率，/>为频次，/>为拉氏算子。
为了使电压环的增益锁定，引入虚拟阻抗变化系数。系统的无功需求会随着电网质量的波动而变化，/>的值也就会跟着动态改变，由于/>被设计在反馈回路上，故APF系统传递函数的特征方程也会随之变化，若阻抗参数变化至系统不稳定的区域及其附近时，将严重影响APF输出效果。所以目前的自适应虚拟阻抗控制的虚拟阻抗的值都有限定变化范围，具有一定的限制。
图5为不加入电压环增益锁定的控制系统的零极点图。该图显示了虚拟阻抗在不同值时系统的极点分布，其中①为时的主导极点，②为/>时的主导极点，③为/>时的主导极点，④为/>时的主导极点。
由图5可以看出，在阻抗增加的过程中，其闭环方程特征根会向虚轴右侧移动，区域①系统稳定，而区域②、③、④系统失稳。可见，APF系统的稳定性会随着阻抗的增加而降低。针对上述问题，本方案提出了电压环增益锁定的稳定性设计，该方法可以拓宽系统的稳定区。
S4中利用虚拟阻抗变化系数使电压环的增益锁定，用于拓宽APF系统的稳定区，包括以下公式：
利用表示变化以后的虚拟阻抗值，对比自适应虚拟阻抗/>与/>取值下APF的闭环传递函数/>和/>为
则闭环传递函数和/>对应的闭环特征方程/>和/>为
可以看出，虚拟阻抗的值发生改变时，系统特征方程也会发生改变，致使特征根随着改变，从而影响系统的稳定性。
其中，为准比例谐振控制器QPR的传递函数，/>为电流环的闭环传递函数，/>为/>与/>的乘积；
其中，为PI控制器的传递函数，/>为逆变器PWM的传递函数，/>为APF支路线路总导纳；
为满足闭环特征方程保持恒定，使APF系统的稳定性不受自适应虚拟阻抗的影响，同时不改变APF系统原有的增益，通过改变APF闭环传递函数分子分母都有的准比例谐振控制器QPR的传递函数的增益，消去虚拟阻抗变化系数/>带来的影响，调整增益后APF的闭环传递函数/>为
对应的闭环方程为
调整后闭环特征方程不再随的改变而变化。并且系统闭环的增益也基本不变，还是约为/>。
同时设置一个基准虚拟阻抗值实时检测APF系统的自适应虚拟阻抗/>与/>的比例，得到虚拟阻抗变化系数/>，再将准比例谐振控制器QPR的传递函数/>缩小为/>倍。
S5中双环控制模块包括准比例谐振控制器QPR、PI控制器和逆变器PWM。
准比例谐振控制器QPR的传递函数为
其中，为直通增益，/>为/>次频率的谐振增益，/>为被控频段的通频带，为不同谐波的角频率，/>为通过正交量引入的相角偏移量。
PI控制器的传递函数为
其中，为比例增益，/>为积分增益。
逆变器PWM的传递函数为
其中，为逆变器的等效增益，/>为采样周期。
在本发明的一个实施例中，通过仿真，验证电压环增益锁定的稳定性设计的正确性：
如图6所示，为两种情况下的的电压波形图。其中，图6中的（a）为情况A下/>的电压波形图，即APF未接入HVDC系统；图6中的（b）为情况B下/>的电压波形图，即APF接入HVDC系统。可以看出，APF的投入后，系统的电压谐波畸变率明显下降，且维持在设定的1.5%以下。
如图7所示，为两种情况下的各次谐波电压含量比较图。可以看出，APF接入后能够显著抑制5次和7次谐波，而11次和13次谐波的影响并不明显，这是因为11次和13次谐波是特征次谐波，能够被无源滤波器抑制，故不需要APF进行抑制。
经上述仿真可以看出，使用本方案设计的改进方式后，APF抑制谐振的能力并不会受到影响。
如图8所示，为不同角频率下两种拓扑方式的连接阻抗变化趋势，其中虚线为变压器拓扑方式，实线为DT滤波器拓扑方式。可以看出，DT滤波器拓扑方式在5次和7次谐波时的阻抗值比变压器拓扑方式更低，APF所需的用于抵消该部分阻抗的容量就更低，而且APF对应谐波的端电压也更低。同时，如果用相同的APF进行谐波抑制，该拓扑方式下，APF可以用于谐振抑制的容量更大，治理效果更好。
所以，该仿真验证了通过改进的拓扑方式，能使APF的容量要求以及耐压要求降低，既能提高谐振抑制效果，还能使成本降低。
加入电压环增益锁定，设置为20Ω，调节/>为不同的值，得到APF系统的开环Nyquist图。如图9所示，为/>时APF系统的开环Nyquist图，如图10所示，为/>时APF系统的开环Nyquist图，如图11所示，为/>时APF系统的开环Nyquist图，如图12所示，为/>时APF系统的开环Nyquist图，由系统的开环Nyquist图可以看出，即使/>的值发生改变，Nyquist图围线也始终不会包围(-1,j0)点，系统始终保持稳定。
如图13所示，为未加入电压环增益锁定的节点电压波形。在1~3s时，给定虚拟阻抗为20Ω。在3s时，改变虚拟阻抗给定值到60Ω。可见，在取值20Ω时，系统稳定，当/>取60Ω时出现系统失稳，电压波形发散。说明，虚拟阻抗的值增加到一定值时系统会失稳，与前面的稳定性分析是一致的。
如图14所示，为加入电压环增益锁定的节点电压波形。在1~2s时设定。在2s时更改/>，使/>。随后在4s时加入电压环增益锁定策略，系统运行至6s结束。可见，在0~2s范围内，并网电压稳定，该时间段系统特征方程根处于稳定区域。在2~4s，电压发散，说明/>的增加使系统特征方程根由稳定区域转移至不稳定区域，并网电压谐波分量骤增，系统失稳。在4~6加入增益锁定策略后，系统逐渐收敛达到稳定状态。
上述仿真验证了本文提出的电压环增益锁定技术确实能够使系统的稳定性不再随虚拟阻抗值的改变而变化，有效地拓宽了系统的稳定范围。
本发明首先通过改进的拓扑方式，提高了APF的谐振治理效果，降低了APF的耐压要求和容量要求，减少了谐振治理成本。其次能够使APF系统的电压环增益锁定，使APF系统的稳定性不再受虚拟阻抗阻值的影响，其取值不再有限制，自适应虚拟阻抗策略能够调节的范围更大。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在发明的保护范围内。
Claims (9)
1.一种基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1：选择DT滤波器作为APF的拓扑结构；
S2：利用电压畸变率生成自适应虚拟阻抗/>；
S3：基于拓扑结构设计控制环路，提取谐波电流的谐波分量/>，再乘以生成的自适应虚拟阻抗/>获得电压参考值/>；
S4：设计电压环增益锁定环节保证自适应虚拟阻抗变化时APF系统稳定性不变；
S5：基于电压环增益锁定环节，将电压参考值与采样电压值/>作差并输入至双环控制模块中，输出谐波电流/>后进行APF反馈控制，提高谐波抑制效果，实现基于电压环增益锁定的混合APF灵活性的提升。
2.根据权利要求1所述的基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，其特征在于，所述S2中电压畸变率的公式如下所示
其中，为采样电压值/>的基波，/>为采样电压值/>的/>次谐波。
3.根据权利要求2所述的基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，其特征在于，所述S2中生成自适应虚拟阻抗包括以下分步骤：
S2-1：对采样电压值的谐波分量/>平方后经过低通滤波器提取出直流分量/>；
S2-2：将直流分量和直流分量的参考电压/>作差后输入PI控制器进行调节，所述直流分量的参考电压/>根据/>设定，公式如下所示
；
S2-3：将PI控制器调节后的值经过限幅环节得到自适应虚拟阻抗。
4.根据权利要求3所述的基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，其特征在于，所述S3中通过二阶广义积分正交信号发生器SOGI提取谐波电流的谐波分量/>，所述二阶广义积分正交信号发生器SOGI的传递函数/>包括/>和/>，公式为
其中，和/>分别为/>轴的二维量对应的传递函数，/>为增益系数，/>为共振频率，/>为频次，/>为拉氏算子。
5.根据权利要求4所述的基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，其特征在于，所述S4中利用虚拟阻抗变化系数使电压环的增益锁定，用于拓宽APF系统的稳定区，包括以下公式：
利用表示变化以后的虚拟阻抗值，对比自适应虚拟阻抗/>与/>取值下APF的闭环传递函数/>和/>为
则闭环传递函数和/>对应的闭环特征方程/>和/>为
其中，为准比例谐振控制器QPR的传递函数，/>为电流环的闭环传递函数，/>为/>与/>的乘积；
其中，为PI控制器的传递函数，/>为逆变器PWM的传递函数，/>为APF支路线路总导纳；
为满足闭环特征方程保持恒定，使APF系统的稳定性不受自适应虚拟阻抗的影响，同时不改变APF系统原有的增益，通过改变APF闭环传递函数分子分母都有的准比例谐振控制器QPR的传递函数的增益，消去虚拟阻抗变化系数/>带来的影响，调整增益后APF的闭环传递函数/>为
对应的闭环方程为
同时设置一个基准虚拟阻抗值实时检测APF系统的自适应虚拟阻抗/>与/>的比例，得到虚拟阻抗变化系数/>，再将准比例谐振控制器QPR的传递函数/>缩小为/>倍。
6.根据权利要求5所述的基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，其特征在于，所述S5中双环控制模块包括准比例谐振控制器QPR、PI控制器和逆变器PWM。
7.根据权利要求6所述的基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，其特征在于，所述准比例谐振控制器QPR的传递函数为
其中，为直通增益，/>为/>次频率的谐振增益，/>为被控频段的通频带，/>为不同谐波的角频率，/>为通过正交量引入的相角偏移量。
8.根据权利要求6所述的基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，其特征在于，所述PI控制器的传递函数为
其中，为比例增益，/>为积分增益。
9.根据权利要求6所述的基于电压环增益锁定的混合APF灵活性提升方法，其特征在于，所述逆变器PWM的传递函数为
其中，为逆变器的等效增益，/>为采样周期。
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