CN114496531A - 集成电感和电源模块 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种集成电感及电源模块。该集成电感包含磁芯和两个绕组，该磁芯包含两个绕线柱、设置在两个绕线柱底部的第一盖板、设置在两个绕线柱顶部并与第一盖板相对的第二盖板、和公共柱或边柱，两个绕线柱平行设置，每一绕线柱上设置有气隙，该公共柱或边柱连接于第一盖板和第二盖板之间，两个绕组分别缠绕在所述两个绕线柱上，其中流经所述两个绕组的每一个的电流的直流电流分量或工频电流分量环绕所述绕线柱的方向相同，并且流经所述两个绕组的每一个的所述电流的高频电流分量相位相差180度，所述两个绕组之间的耦合系数小于0.1。

Description

集成电感和电源模块
技术领域
本申请涉及一种集成电感及具有该集成电感的电源模块，尤其涉及一种减小高频时磁芯损耗的集成电感以及电源模块。
背景技术
在高功率密度电源的开发中，电感的地位变得越来越重要。电感在其上占有相当大比例的体积、重量与损耗。磁集成是减小电感体积的主要手段。例如，图1A和图1B示出了现有技术的2电感集成元件。
如图1A和图1B所示，现有技术的2电感集成元件10具有两个绕线柱11和12，其中公共柱13位于这两个绕线柱11、12之间，并且电感的绕组14和15分别以彼此相反的方向缠绕在绕线柱11和12上，例如，绕组14顺时针缠绕在绕线柱11上，并且绕组15逆时针缠绕在绕线柱12上。对于以此方式缠绕的两个电感，利用两个电感工频电流分量产生的磁通
Figure BDA0003433307720000011
在公共柱13上反向叠加，以减小公共柱13上合成磁通的大小，进而可以一定程度地缩小公共柱的尺寸。然而，这种做法的一个缺点是只能在公共柱有反向叠加的效果，而在磁芯上盖板16和下盖板17上并无效果，无法减小上下盖板的厚度。同时由于两个电感的高频电流分量所产生的磁通在公共柱13上是叠加的，对于高频应用场合有较大的磁芯损耗。
因此，业界需要一种特别适用于高频应用场合并且也能够同样减小体积的集成电感。
发明内容
本发明的目的在于提供一种集成电感及具有该集成电感的电源模块，其特别适用于高频应用，以解决现有集成电感在高频应用时磁芯损耗较大的缺点。此外，本发明的集成电感及具有该集成电感的电源模块在适用于高频应用时能够显著减少磁芯损耗并同时减小体积。
为了达到上述目的，根据本申请的第一方面，提供了一种集成电感，其包含磁芯和两个绕组。所述磁芯包含两个绕线柱，所述两个绕线柱平行设置，每一所述绕线柱上设置有气隙；第一盖板，设置在所述两个绕线柱的底部；第二盖板，设置在所述两个绕线柱的顶部并与所述第一盖板相对；和公共柱，所述公共柱连接于所述第一盖板和所述第二盖板之间，所述公共柱设置在所述两个绕线柱的一侧或两侧。所述两个绕组分别缠绕在所述两个绕线柱上，其中流经所述两个绕组的每一个的电流的直流电流分量或工频电流分量环绕所述绕线柱的方向相同，并且流经所述两个绕组的每一个的所述电流的高频电流分量相位相差180度，所述两个绕组之间的耦合系数小于0.1。
可选的，在根据第一方面的集成电感中，所述公共柱从对应于所述两个绕线柱中第一个绕线柱的位置延伸至对应于所述两个绕线柱中最后一个绕线柱的位置。
可选的，在根据第一方面的集成电感中，所述公共柱呈一体的长条形，或者，所述公共柱上形成有缺口。
可选的，在根据第一方面的集成电感中，所述第一盖板和所述第二盖板均呈一体的长条形，或者，所述第一盖板和所述第二盖板上均形成有缺口。
可选的，在根据第一方面的集成电感中，所述集成电感用作两个集成的Boost电感、Buck电感或PFC电感。
根据本申请的第二方面，提供了一种电源模块，其包含输入端、两个功率转换支路和输出端。所述输入端用于接收输入电压，所述输出端用于输出输出电压，所述两个功率转换支路并联连接，所述两个功率转换支路电气耦接于所述输入端和所述输出端之间。所述两个功率转换支路包含根据本申请任一实施方式的集成电感。
可选的，在根据第二方面的电源模块中，每个所述功率转换支路包含开关器件、二极管和所述集成电感中的一个电感；在每个所述功率转换支路中，所述电感的第一端电连接所述输入端，所述电感的第二端、所述开关器件的第一端和所述二极管的第一端电连接在一起，所述开关器件的第二端电连接所述输出端的负极，所述二极管的第二端电连接所述输出端的正极。
可选的，在根据第二方面的电源模块中，所述电源模块更包含一整流电路，所述整流电路电气串接于所述输入端和所述功率转换支路之间，所述电源模块为PFC电路。
根据本申请的第三方面，提供了一种集成电感，其包含磁芯和N个绕组。所述磁芯包含N个绕线柱，所述N个绕线柱平行设置，每一所述绕线柱上设置有气隙，N是大于或等于3的整数；第一盖板，设置在所述多个绕线柱的底部；第二盖板，设置在所述多个绕线柱的顶部并与所述第一盖板相对；和公共柱，所述公共柱连接于所述第一盖板和所述第二盖板之间，所述公共柱设置在所述N个绕线柱的一侧或两侧，并从对应于所述N个绕线柱中第一个绕线柱的位置延伸至对应于所述N个绕线柱中最后一个绕线柱的位置。所述N个绕组分别缠绕在所述N个绕线柱上，其中流经所述N个绕组的每一个的电流的直流电流分量或工频电流分量环绕所述绕线柱的方向相同，并且流经所述N个绕组的每一个的所述电流的高频电流分量相位相差360°/N，所述N个绕组两两之间的耦合系数小于0.1。
可选的，在根据第三方面的集成电感中，其中N＝3，流经所述三个绕组的每一个的电流的高频电流分量相位相差120°。
可选的，在根据第三方面的集成电感中，所述气隙设置在每个所述绕线柱的中间和/或端部。
可选的，在根据第三方面的集成电感中，所述N个绕线柱沿一直线依序排列。
可选的，在根据第三方面的集成电感中，所述公共柱呈一体的长条形，或者，所述公共柱上形成有缺口。
可选的，在根据第三方面的集成电感中，所述第一盖板和所述第二盖板均呈一体的长条形，或者，所述第一盖板和所述第二盖板上均形成有缺口。
可选的，在根据第三方面的集成电感中，所述集成电感用作N个集成的Boost电感、Buck电感或PFC电感。
根据本文的第四方面，提供了一种电源模块，其包含输入端、N个功率转换支路和输出端。所述输入端用于接收输入电压，所述输出端用于输出输出电压，所述N个功率转换支路并联连接，所述N个功率转换支路电气耦接于所述输入端和所述输出端之间。所述N个功率转换支路包含根据本申请任一实施方式的集成电感。
可选的，在根据第四方面的电源模块中，每个所述功率转换支路包含开关器件、二极管和所述集成电感中的一个电感；在每个所述功率转换支路中，所述电感的第一端电气耦接于所述输入端，所述电感的第二端、所述开关器件的第一端和所述二极管的第一端电连接在一起，所述开关器件的第二端电连接所述输出端的负极，所述二极管的第二端电连接所述输出端的正极。
可选的，在根据第四方面的电源模块中，所述电源模块更包含一整流电路，所述整流电路电气串接于所述输入端和所述功率转换支路之间，所述电源模块为PFC电路。
根据本文的第五方面，提供了一种集成电感，其包含磁芯和两个绕组。所述磁芯包含：两个绕线柱，所述两个绕线柱平行设置，每一所述绕线柱上设置有气隙；第一盖板，设置在所述两个绕线柱的底部；第二盖板，设置在所述两个绕线柱的顶部并与所述第一盖板相对；和两个边柱，所述每一个边柱连接于所述第一盖板和所述第二盖板之间，所述两个边柱以及所述两个绕线柱沿一直线设置。所述两个绕组分别缠绕在所述两个绕线柱上，其中流经所述两个绕组的每一个的电流的直流电流分量或工频电流分量环绕所述绕线柱的方向相同，并且流经所述两个绕组的每一个的所述电流的高频电流分量相位相差180度，所述两个绕组之间的耦合系数小于0.1。
可选的，在根据第五方面的集成电感中，所述两个绕线柱的每一绕线柱的气隙相等。
可选的，在根据第五方面的集成电感中，所述两个绕组的匝数相等并且所述绕组设置在对应绕线柱上形成的电感的电感量相等。
可选的，在根据第五方面的集成电感中，所述边柱的总截面面积等于或大于所述两个绕线柱的总截面面积的1/2。
可选的，在根据第五方面的集成电感中，所述集成电感用于集成两个Boost电感、Buck电感或PFC电感。
根据本文的第六方面，提供了一种电源模块，其包含输入端、两个功率转换支路和输出端。所述输入端用于接收输入电压，所述输出端用于输出输出电压所述两个功率转换支路并联连接，所述两个功率转换支路电气耦接于所述输入端和所述输出端之间。所述两个功率转换支路包含根据本申请任一实施方式的集成电感。
可选的，在根据第六方面的电源模块中，所述两个功率转换支路为：两个交错并联的Boost电路；或两个交错并联的Buck电路；或两个交错并联的PFC电路。
可选的，在根据第六方面的电源模块中，所述两个功率转路支路的每一者中的电感为所述电感磁性元件集成电感所构成的两个集成电感中的一者。
根据本文的第七方面，提供了一种集成电感，其包含磁芯和N个绕组。所述磁芯包含：N个绕线柱，所述N个绕线柱平行设置，每一所述绕线柱上设置有气隙，N是大于或等于3的整数；第一盖板，设置在所述多个绕线柱的底部；第二盖板，设置在所述多个绕线柱的顶部并与所述第一盖板相；和两个边柱，所述每一个边柱连接于所述第一盖板和所述第二盖板之间，所述两个边柱分别设置在所述N个绕线柱的两侧，并且所述两个边柱以及所述N个绕线柱沿一直线设置。所述N个绕组，分别缠绕在所述N个绕线柱上，其中流经所述N个绕组的每一个的电流的直流电流分量或工频电流分量环绕所述绕线柱的方向相同，并且流经所述N个绕组的每一个的所述电流的高频电流分量相位相差360°/N，所述N个绕组两两之间的耦合系数小于0.1。
可选的，在根据第七方面的集成电感中，所述N个绕线柱的每一绕线柱的气隙相等。
可选的，在根据第七方面的集成电感中，所述N个绕组的匝数相等并且所述绕组设置在对应中柱上形成的电感的电感量相等。
可选的，在根据第七方面的集成电感中，所述边柱的总截面面积等于或大于所述N个绕线柱的总截面面积的1/2。
可选的，在根据第七方面的集成电感中，其中N＝3，所述边柱的总截面面积等于或大于所述N个绕线柱的总截面面积的2/3。
可选的，在根据第七方面的集成电感中，所述集成电感用于集成N个Boost电感、Buck电感或PFC电感。
根据本申请的第八方面，提供了一种电源模块，其包含输入端、N个功率转换支路和输出端。所述输入端用于接收输入电压，所述输出端用于输出输出电压，所述N个功率转换支路并联连接，所述N个功率转换支路电气耦接于所述输入端和所述输出端之间。所述N个功率转换支路包含根据本申请任一实施方式的集成电感。
可选的，在根据第八方面的电源模块中，所述N个功率转换支路为：N个交错并联的Boost电路；或N个交错并联的Buck电路；或N个交错并联的PFC电路。
可选的，在根据第八方面的电源模块中，所述N个功率转路支路的每一者中的电感为所述集成电感的N个电感中的一者。
附图说明
作为可以详细理解本申请的上述特征的方式，可以参照实施例来获得简要总结于上文的更明确的描述，某些实施例绘示在附图中。然而，将注意，附图仅绘示了示例实施例，且因此不应被当作限制本申请的范围，且本申请可容许其他等效实施例。
图1A和1B示出了现有技术的2电感集成元件的示意图。
图2A至图2C示出了根据本申请的第一较佳实施例的电源模块的示意电路图。
图3A示出了应用于图2所示的电源模块中的集成电感的分解示意图。
图3B示出了图3A中的集成电感的俯视图。
图3C和图3D示出了图3A中的集成电感中由高频磁通形成的闭合磁路的示意图。
图3E示出了图3A中的集成电感上的高频磁通变化示意图。
图3F示出了图3A中的集成电感的侧视图。
图4A示出了图3A中的集成电感的第一种变形示例。
图4B示出了图4A中的集成电感的俯视图。
图4C示出了图3A中的集成电感的第二种变形示例。
图4D示出了图4C中的集成电感的俯视图。
图4E示出了图3A中的集成电感的第三种变形示例。
图4F示出了图4E中的集成电感的俯视图。
图5A至图5C示出了根据本申请的第二较佳实施例的电源模块的示意电路图。
图6A示出了应用于图5A-图5C所示的电源模块中的集成电感的分解示意图。
图6B示出了图6A中的集成电感的俯视图。
图6C示出了图6A中的集成电感上的高频磁通变化示意图。
图6D示出了图6A中的集成电感的变形示例。
图7示出了根据本申请的第三较佳实施例的集成电感的分解示意图。
图8A和图8B示出的根据本申请的第四较佳实施例的集成电感的示意图。
图9A至图9D示出了根据本申请的第四较佳实施例的集成电感和现有技术的集成电感的磁路分析示意。
图10A和图10B示出的根据本申请的第五较佳实施例的集成电感的示意图。
图11A至图11D示出了根据本申请的第五较佳实施例的集成电感和现有技术的集成电感的磁路分析示意。
具体实施方式
下面将结合附图详细描述本申请的具体技术方案。
(第一较佳实施例)
请参阅图2A-2C，图2A-2C示出了本申请的第一较佳实施例的电源模块100的示意电路图。电源模块100具有用于接收输入电压的输入端110，用于输出电压的输出端120以及多个(例如两个)交错并联连接的功率转换支路。输入端110包括输入端正极Vin+和输入端负极Vin-，输出端120包括输出端正极Vout+和输出端负极Vout-。多个功率转换支路连接于输入端和输出端130之间。
电源模块100可以是Boost电路(升压式变换电路)、Buck电路(降压式变换电路)或PFC(功率因数校正)电路。
图2A示出了电源模块100作为Boost电路的示例，其具有两个交错并联连接的Boost支路，每一Boost支路包含开关器件、二极管和电感。例如，如图2A所示，两个交错并联连接的Boost支路中的第一个Boost支路由开关器件SA、二极管DA和电感LA构成，并且第二个Boost支路由开关器件SB、二极管DB和电感LB构成。在第一个Boost支路中，电感LA的第一端电连接输入端正极Vin+，电感LA的第二端、开关器件SA的第一端和二极管DA的正极端电连接在一起，开关器件SA的第二端电连接输出端120的输出端负极Vout-，二极管DA的负极端电连接所述输出端120的输出端正极Vout+。在第二个Boost支路中，电感LB的第一端电连接输入端正极Vin+，电感LB的第二端、开关器件SB的第一端和二极管DB的正极端电连接在一起，开关器件SB的第二端电连接输出端120的输出端负极Vout-，二极管DB的负极端电连接所述输出端120的输出端正极Vout+。其中，这两个Boost支路中的电感LA和LB用作Boost电路中的Boost电感，并且流经电感LA和LB的电流具有直流电流分量或工频电流分量，以及高频电流分量，其中电感LA和LB的直流电流分量或工频电流分量方向相同。所述的直流电流分量或工频电流分量相等亦可有一定的偏差，例如其偏差小于+/-15％。
图2B示出了电源模块100作为Buck电路的示例，其具有两个交错并联连接的Buck支路，每一Buck支路包含开关器件、二极管和电感。例如，如图2B所示，两个交错并联连接的Buck支路中的第一个Buck支路由开关器件SA、二极管DA和电感LA构成，并且第二个Buck支路由开关器件SB、二极管DB和电感LB构成。在第一个Buck支路中，开关器件SA的第一端电连接输入端正极Vin+，开关器件SA的第二端、电感LA的第一端和二极管DA的负极端电连接在一起，电感LA的第二端电连接输出端120的输出端正极Vout+，二极管DA的正极端电连接所述输出端120的输出端负极Vout-。在第二个Buck支路中，开关器件SB的第一端电连接输入端正极Vin+，开关器件SB的第二端、电感LB的第一端和二极管DB的负极端电连接在一起，电感LB的第二端电连接输出端120的输出端正极Vout+，二极管DB的正极端电连接输出端120的输出端负极Vout-。其中，这两个Buck支路中的电感LA和LB用作Buck电路中的Buck电感，并且流经电感LA和LB的电流具有直流电流分量或工频电流分量，以及高频电流分量，其中电感LA和LB的直流电流分量或工频电流分量方向相同。所述的直流电流分量或工频电流分量相等(亦可有一定的偏差，例如其偏差小于+/-15％)。
图2C示出了电源模块100作为PFC电源电路的示例，图2C的PFC电源电路和图2A的Boost电路的区别在于PFC电源电路进一步包括整流电路130。整流电路130电连接于输入端110，并且用作Boost支路的多个功率转换支路连接于整流电路130和输出端130之间。即，在图2A中，电感LA和电感LB的第一端电连接输入端正极Vin+，而在图2C中，电感LA和电感LB的第一端电连接整流电路130。
如上文所示，如果将电感LA和LB中的绕组缠绕在如图1A和1B所示的集成电感中的绕线柱上时，当电感LA和LB中流过的电流的高频电流分量具有较高频率时(例如，大于65kHz，甚至大于100kHz)，高频电流分量所产生的磁通在这种集成电感上的磁芯损耗很大。
图3A示出了应用于图2A-2C所示的电源模块100中的集成电感140的分解示意图。图3B示出了集成电感140的俯视图，其中省去了第二盖板144。其中，集成电感140用作电源模块100中的电感LA和LB，即集成电感140用作2个集成的Boost电感、Buck电感或PFC电感。
集成电感140具有磁芯和两个绕组141A和141B。其中磁芯包括两个绕线柱142A和142B，设置在绕线柱142A和142B的底部的第一盖板143和设置在绕线柱142A和142B的顶部并与第一盖板143相对的第二盖板144，以及公共柱145。两个绕线柱142A和142B平行设置，且两个绕线柱142A和142B上均设置有气隙。由于电源模块100具有两个电感LA和LB，因此两个绕组141A和141B一一对应于电感LA和LB。两个绕线柱142A和142B沿着直线S依次排列，并连接于第一盖板143和第二盖板144之间。在集成电感140中，公共柱145连接于第一盖板143和第二盖板144之间，并位于绕线柱142A和142B(或直线S)的一侧。公共柱145形成为大致长条形，以从对应于绕线柱142A的位置(即，绕线柱142A的侧向位置)延伸至对应于绕线柱142B的位置(即，绕线柱142B的侧向位置)。在其它实施例中，公共柱145的位置以及形状也可以为其它样态。
两个绕组141A和141B分别缠绕在两个绕线柱142A和142B上，流经绕组141A、141B的电流IA、IB的工频电流分量环绕绕线柱142A、142B的方向相同，例如电流IA的工频电流分量沿顺时针方向环绕绕线柱142A，电流IB的工频电流分量沿顺时针方向环绕绕线柱142B。因此，流经绕组141A、141B的电流IA、IB产生的磁通流经由绕组所绕设的绕线柱142A、142B、第一盖板143、公共柱145和第二盖板144形成的闭合磁路，如图3C和图3D所示。图3C的箭头指示了缠绕在绕线柱142A上的绕组141A中的电流IA产生的高频磁通所形成的闭合磁路，并且图3D的箭头指示了缠绕在绕线柱142B上的绕组141B中的电流IB产生的高频磁通所形成的闭合磁路。
在图3A-图3D所示的实施例中，流经两个绕组141A、141B的电流IA、IB的高频电流分量的相位不同，例如相差180°(亦可有一定的偏差，例如小于+/-5度)，且两个绕组141A、141B之间的耦合系数小于0.1，即二者为弱耦合关系。
图3E示出了流经绕组141A、141B的电流IA、IB产生的高频磁通的变化示意图。如图3E所示，线A指示了流经绕组141A的电流IA产生的高频磁通随时间的变化，即，
Figure BDA0003433307720000101
线B指示了流经绕组141B的电流IB产生的高频磁通随时间的变化，即，
Figure BDA0003433307720000102
而线C指示了流经绕组141A、141B的电流IA、IB产生的高频磁通在第一盖板143、第二盖板144和公共柱145处的叠加磁通随时间的变化，即，
Figure BDA0003433307720000103
由于流经绕组141A、141B的电流IA、IB的高频电流分量的相位不同，因此磁通
Figure BDA0003433307720000105
和
Figure BDA0003433307720000104
相互抵消，从而减少了在第一盖板143、第二盖板144和公共柱145处的叠加磁通
Figure BDA0003433307720000106
的大小，并因此减少了磁芯损耗。例如，流经绕组141A和141B的电流IA和IB的高频电流分量优选相位相差180°，此时高频磁通的抵消效果最大，并因此能够大幅减少磁芯损耗。
此外，由于公共柱145形成为从绕线柱142A延伸到绕线柱142B的长条形，且第一盖板143和第二盖板144均呈一体的长条形，因此，如图3C和3D中所示出的，高频磁通的闭合磁路遍布几乎整个第一盖板143、第二盖板144和公共柱145，从而进一步减少了第一盖板143、第二盖板144和公共柱145上的磁通密度，此举进一步减少了磁芯损耗。
在该实施例中，绕组141A、141B之间的耦合系数小于0.1，即二者为弱耦合关系。为了实现上述耦合系数，一种方法是在绕线柱142A、142B中设置气隙。例如，图3F示出了位于绕线柱142A、142B顶部的气隙146，绕线柱142A、142B经由气隙146而与第二盖板144间隔开来。在其他实施例中，气隙还可以位于绕线柱的底部，使得绕线柱经由气隙而与第一盖板间隔开来。在其他实施例中，气隙还可以设置在每个绕线柱中间。气隙的大小以0.1mm-10mm为较佳。例如绕线柱142A、142B可以均为0.1mm-10mm。在其他一些实施方式中，两个绕线柱142A和142B上的气隙也可以不相等。公共柱145上不存在人为开设的气隙，但由于相对的边柱与盖板组合等因素而自然存在的组合间隙，例如大约6-15微米，则该间隙不属于本公开所述的气隙。
发明人发现，公共柱145、第一盖板143和第二盖板144在中间位置走的磁通很少，该部分即使被挖空对磁芯损耗也几乎不影响。如图4A和图4B所示，在一些实施例中，公共柱145在其中间的位置处可被挖空以形成缺口145A(在具有两个绕线柱142A和142B的情况下，公共柱145的中间位置对应于绕线柱142A和142B之间的位置)，如图4B所示，从而在对磁芯损耗不产生较大影响的情况下提高磁芯的散热能力。额外地或替代地，第一盖板143和第二盖板144的至少一个在其中间的位置处也可被挖空以形成缺口(在具有两个绕线柱142A和142B的情况下，第一盖板143和第二盖板144的中间位置对应于绕线柱142A和142B之间的位置)，例如图4A中示出了形成在第二盖板144上的缺口144A。
此外，虽然上述实施例描述了位于绕线柱142A和142B的一侧的单个公共柱，但是本申请并不以此为限。如图4C和图4D所示，除了在绕线柱142A和142B的第一侧形成公共柱145，还可在绕线柱142A和142B的与第一侧相对的第二侧形成公共柱145’。公共柱145’与公共柱145的结构类似，除了与公共柱145设置位置不同。因此，在绕线柱142A和142B的两侧同时设置有公共柱145和公共柱145’的情况下，高频磁通的闭合磁路遍布几乎整个第一盖板143、第二盖板144、公共柱145和公共柱145’，从而进一步减少了集成电感的各个部件上的磁通密度，此举进一步减少了磁芯损耗。
同样，类似于图4A和图4B所示出的形成在公共柱145上的缺口145A，在绕线柱142A和142B的两侧上同时设置有公共柱145和公共柱145’的情况下，在公共柱145和145’上可进一步形成缺口145A和145A’，如图4E-4F所示，从而在对磁芯损耗不产生较大影响的情况下提高磁芯的散热能力。值得说明的是，本申请并不限制缺口在公共柱上的位置和数量，例如在一个公共柱上，缺口的数量可以为一个，且设置在公共柱的中间；也可以在一个公共柱上设置两个或两个以上的缺口。当然本申请也不限制缺口在第一盖板和第二盖板上的位置和数量。
(第二较佳实施例)
请参阅图5A-图5C，示出了本申请的第二较佳实施例的电源模块200的示意电路图。在电源模块200中，具有输入端210、输出端220以及多个例如3个交错并联连接的功率转换支路。输入端210包括输入端正极Vin+和输入端负极Vin-，输出端220包括输出端正极Vout+和输出端负极Vout-。其中输入端210用于接收输入电压，输出端230用于提供输出电压。多个功率转换支路连接于整流电路220和输出端230之间。
类似于图2A至图2C所示的电源模块100，电源模块200同样可以是Boost电路、Buck电路或PFC电路。图5A-图5C示出的电源模块200相较于图2A-图2C示出的电源模块100的不同之处在于，电源模块200具有三个交错并联连接的功率转换支路，例如图5A和图5C示出了三个交错并联的Boost支路，图5B示出了三个交错并联的Buck支路。电源模块200的每一功率变换支路包含开关器件SA-SC、二极管DA-DC和电感LA-LC，其连接关系与图2A至图2C所示的电源模块100相同，在此不再赘述。
电源模块200的三个功率转换支路中的电感LA～LC用作电源模块200中的Boost电感、Buck电感或PFC电感，并且流经电感LA～LC的电流具有直流电流分量或工频电流分量以及高频电流分量，其中电感LA～LC的工频电流分量方向相同。所述的直流电流分量或工频电流分量相等(亦可有一定的偏差，例如其偏差小于+/-15％)。
如上文所述，如果将电感LA～LC中的绕组缠绕在现有的集成电感中的绕线柱上时，当电感LA～LC中流过的电流的高频电流分量具有较高频率时(例如，大于100kHz)，磁芯损耗很大。
图6A示出了应用于图5示出的电源模块200的集成电感240的分解示意图。图6B示出了集成电感240的俯视图，其中省去了第二盖板244。其中，集成电感240用作电源模块200中的电感LA、LB和LC，即集成电感240用作3个集成的Boost电感、Buck电感或PFC电感。
集成电感240具有磁芯和三个绕组241A、241B、241C。其中磁芯包括三个绕线柱242A、242B、242C，设置在绕线柱242A～242C的底部的第一盖板243和设置在绕线柱242A～242C的顶部并与第一盖板243相对的第二盖板244，以及公共柱245。三个绕线柱242A、242B、242C平行设置，且三个绕线柱242A、242B、242C上均设置有气隙。由于电源模块200具有三个电感LA～LC，因此三个绕组241A～241C一一对应于电感LA～LC。三个绕线柱242A～242C沿着直线S依次排列，并连接于第一盖板243和第二盖板244之间。在集成电感240中，公共柱245连接于第一盖板243和第二盖板244之间，并位于绕线柱242A～242C(或直线S)的一侧。公共柱245形成为大致长条形，以从对应于三个绕线柱242A～242C中的第一个绕线柱242A的位置(即，绕线柱242A的侧向位置)延伸至对应于三个绕线柱242A～242C中的最后一个绕线柱242C的位置(即，绕线柱242C的侧向位置)。
三个绕组241A～241C分别缠绕在三个绕线柱242A～242C上，分别流经三个绕组241A～241C的电流IA、IB和IC的直流电流分量或工频电流分量环绕绕线柱242A～242C的方向相同。因此，分别流经绕组241A～241C的电流IA、IB和IC产生的高频磁通流经由绕组所绕设的绕线柱242A、242B、242C、第一盖板243、公共柱245和第二盖板244形成的闭合磁路。
在图6A-图6B所示的实施例中，分别流经绕组241A～241C的电流IA、IB和IC的高频电流分量的相位不同，例如相差120°(亦可有一定的偏差，例如小于+/-5度，)，且绕组241A～241C两两之间的耦合系数均小于0.1，即三者为弱耦合关系。
图6C示出了流经绕组241A～241C的电流IA、IB和IC产生的高频磁通的变化示意图。如图6C所示，线A指示了流经绕组241A的电流IA产生的高频磁通随时间的变化，即，
Figure BDA0003433307720000131
线B指示了流经绕组241B的电流IB产生的高频磁通随时间的变化，即，
Figure BDA0003433307720000132
线C指示了流经绕组241C的电流IC产生的高频磁通随时间的变化，即，
Figure BDA0003433307720000133
而线D指示了流经绕组241A～241C的电流IA、IB和IC产生的高频磁通在第一盖板243、第二盖板244和公共柱245处的叠加磁通随时间的变化，即，
Figure BDA0003433307720000134
由于分别流经绕组241A～241C的电流IA、IB和IC的高频电流分量的相位不同，因此磁通
Figure BDA0003433307720000135
和
Figure BDA0003433307720000136
相互抵消，从而减少了在第一盖板243、第二盖板244和公共柱245处的叠加磁通
Figure BDA0003433307720000137
的大小，并因此减少了磁芯损耗。例如，分别流经绕组241A～241C的电流IA、IB和IC的高频电流分量优选为两两绕组的电流的高频电流分量的相位相差120°，此时高频磁通的抵消效果最大，并因此能够大幅减少磁芯损耗。
此外，由于公共柱形成为从绕线柱242A延伸到绕线柱242C的长条形，因此，高频磁通的闭合磁路遍布几乎整个第一盖板243、第二盖板244和公共柱245，从而进一步减少了第一盖板243、第二盖板244和公共柱245上的磁通密度，此举进一步减少了磁芯损耗。
在一些实施例中，绕组241A～241C两两之间的耦合系数均小于0.1，即三者为弱耦合关系。为了实现上述耦合系数，可以在绕线柱242A～242C中设置气隙。例如，可以在绕线柱242A～242C的顶部设置气隙，绕线柱242A～242C经由气隙而与第二盖板244间隔开来。在其他实施例中，气隙还可以位于绕线柱的底部，使得绕线柱经由气隙而与第一盖板243间隔开来。在其他实施例中，气隙还可以设置在每个绕线柱中间。气隙的大小以0.1mm-10mm为较佳。例如绕线柱242A～242C可以均为0.1mm-10mm。在其他一些实施方式中，绕线柱242A～242C上的气隙也可以不相等。公共柱245上不存在人为开设的气隙，但由于相对的边柱与盖板组合等因素而自然存在的组合间隙，例如大约6-15微米，则该间隙不属于本公开所述的气隙。
类似地，由于发明人发现在公共柱245、第一盖板243和第二盖板244中间的位置(例如，在具有绕线柱242A、242B和242C的情况下，之间的位置，公共柱245、第一盖板243和第二盖板244中间的位置对应于绕线柱242B附近位置)走的磁通很少，该部分即使被挖空对磁芯损耗也几乎不影响。因此，如图6D所示，在一些实施例中，公共柱245在其中间的位置处可被挖空以形成缺口245A，从而在对磁芯损耗不产生较大影响的情况下增加散热能力。额外地或替代地，第一盖板243和第二盖板244的至少一个在在中间的位置处也可被挖空以形成缺口244A。
此外，虽然集成电感240示出为在绕线柱242A、242B和242C的一侧具有单个公共柱245，但本申请并不以此为限，绕线柱242A、242B和242C的两侧均可以设置有公共柱，以进一步减少集成电感的各个部件上的磁通密度，从而减少磁芯损耗。
(第三较佳实施例)
上文结合图2～图4F示出了具有两个功率转换支路的电源模块以及具有两个绕线柱的集成电感，并且结合图5～图6D示出了具有三个功率转换支路的电源模块以及具有三个绕线柱的集成电感。应理解，电源模块中交错并联连接的Boost电路的数量可以进一步扩展至多于三个，相应地，集成电感中绕线柱的数量也可以进一步扩展至多余三个。
例如，图7示出了根据本申请的第三较佳实施例的集成电感340的分解示意图。其中，集成电感340用作电源模块中四个集成的PFC电感。
集成电感340具有磁芯和四个绕组(未示出)。其中磁芯包括四个绕线柱342A、342B、342C和342D，设置在绕线柱342A～342D的底部的第一盖板343和设置在绕线柱342A～342D的顶部并与第一盖板343相对的第二盖板344，以及公共柱345。四个绕线柱342A～342D平行设置，且四个绕线柱342A～342D上均设置有气隙。由于电源模块具有四个电感，因此四个绕组一一对应于四个电感。四个绕线柱342A～342D沿着一直线依次排列，并连接于第一盖板343和第二盖板344之间。在集成电感340中，公共柱345连接于第一盖板343和第二盖板344之间，并位于绕线柱342A～342D的一侧。公共柱345形成为大致长条形，以从对应于四个绕线柱342A～342D中的第一个绕线柱342A的位置(即，绕线柱342A的侧向位置)延伸至对应于四个绕线柱342A～342D中的最后一个绕线柱342D的位置(即，绕线柱342D的侧向位置)。
虽然没有示出，但类似于上述第一和第二较佳实施例，四个绕组分别缠绕在绕线柱342A～342D上，分别流经四个绕组的电流方向相同。因此，分别流经四个绕组的电流产生的高频磁通流经由绕组所绕设的绕线柱342A、342B、342C和342D、第一盖板343、公共柱345和第二盖板344形成的闭合磁路。
虽然没有示出，但类似于上述第一和第二较佳实施例，分别流经四个绕组的电流的高频电流分量的相位不同，例如相差90°。因此，由于分别流经四个绕组的电流的高频电流分量的相位不同，因此四路磁通相互抵消，从而减少了在第一盖板343、第二盖板344和公共柱345处的叠加磁通的大小，并因此减少了磁芯损耗。例如，分别流经四个绕组的电流的高频电流分量优选为两两绕组的电流的高频电流分量的相位相差90°(亦可有一定的偏差，例如小于+/-5度，)，此时高频磁通的抵消效果最大，并因此能够大幅减少磁芯损耗。
此外，由于公共柱形成为从绕线柱342A延伸到绕线柱342D的长条形，因此，高频磁通的闭合磁路遍布几乎整个第一盖板343、第二盖板344和公共柱345，从而进一步减少了第一盖板343、第二盖板344和公共柱345上的磁通密度，此举进一步减少了磁芯损耗。
类似于上述第一和第二较佳实施例，可以通过设置气隙来使得四个绕组两两之间的耦合系数均小于0.1，即四个绕组为弱耦合关系，此处不再赘述。
进一步，类似于上述第一和第二较佳实施例，可以通过在第一盖板343、第二盖板344和/或公共柱345上形成缺口而在对磁芯损耗不产生较大影响的情况下增加散热能力，此处不再赘述。
此外，虽然集成电感340示出为在绕线柱342A-342D的一侧上具有单个公共柱345，但本申请并不以此为限，绕线柱342A-342D的两侧上均可以设置有公共柱，以进一步减少集成电感的各个部件上的磁通密度，从而减少磁芯损耗。
作为上述第一和第二实施例的更为一般的描述，在一些实施例中，电源模块电路可具有输入端、输出端以及多个交错并联连接的功率转换支路，例如Boost支路或Buck支路。其中输入端用于接收来自单相高频电源的输入电压，输出端用于提供输出电压。多个功率转换支路连接于整流电路和输出端之间。
多个功率转换支路的数量为N，其中N是大于或等于2的整数。N功率转换支路中的每个包含开关器件、二极管和电感。每个功率转换支路中的电感用作电源模块中的Boost电感、Buck电感或PFC电感，并且流经电感的电流具有直流电流分量或工频电流分量以及高频电流分量，其中每个功率转换支路中的电感的直流电流分量或工频电流分量方向相同。所述的直流电流分量或工频电流分量相等(亦可有一定的偏差，例如其偏差小于+/-15％)。
应用至上述具有N个功率转换支路的电源模块的集成电感具有磁芯和相应的N个绕组。其中磁芯包括相应的N个绕线柱，设置在N个绕线柱的底部的第一盖板和设置在N个绕线柱的顶部并与第一盖板相对的第二盖板，以及公共柱。N个绕组各自对应于N个电感。N个绕线柱沿着一直线依次排列以设置在第一盖板和第二盖板之间，N个绕线柱平行设置，N绕线柱上均设置有气隙。在集成电感中，公共柱连接于第一盖板和第二盖板之间，并位于N个绕线柱的一侧或两侧。公共柱形成为大致长条形，以从对应于N个绕线柱中的第一个绕线柱的位置(即，该第一个绕线柱的侧向位置)延伸至对应于N个绕线柱中的最后一个绕线柱的位置(即，该最后一个绕线柱的侧向位置)。
N个绕组以相同的方向(例如，顺时针方向或逆时针方向)分别缠绕在N个绕线柱上，分别流经N个绕组(即N个电感)的电流方向相同。因此，分别流经N个绕组的电流产生的高频磁通经绕组所绕设的N个绕线柱、第一盖板、公共柱和第二盖板而形成闭合磁路。在一些实施例中，公共柱连接于第一盖板和第二盖板之间，且第一盖板、第二盖板和公共柱所形成的磁路上无气隙。
在此实施例中，分别流经N个绕组的电流的高频电流分量的相位不同，例如相差360/N°。其中N个绕组两两之间的耦合系数小于0.1，即N个绕组为弱耦合关系。由于分别流经N个绕组的电流的高频电流分量的相位不同，因此N路磁通相互抵消，从而减少了在第一盖板、第二盖板和公共柱处的叠加磁通的大小，并因此减少了磁芯损耗。例如，分别流经N个绕组的电流的高频电流分量优选为两两绕组的电流的高频电流分量的相位相差360/N°，此时高频磁通的抵消效果最大，并因此能够大幅减少磁芯损耗。
此外，由于公共柱形成为从绕线柱延伸到绕线柱的长条形，因此，高频磁通的闭合磁路遍布几乎整个第一盖板、第二盖板和公共柱，从而进一步减少了第一盖板、第二盖板和公共柱上的磁通密度，此举进一步减少了磁芯损耗。
此外，类似于上述第一较佳实施例以及第二较佳实施例。为了实现N个绕组两两之间的低耦合系数。可以在N个绕线柱的端部和/或中间形成气隙。
此外，类似于上述第一较佳实施例以及第二较佳实施例，为了在对磁芯损耗不产生影响的情况下增加散热能力，可以在公共柱、第一盖板和第二盖板的至少一个上形成缺口。
(第四较佳实施例)
上文在第一较佳实施例中描述了具有位于绕线柱的一侧和两侧上的公共柱的集成电感。图8A和图8B示出了根据本申请在第四较佳实施例的集成电感440的示意图。图8A示出了集成电感440的分解示意图，其中省略绕组。图8B示出了集成电感440的俯视图，其中省去了第二盖板。集成电感440同样用作电源模块100中的电感LA和LB，即集成电感440用作2个集成的Boost电感、Buck电感或PFC电感。
与第一较佳实施例的集成电感140类似，集成电感440具有磁芯和两个绕组441A和441B。其中磁芯包括两个绕线柱442A和442B，设置在绕线柱442A和442B的底部的第一盖板443和设置在绕线柱442A和442B的顶部并与第一盖板443相对的第二盖板444。第四较佳实施例的集成电感440相比于第一较佳实施例的集成电感140的不同之处在于，集成电感440进一步具有设置在第一盖板443或第二盖板444的两个相对的短边处的边柱445A和445B。边柱445A和445B连接于第一盖板443和第二盖板444之间。两个边柱445A、445B以及两个绕线柱442A和442B沿着直线排列，并允许存在15mm以内的偏差。类似于第一较佳实施例的集成电感140，第四较佳实施例的集成电感440的两个绕线柱442A和442B上同样可以设置有气隙，例如均为0.1mm-10mm。在其他一些实施方式中，两个绕线柱442A和442B上的气隙也可以不相等。两个边柱445A和445B上不存在人为开设的气隙，但由于相对的边柱与盖板组合等因素而自然存在的组合间隙，例如大约6-15微米，则该间隙不属于本公开所述的气隙。
两个绕组441A和441B分别缠绕在两个绕线柱442A和442B上，流经绕组441A、441B的电流IA、IB环绕绕线柱442A、442B产生的磁场的方向相同，例如电流IA沿逆时针方向环绕绕线柱442A，电流IB沿逆时针方向环绕绕线柱442B，但绕线以及电流环绕方向并不以此为限。因此，流经绕组441A、441B的电流IA、IB产生的磁通流经由绕组所绕设的绕线柱442A、442B、第一盖板443、两个边柱445A、445B和第二盖板444形成的闭合磁路。流经两个绕组441A、441B的电流IA、IB的高频电流分量的相位不同，例如相差180°，且两个绕组441A、441B之间的耦合系数小于0.1，即二者为弱耦合关系。类似于上文针对第一和第二较佳实施例所讨论的，两个绕组之间的弱耦合可以通过在绕线柱上设置气隙，而边柱上不设置气隙来实现。。
由于流经绕组441A、441B的电流IA、IB的高频电流分量的相位不同，因此电流IA产生的磁通和电流IB产生的磁通在第一盖板443、两个边柱445A、445B和第二盖板444处相互抵消，从而减少了在两个边柱445A、445B处的叠加磁通高频分量的大小，并因此减少了磁芯损耗。
图9A至图9D显示了对集成电感440和现有技术的集成电感的磁路分析。其中集成电感的具体规格如下：
·两个集成电感的电感量为：LA＝LB＝170uH
·两个集成电感的高频电流分量的峰值电流为：IA-peak＝IB-peak＝14A
·两个集成电感的直流电流分量的电流为：IA-DC＝IB-DC＝7A
·两个绕组的匝数均为50匝
·功率转换支路的开关器件的开关频率为：fs＝53kHz
·两个绕线柱的横截面积为：Ae1＝Ae2＝162mm2
·两个边柱的横截面积为：Ae31＝Ae32＝81mm2
·两个绕线柱与盖板之间的气隙均为2.95mm
图9A示出了集成电感440中集成的两个电感LA和LB中的电流所产生的磁通所形成的磁路，其中两个电感LA和LB所产生的参考磁通的方向同向。图9B示出了现有技术的集成电感集成的两个电感LA’和LB’中的电流所产生的磁通所形成的磁路，其中，由于现有技术的两个绕线柱上的绕组的电流产生的参考磁场方向彼此相反，从而两个电感LA’和LB’所产生的参考磁通的方向彼此相反。
图9C示出了图9A的磁路在两个边柱和两个绕线柱上的磁通密度随时间的变化。图9D示出了图9B的磁路在两个边柱和两个绕线柱上的磁通密度随时间的变化。其中，B1(t)和B2(t)为两个绕线柱上的磁通密度随时间的变化，B31(t)和B32(t)为两个边柱上的磁通密度随时间的变化，并且B4(t)为两个绕线柱之间的磁通密度随时间的变化。
从图9C和图9D示出的磁通密度曲线图中看出：现有技术的集成电感中的两个边柱上的高频磁通密度的值(即，B31和B32)明显大于第四较佳实施例的集成电感的两个边柱的磁通密度的值。
通过计算能够得出，由电流的高频电流分量的高频纹波导致的在第四较佳实施例的集成电感的两个边柱处的磁芯损耗为0.592W，两个绕线柱之间的磁芯损耗为0.655W；并且由电流的高频电流分量的高频纹波导致的在现有技术的集成电感的两个边柱处的磁芯损耗为7.436W，两个绕线柱之间的磁芯损耗为0.013W。可以看出，第四较佳实施例的集成电感和现有技术的集成电感相比，虽然在两个绕线柱之间的磁芯损耗有所增加，但是在两个边柱处的磁芯损耗显著较少，从而使得第四较佳实施例的集成电感在整个集成电感上的磁芯损耗相比于现有技术显著减少。
上文结合图9A至图9C表述了两个边柱的总截面积为两个绕线柱的总截面积的50％的情况下的磁芯损耗。发明人发现，随着两个边柱的总截面积和两个绕线柱的总截面积之间的比例的增加，可进一步减少集成电感的磁芯损耗。
例如，相比于图9A至图9C所示出的仿真，在两个绕线柱的横截面积保持为Ae1＝Ae2＝162mm2不变的情况下，当两个绕线柱的横截面积为从Ae31＝Ae32＝81mm2增加到Ae31＝Ae32＝162mm2时(即，两个边柱的总截面积为两个绕线柱的总截面积的100％)，两个边柱处的磁芯损耗从0.592W进一步减少至0.430W，并且两个绕线柱之间的磁芯损耗从0.655W进一步减少至0.454W，从而实现了整个集成电感的总磁芯损耗的进一步降低。因此，在可以与第四较佳实施例结合的实施例中，边柱的总截面面积等于或大于所述两个绕线柱的总截面面积的1/2为较佳。此外，综合考虑集成电感的损耗，以及制造工艺和应用等因素，边柱总截面积优选为绕线柱总截面积的50％。当然对截面积的设置并不绝对，允许存在面积偏差+/-15％。
在本实施例中，两个绕组441A、441B的匝数相等，其电感量相等，但对电感量的设置并不绝对，允许存在+/-15％以内的偏差。在其他一些实施方式中，例如在两个绕线柱上的气隙不相等的情况下，可以通过调节两个绕组的匝数实现电感量相等。
流经本实施例集成电感440中绕组441A、441B的电流各自具有一直流电流分量或一工频电流分量(例如50Hz或60Hz)以及高频电流分量(例如65kHz)，其中两直流电流分量或两工频电流分量相等，所述的直流电流分量或工频分量相等亦可有一定的偏差，例如其偏差小于+/-15％。流经绕组441A和绕组441B的高频电流分量相位相差180度，亦可有一定的偏差，例如小于+/-5度。
(第五较佳实施例)
上文在第二较佳实施例中描述了具有位于绕线柱的一侧和两侧上的公共柱的集成电感。图10A和图10B示出了根据本申请在第五较佳实施例的集成电感540的示意图。图10A示出了集成电感540的分解示意图，其中省略的绕组。图10B示出了集成电感140的俯视图，其中省去了第二盖板。集成电感540同样用作电源模块200中的电感LA、LB和LC，即集成电感540用作3个集成的Boost电感、Buck电感或PFC电感。
与第二较佳实施例的集成电感340类似，集成电感540具有磁芯和三个绕组541A、541B和541C。其中磁芯包括三个绕线柱542A、542B和542C，设置在绕线柱542A-542C的底部的第一盖板543和设置在绕线柱542A-542C的顶部并与第一盖板543相对的第二盖板544。第四较佳实施例的集成电感540相比于第二较佳实施例的集成电感240的不同之处在于，集成电感540进一步具有设置在第一盖板543或第二盖板544的两个相对的短边处的边柱545A和545B。边柱545A和545B连接与第一盖板543和第二盖板544之间。两个边柱545A、545B以及三个绕线柱542A-542C沿着直线依次排列，允许15mm以内的偏差。类似于第二较佳实施例的集成电感240，第五较佳实施例的集成电感540的三个绕线柱542A-542C上同样可以设置有气隙，例如均为0.1mm-10mm。在其他一些实施方式中，三个绕线柱542A-542C上的气隙也可以不相等。两个边柱545A和545B不存在人为开设的气隙，但由于相对的上下边柱或边柱与盖板组合等因素而自然存在的组合间隙，例如大约6-15微米，则该间隙不属于本公开所述的气隙。
三个绕组541A-541C分别缠绕在三个绕线柱542A-542C上，流经绕组541A-541C的电流IA、IB和IC环绕绕线柱542A-542C产生的磁场方向相同，例如电流IA沿逆时针方向环绕绕线柱542A，电流IB沿逆时针方向环绕绕线柱542B，电流IC沿逆时针方向环绕绕线柱542C，但绕线与电流方向不以此为限。因此，流经绕组541A-541C的电流IA-IC产生的磁通流经由绕组所绕设的绕线柱542A-542C、第一盖板543、两个边柱545A、545B和第二盖板544形成的闭合磁路。流经三个绕组541A-541C的电流IA-IC的高频电流分量的相位不同，例如相差120°，且三个绕组541A-541C之间的耦合系数小于0.1，即三者为弱耦合关系。类似于上文针对第一和第二较佳实施例所讨论的，三个绕组之间的弱耦合可以通过在绕线柱上设置气隙，而边柱上不设置气隙来实现。
由于流经绕组541A-541C的电流IA-IC的高频电流分量的相位不同，因此电流IA产生的磁通、电流IB产生的磁通和电流IC产生的磁通在第一盖板543、两个边柱545A、545B和第二盖板544处彼此抵消，从而减少了在两个边柱545A、545B处的高频叠加磁通的大小，并因此减少了磁芯损耗。
图11A至图11D显示了对集成电感540和现有技术的集成电感的磁路分析。其中集成电感的具体规格如下：
·三个集成电感的电感量为：LA＝LB＝LC＝170uH
·三个集成电感的高频电流分量的峰值电流为：IA-peak＝IB-peak＝IC-peak＝14A
·三个集成电感的直流电流分量的电流为：IA-DC＝IB-DC＝IC-DC＝7A
·三个绕组的匝数均为50匝
·功率转换支路的开关器件的开关频率为：fs＝53kHz
·三个绕线柱的横截面积为：Ae1＝Ae2＝Ae3＝162mm2
·两个边柱的横截面积为：Ae31＝Ae32＝162mm2
·三个绕线柱与盖板之间的气隙均为2.95mm
图11A示出了集成电感540中集成的三个电感LA-LC中的电流所产生的磁通所形成的磁路，其中三个电感LA-LC所产生的磁通的参考方向同向。图11B示出了现有技术的集成电感集成的三个电感LA’-LC’中的电流所产生的磁通所形成的磁路，其中，由于现有技术的三个绕线柱中相邻的两个绕线柱的绕组的绕线方向彼此相反，故相邻两个绕组中的电流方向彼此相反，从而三个电感LA’-LC’中相邻两个电感产生的磁通的方向彼此相反。
图11C示出了图11A的磁路在两个边柱和三个绕线柱上的磁通密度随时间的变化。图11D示出了图11B的磁路在两个边柱和三个绕线柱上的磁通密度随时间的变化。其中，B1(t)、B2(t)和B3(t)为三个绕线柱上的磁通密度随时间的变化，B31(t)和B32(t)为两个边柱上的磁通密度随时间的变化，并且B412(t)和B412(t)为三个绕线柱的相邻两个绕线柱之间的磁通密度随时间的变化。
从图11C和图11D示出的磁通密度曲线图中看出：现有技术的集成电感中的两个边柱上的磁通密度的值(即，B31和B32)明显大于第五较佳实施例的集成电感的两个边柱的磁通密度的值。
通过计算能够得出，由电流的高频电流分量的高频纹波导致的在第五较佳实施例的集成电感的两个边柱处的磁芯损耗为0.482W，相邻两个绕线柱之间的总磁芯损耗为0.866W；并且由电流的高频电流分量的高频纹波导致的在现有技术的集成电感的两个边柱处的磁芯损耗为3.034W，相邻两个绕线柱之间的总磁芯损耗为0.866W。可以看出，第五较佳实施例的集成电感和现有技术的集成电感相比，在两个边柱处的磁芯损耗显著较少，从而使得第五较佳实施例的集成电感在整个集成电感上的磁芯损耗相比于现有技术显著减少。
上文结合图11A至图11C表述了两个边柱的总截面积为两个绕线柱的总截面积的2/3的情况下的磁芯损耗。发明人发现，随着两个边柱的总截面积和两个绕线柱的总截面积之间的比例的增加，可进一步减少集成电感的磁芯损耗。
例如，相比于图11A至图11C所示出的仿真，在两个绕线柱的横截面积保持为Ae1＝Ae2＝162mm2不变的情况下，当两个绕线柱的横截面积为从Ae31＝Ae32＝162mm2增加到Ae31＝Ae32＝240mm2时(即，两个边柱的总截面积为两个绕线柱的总截面积的150％)，两个边柱处的磁芯损耗从0.482W进一步减少至0.394W，并且两个绕线柱之间的磁芯损耗从0.866W进一步减少至0.686W，从而实现了整个集成电感的总磁芯损耗的进一步降低。在可以与第五较佳实施例结合的实施例中，边柱的总截面面积一般等于或大于所述两个绕线柱的总截面面积的1/2。此外，综合考虑集成电感的损耗，以及制造工艺和应用等因素，边柱总截面积优选为绕线柱总截面积的2/3。当然对截面积的设置并不绝对，允许存在面积偏差+/-15％。
与第四较佳实施例类似，较优的，绕组541A-541C的匝数相等，其电感量相等，但对电感量的设置并不绝对，允许存在+/-15％以内的偏差。在其他一些实施方式中，例如在中柱上的气隙不相等的情况下，可以通过调节绕组的匝数实现电感量相等。
与第四较佳实施例类似，流经本实施例集成电感540中绕组541A-541C的电流各自具有一直流电流分量或一工频电流分量(例如50Hz或60Hz)以及高频电流分量(例如65kHz)，其中两直流电流分量或两工频电流分量相等，所述的直流电流分量或工频分量相等亦可有一定的偏差，例如其偏差小于+/-15％。流经绕组541A-541C的高频电流分量相位相差120度，亦可有一定的偏差，例如小于+/-5度。
(第六较佳实施例)
上文在第四和第五较佳实施例中描述了具有两个和三个绕线柱，且在第一盖板或第二盖板的相对的两个短边处设置边柱的情况。如上文第三较佳实施例所记载的那样，可以在第四和第五较佳实施例的基础上进一步设置更多的绕线柱和绕组，以在集成电感中集成更多的电感。
作为上述第三和第四实施例的更为一般的描述，在一些实施例中，应用至具有N个功率转换支路的电源模块的集成电感具有磁芯和相应的N个绕组，其中N是大于或等于2的整数。磁芯包括相应的N个绕线柱，设置在N个绕线柱的底部的第一盖板和设置在N个绕线柱的顶部并与第一盖板相对的第二盖板，以及设置在第一盖板或第二盖板的两个相对的短边处的两个边柱。两个边柱连接与第一盖板和第二盖板之间。两个边柱以及N个绕线柱沿着直线依次排列。N个绕线柱上可以设置有气隙。
N个绕组分别缠绕在N个绕线柱上，流经各个绕组的电流环绕相应绕线柱产生的磁场方向相同，例如各个绕组的电流均沿顺时针或逆时针方向环绕相应的绕线柱，但绕组及电流绕向并不以此为限。因此，流经各个绕组的电流产生的磁通流经由各个绕组所绕设的绕线柱、第一盖板、两个边柱和第二盖板形成的闭合磁路。流经N个绕组的电流的高频电流分量的相位不同，例如相差360/N°，且N个绕组之间的耦合系数小于0.1，即N个绕组为弱耦合关系。
由于流经各个绕组的电流的高频电流分量的相位不同，因此各个绕组的电流产生的磁通在第一盖板、两个边柱和第二盖板处彼此抵消，从而减少了在两个边柱处的高频叠加磁通的大小，并因此减少了磁芯损耗。此外，对于N个绕线柱的总横截面积和两个边柱的总横截面积的关系，两个边柱的总截面面积等于或大于N个绕线柱的总截面面积的1/2，以两个边柱的总截面面积等于N个绕线柱的总截面面积的1/2为较佳。因此，当N＝3时，以两个边柱的总截面面积等于三个绕线柱的总截面面积的2/3为较佳。综上所述，本发明提出了一种新型集成电感。此集成电感集成了缠绕在依次排列的N个绕线柱上的N个相位交错360/N°的电感(N大于等于2)，通过磁通在集成电感的盖板上、公共柱或边柱的彼此抵消的叠加效果可减小高频磁通密度，进而减小磁芯损耗，高频磁通的闭合磁路遍布几乎整个盖板和公共柱或边柱，从而减少了盖板和公共柱或边柱上的高频磁通密度，从而进一步减少了磁芯损耗。同时，所有电感之间为弱耦合关系，可独立工作，避免漏磁通对其他电器组件的干扰。
虽然上述内容关于本发明的实施例，但在不背离本发明的基本范围的情况下可设想出本发明的其他与进一步实施例，例如，上述不同实施例中不互相排斥元件或结构可以互相组合以形成进一步的实施例，本申请的范围由随附的权利要求书所决定。

Claims (35)

1.一种集成电感，其特征在于，包含：
磁芯，所述磁芯包含：
两个绕线柱，所述两个绕线柱平行设置，每一所述绕线柱上设置有气隙；
第一盖板，设置在所述两个绕线柱的底部；
第二盖板，设置在所述两个绕线柱的顶部并与所述第一盖板相对；和
公共柱，所述公共柱连接于所述第一盖板和所述第二盖板之间，所述公共柱设置在所述两个绕线柱的一侧或两侧；和
两个绕组，分别缠绕在所述两个绕线柱上，其中流经所述两个绕组的每一个的电流的直流电流分量或工频电流分量环绕所述绕线柱的方向相同，并且流经所述两个绕组的每一个的所述电流的高频电流分量相位相差180度，所述两个绕组之间的耦合系数小于0.1。
2.根据权利要求1所述的集成电感，其特征在于，所述公共柱从对应于所述两个绕线柱中第一个绕线柱的位置延伸至对应于所述两个绕线柱中最后一个绕线柱的位置。
3.根据权利要求1所述的集成电感，其特征在于，其中所述公共柱呈一体的长条形，或者，所述公共柱上形成有缺口。
4.根据权利要求3所述的集成电感，其特征在于，其中所述第一盖板和所述第二盖板均呈一体的长条形，或者，所述第一盖板和所述第二盖板上均形成有缺口。
5.根据权利要求1所述的集成电感，其特征在于，所述集成电感用作两个集成的Boost电感、Buck电感或PFC电感。
6.一种电源模块，其特征在于，包含输入端、两个功率转换支路和输出端；
其中所述输入端用于接收输入电压，所述输出端用于输出输出电压，所述两个功率转换支路并联连接，所述两个功率转换支路电气耦接于所述输入端和所述输出端之间；
其中所述两个功率转换支路包含根据权利要求1至5中任一项所述的集成电感。
7.根据权利要求6所述的电源模块，其特征在于，每个所述功率转换支路包含开关器件、二极管和所述集成电感中的一个电感；
在每个所述功率转换支路中，所述电感的第一端电连接所述输入端，所述电感的第二端、所述开关器件的第一端和所述二极管的第一端电连接在一起，所述开关器件的第二端电连接所述输出端的负极，所述二极管的第二端电连接所述输出端的正极。
8.根据权利要求6所述的电源模块，其特征在于，所述电源模块更包含一整流电路，所述整流电路电气串接于所述输入端和所述功率转换支路之间，所述电源模块为PFC电路。
9.一种集成电感，其特征在于，包含：
磁芯，所述磁芯包含：
N个绕线柱，所述N个绕线柱平行设置，每一所述绕线柱上设置有气隙，N是大于或等于2的整数；
第一盖板，设置在所述多个绕线柱的底部；
第二盖板，设置在所述多个绕线柱的顶部并与所述第一盖板相对；和
公共柱，所述公共柱连接于所述第一盖板和所述第二盖板之间，所述公共柱设置在所述N个绕线柱的一侧或两侧，并从对应于所述N个绕线柱中第一个绕线柱的位置延伸至对应于所述N个绕线柱中最后一个绕线柱的位置；和
N个绕组，分别缠绕在所述N个绕线柱上，其中流经所述N个绕组的每一个的电流的直流电流分量或工频电流分量环绕所述绕线柱的方向相同，并且流经所述N个绕组的每一个的所述电流的高频电流分量相位相差360°/N，所述N个绕组两两之间的耦合系数小于0.1。
10.根据权利要求9所述的集成电感，其特征在于，其中N＝3，流经所述三个绕组的每一个的电流的高频电流分量相位相差120°。
11.根据权利要求9所述的集成电感，其特征在于，所述气隙设置在每个所述绕线柱的中间和/或端部。
12.根据权利要求9所述的集成电感，其特征在于，所述N个绕线柱沿一直线依序排列。
13.根据权利要求9所述的集成电感，其特征在于，其中所述公共柱呈一体的长条形，或者，所述公共柱上形成有缺口。
14.根据权利要求13所述的集成电感，其特征在于，其中所述第一盖板和所述第二盖板均呈一体的长条形，或者，所述第一盖板和所述第二盖板上均形成有缺口。
15.根据权利要求9所述的集成电感，其特征在于，所述集成电感用作N个集成的Boost电感、Buck电感或PFC电感。
16.一种电源模块，其特征在于，包含输入端、N个功率转换支路和输出端；
其中所述输入端用于接收输入电压，所述输出端用于输出输出电压，所述N个功率转换支路并联连接，所述N个功率转换支路电气耦接于所述输入端和所述输出端之间；
其中所述N个功率转换支路包含根据权利要求9至15中任一项所述的集成电感。
17.根据权利要求16所述的电源模块，其特征在于，每个所述功率转换支路包含开关器件、二极管和所述集成电感中的一个电感；
在每个所述功率转换支路中，所述电感的第一端电气耦接于所述输入端，所述电感的第二端、所述开关器件的第一端和所述二极管的第一端电连接在一起，所述开关器件的第二端电连接所述输出端的负极，所述二极管的第二端电连接所述输出端的正极。
18.根据权利要求16所述的电源模块，其特征在于，所述电源模块更包含一整流电路，所述整流电路电气串接于所述输入端和所述功率转换支路之间，所述电源模块为PFC电路。
19.一种集成电感，其特征在于，包含：
磁芯，所述磁芯包含：
两个绕线柱，所述两个绕线柱平行设置，每一所述绕线柱上设置有气隙；
第一盖板，设置在所述两个绕线柱的底部；
第二盖板，设置在所述两个绕线柱的顶部并与所述第一盖板相对；和
两个边柱，所述每一个边柱连接于所述第一盖板和所述第二盖板之间，所述两个边柱以及所述两个绕线柱沿一直线设置；和
两个绕组，分别缠绕在所述两个绕线柱上，其中流经所述两个绕组的每一个的电流的直流电流分量或工频电流分量环绕所述绕线柱的方向相同，并且流经所述两个绕组的每一个的所述电流的高频电流分量相位相差180度，所述两个绕组之间的耦合系数小于0.1。
20.如权利要求19所述的集成电感，其特征在于，所述两个绕线柱的每一绕线柱的气隙相等。
21.如权利要求19所述的集成电感，其特征在于，所述两个绕组的匝数相等并且所述绕组设置在对应绕线柱上形成的电感的电感量相等。
22.根据权利要求19所述的集成电感，其特征在于，所述边柱的总截面面积等于或大于所述两个绕线柱的总截面面积的1/2。
23.根据权利要求19所述的集成电感，其特征在于，所述集成电感用于集成两个Boost电感、Buck电感或PFC电感。
24.一种电源模块，其特征在于，包含输入端、两个功率转换支路和输出端；
其中所述输入端用于接收输入电压，所述输出端用于输出输出电压，所述两个功率转换支路并联连接，所述两个功率转换支路电气耦接于所述输入端和所述输出端之间；
其中所述两个功率转换支路包含根据权利要求19至23中任一项所述的集成电感。
25.根据权利要求24所述的电源模块，其特征在于，所述两个功率转换支路为：
两个交错并联的Boost电路；或
两个交错并联的Buck电路；或
两个交错并联的PFC电路。
26.根据权利要求24或25所述的电源模块，其特征在于，所述两个功率转路支路的每一者中的电感为所述电感磁性元件集成电感所构成的两个集成电感中的一者。
27.一种集成电感，其特征在于，包含：
磁芯，所述磁芯包含：
N个绕线柱，所述N个绕线柱平行设置，每一所述绕线柱上设置有气隙，N是大于或等于2的整数；
第一盖板，设置在所述多个绕线柱的底部；
第二盖板，设置在所述多个绕线柱的顶部并与所述第一盖板相对；和
两个边柱，所述每一个边柱连接于所述第一盖板和所述第二盖板之间，所述两个边柱分别设置在所述N个绕线柱的两侧，并且所述两个边柱以及所述N个绕线柱沿一直线设置；和
N个绕组，分别缠绕在所述N个绕线柱上，其中流经所述N个绕组的每一个的电流的直流电流分量或工频电流分量环绕所述绕线柱的方向相同，并且流经所述N个绕组的每一个的所述电流的高频电流分量相位相差360°/N，所述N个绕组两两之间的耦合系数小于0.1。
28.如权利要求27所述的集成电感，其特征在于，所述N个绕线柱的每一绕线柱的气隙相等。
29.如权利要求27所述的集成电感，其特征在于，所述N个绕组的匝数相等并且所述绕组设置在对应中柱上形成的电感的电感量相等。
30.根据权利要求27所述的集成电感，其特征在于，所述边柱的总截面面积等于或大于所述N个绕线柱的总截面面积的1/2。
31.根据权利要求27所述的集成电感，其特征在于，其中N＝3，所述边柱的总截面面积等于或大于所述N个绕线柱的总截面面积的2/3。
32.根据权利要求27所述的集成电感，其特征在于，所述集成电感用于集成N个Boost电感、Buck电感或PFC电感。
33.一种电源模块，其特征在于，包含输入端、N个功率转换支路和输出端；
其中所述输入端用于接收输入电压，所述输出端用于输出输出电压，所述N个功率转换支路并联连接，所述N个功率转换支路电气耦接于所述输入端和所述输出端之间；
其中所述N个功率转换支路包含根据权利要求27至32中任一项所述的集成电感。
34.根据权利要求33所述的电源模块，其特征在于，所述N个功率转换支路为：
N个交错并联的Boost电路；或
N个交错并联的Buck电路；或
N个交错并联的PFC电路。
35.根据权利要求33或34所述的电源模块，所述N个功率转路支路的每一者中的电感为所述集成电感的N个电感中的一者。
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