CN107040141A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的开关电源装置具备：N个(N：大于等于2的整数)变压器；N个逆变器电路；以包含{2×(N+1)}个整流元件、扼流线圈和电容元件的方式构成的整流平滑电路；以与在N个变压器中形成的各个磁路链接的方式配置的附加绕组；以及进行切换驱动的驱动单元。在整流平滑电路中，(N+1)根杆件互相并联配置于输出端子对之间，并且(N+1)根杆件各自具有以同一方向互相串联配置的2个整流元件，N个变压器的二次绕组分别以H桥式单独连接于(N+1)根杆件中的互相邻接的杆件彼此之间，并且对N个变压器的二次绕组中的至少1个串联有附加绕组，扼流线圈配置于(N+1)根杆件与电容元件之间。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及一种使用开关元件进行电压变换的开关电源装置。
背景技术
作为开关电源装置的一个例子，提出了各种DC-DC切换器，已被投入实际使用(例如，专利文献1、2)。这种DC-DC切换器一般来说，具备：包含开关元件的开关电路(逆变器电路)、电力变压器(变压元件)、和整流平滑电路。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2009/0196072号说明书
专利文献2：美国专利第8780585号说明书
发明内容
然而，像这样的DC-DC切换器等开关电源装置一般来说，期望提高电力转换效率。
因此，期望提供一种可以容易地提高电力转换效率的开关电源装置。
本发明的一种实施方式的开关电源装置具备：输入端子对，输入输入电压；输出端子对，输出输出电压；N个(N：大于等于2的整数)变压器，各自具有一次绕组和二次绕组；N个逆变器电路，互相并联配置在输入端子对与一次绕组之间，各自以包含开关元件的方式构成；整流平滑电路，配置在输出端子对与二次绕组之间，并且以包含{2×(N+1)}个整流元件、扼流线圈、和配置在输出端子对之间的电容元件的方式构成；附加绕组，以与在N个变压器中形成的各个磁路链接的方式配置；以及驱动单元，进行分别控制N个逆变器电路的开关元件的动作的切换驱动。在整流平滑电路中，(N+1)根杆件互相并联配置于输出端子对之间，并且(N+1)根杆件各自具有以同一方向互相串联配置的2个整流元件；N个变压器的二次绕组分别以H桥式单独连接于(N+1)根杆件中的互相邻接的杆件彼此之间，并且对N个变压器的二次绕组中的至少1个串联有附加绕组；扼流线圈配置于(N+1)根杆件与电容元件之间。
附图说明
图1是表示本发明的一种实施方式的开关电源装置的概略结构例子的电路图。
图2是表示图1所示的开关电路的详细结构例子的电路图。
图3是图1所示的变压器等的详细结构例子的示意图。
图4是表示图1所示的开关电源装置的动作例子的时序波形图。
图5是表示图1所示的开关电源装置的工作状态例子的电路图。
图6是表示继图5之后的工作状态例子的电路图。
图7是表示继图6之后的工作状态例子的电路图。
图8是表示继图7之后的工作状态例子的电路图。
图9是用于说明串联状态时的磁路的示意图。
图10是用于说明并联状态时的磁路的示意图。
图11是串联状态和并联状态时的工作状态例子的示意图。
图12是表示串联状态和并联状态时的工作状态例子的电路图。
图13是图12所示的工作状态例子的示意图。
图14是表示变形例1的开关电源装置的概略结构例子的电路图。
图15是图14所示的整流平滑电路内的工作状态例子的示意图。
图16是变形例2的开关电源装置的概略结构例子的示意图。
图17是变形例3的开关电源装置的概略结构例子的电路图。
图18是变形例4的开关电源装置的概略结构例子的电路图。
图19是表示变形例5的整流平滑电路的结构例子的电路图。
符号的说明
1,1A,1B,1C,1D 开关电源装置
10 电池
2,2C,2D 开关电路
21,22 半桥电路(逆变器电路)
31,32 变压器
311,321 一次绕组
312,322 二次绕组
332,332a,332b,342,342a,342b 附加绕组
4,4C,4D,4E 整流平滑电路
411,412,421,422,431,432 整流二极管
5 驱动电路
7 负载
T1,T2 输入端子
T3,T4 输出端子
L1H 一次侧高压线
L1L 一次侧低压线
LO 输出线
LG 接地线
Vin 直流输入电压
Vout 直流输出电压
Iout 输出电流
Ia～Il 回线电流
Cout 输出平滑电容器
S1～S4 开关元件
SG1～SG4 驱动信号
D1～D4,D51,D52 二极管
C1～C4,C51,C52,C61,C62 电容器
Lr 谐振电感器
Lch 扼流线圈
UC 上部芯
DC 下部芯
UCb,DCb 基芯(基体部)
UC0 足部(中足部)
UC1,UC2 足部(外足部)
P1～P11,Px 连接点
B1,B2 磁路(环磁路)
t0～t8 时间
相位差
ΔTs 串联状态期间
ΔTp 并联状态期间
具体实施方式
下面参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。再有，说明按以下的顺序进行。
1.实施方式(设置2个逆变器电路·变压器的例子)
2.变形例
变形例1(在2个二次绕组的双方串联有附加绕组的例子)
变形例2(在变压器的磁芯的中足部选择性地卷绕有各个绕组的例子)
变形例3(在开关电路内设置有用于防止偏励磁的电容元件的例子)
变形例4(在开关电路内设置有用于反向电压钳位的整流元件的例子)
变形例5(整流平滑电路内的扼流线圈的其他结构例子)
3.其他变形例
<1.实施方式>
[结构]
图1是表示本发明的一种实施方式的开关电源装置(开关电源装置1)的概略结构例子的电路图。该开关电源装置1将由电池10(第一电池)供给的直流输入电压Vin变压成直流输出电压Vout，供应给未图示的第二电池用来驱动负载7，从而发挥作为DC-DC切换器的功能。在这里，作为开关电源装置1的变压形态，可以是上变换(升压)和下变换(降压)中的任何一种。
再有，直流输入电压Vin对应于本发明的“输入电压”的一个具体例子，直流输出电压Vout对应于本发明的“输出电压”的一个具体例子。
开关电源装置1具备：2个输入端子T1,T2、2个输出端子T3,T4、1个开关电路2、2个变压器31,32、整流平滑电路4、以及驱动电路5。在输入端子T1、T2之间输入直流输入电压Vin，从输出端子T3、T4之间输出直流输出电压Vout。
在这里，输入端子T1、T2对应于本发明的“输入端子对”的一个具体例子，输出端子T3、T4对应于本发明的“输出端子对”的一个具体例子。
再有，在该开关电源装置1中，也可以在连接于输入端子T1的一次侧高压线L1H与连接于输入端子T2的一次侧低压线L1L之间配置输入平滑电容器Cin。具体地说，也可以将该输入平滑电容器Cin的第一端连接于一次侧高压线L1H，并且将该输入平滑电容器Cin的第二端连接于一次侧低压线L1L。该输入平滑电容器Cin是用于使从输入端子T1、T2输入的直流输入电压Vin平滑化的电容器。但是，在图1所示的电路结构例子中，因为后述的开关电路2内的2个电容器C51、C52也分别发挥作为输入平滑电容器的功能，所以在本例中没有设置输入平滑电容器Cin。
(开关电路2)
开关电路2配置在输入端子T1,T2、与后述的变压器31,32的一次绕组311,321之间。开关电路2如图1所示，具有：4个开关元件S1～S4、4个二极管D1～D4、6个电容器C1～C4,C51,C52。在该开关电路2中，如图1所示，开关元件S1,S2、开关元件S3,S4、与电容器C51,C52在输入端子T1,T2之间互相并联配置。
图2表示开关电路2的详细结构例子的电路图。该开关电路2如图2的(A)、图2的(B)所示，以包含2个逆变器电路(桥接电路)的方式构成。具体地说，开关电路2包含：图2的(A)所示的半桥电路21、图2的(B)所示的半桥电路22。
再有，这些半桥电路21、22分别对应于本发明的“逆变器电路”的一个具体例子。
半桥电路21如图2的(A)所示，具有：2个开关元件S1,S2、分别对这些开关元件S1,S2并联连接的电容器C1,C2和二极管D1,D2、以及2个电容器C51,C52。另一方面，半桥电路22如图2的(B)所示，具有：2个开关元件S3,S4、分别对这些开关元件S3,S4并联连接的电容器C3,C4和二极管D3,D4、以及2个电容器C51,C52。总之，电容器C51、C52分别为2个半桥电路21、22的共用元件。再有，二极管D1～D4都是：阴极配置在一次侧高压线L1H侧，并且阳极配置在一次侧低压线L1L侧，成为反方向连接状态。
在半桥电路21中，如图2的(A)所示，开关元件S1,S2各自的第一端、电容器C1,C2各自的第一端、二极管D1的阳极、与二极管D2的阴极在连接点P1互相连接。电容器C51、C52的第一端彼此在连接点P3互相连接。开关元件S1的第二端、电容器C1的第二端、二极管D1的阴极、与电容器C51的第二端在一次侧高压线L1H上的连接点P4互相连接。开关元件S2的第二端、电容器C2的第二端、二极管D2的阳极、与电容器C52的第二端在一次侧低压线L1L上的连接点P5互相连接。在连接点P1、P3之间，插入配置有后述的变压器31的一次绕组311。在具有这样的结构的半桥电路21中，通过按照由后述的驱动电路5供给的驱动信号SG1、SG2，各个开关元件S1、S2进行导通·切断动作，将施加在输入端子T1、T2之间的直流输入电压Vin变换成交流电压向变压器31输出。
在半桥电路22中，如图2的(B)所示，开关元件S3,S4各自的第一端、电容器C3,C4各自的第一端、二极管D3的阳极、与二极管D4的阴极在连接点P2互相连接。开关元件S3的第二端、电容器C3的第二端、二极管D3的阴极、与电容器C51的第二端在上述连接点P4互相连接。开关元件S4的第二端、电容器C4的第二端、二极管D4的阳极、与电容器C52的第二端在上述连接点P5互相连接。在连接点P2、P3之间，插入配置有后述的变压器32的一次绕组321。在具有这样的结构的半桥电路22中，通过按照由后述的驱动电路5供给的驱动信号SG3、SG4，各个开关元件S3、S4进行导通·切断动作，将直流输入电压Vin变换成交流电压向变压器32输出。
在这里，作为开关元件S1～S4，例如使用场效应晶体管(MOS-FET：Metal OxideSemiconductor-Field Effect Transistor)、IGBT(Insulated Gate BipolorTransistor)等开关元件。在使用MOS-FET作为开关元件S1～S4的情况下，电容器C1～C4和二极管D1～D4可以分别由该MOS-FET的寄生电容或寄生二极管构成。另外，电容器C1～C4也可以分别由二极管D1～D4的结电容构成。在像这样构成的情况下，不需要在开关元件S1～S4之外另外设置电容器C1～C4、二极管D1～D4，从而可以使开关电路2(半桥电路21、22)的电路结构简化。
(变压器31、32和附加绕组332)
变压器31如图1所示，具有互相磁耦合的一次绕组311和二次绕组312。一次绕组311的第一端连接于连接点P3，第二端连接于连接点P1。二次绕组312的第一端连接于后述的整流平滑电路4内的连接点P7，第二端连接于整流平滑电路4内的连接点P8。再有，在图1中，对这些一次绕组311和二次绕组312的卷绕开始的位置分别用黑圆点(“●”)的符号表示，以下同样。该变压器31对由半桥电路21生成的交流电压(输入变压器31的交流电压)进行电压变换，并从二次绕组312的端部输出交流电压。再有，这种情况下的电压变换程度由一次绕组311的匝数Np1与二次绕组312的匝数Ns1的匝数比(＝Np1/Ns1)来决定。
变压器32也同样如图1所示，具有互相磁耦合的一次绕组321和二次绕组322。一次绕组321的第一端连接于连接点P3，第二端连接于连接点P2。二次绕组322的第一端连接于后述的整流平滑电路4内的连接点P8，第二端连接于整流平滑电路4内的连接点P10。再有，在图1中，对这些一次绕组321和二次绕组322的卷绕开始的位置分别用黑圆点的符号表示，以下同样。该变压器32对由半桥电路22生成的交流电压(输入变压器32的交流电压)进行电压变换，并从二次绕组322的端部输出交流电压。再有，这种情况下的电压变换程度由一次绕组321的匝数Np2与二次绕组322的匝数Ns2的匝数比(＝Np2/Ns2)来决定。
这里在本实施方式中，如以下的(1)式所示，变压器31的一次绕组311的匝数Np1与二次绕组312的匝数Ns1的匝数比(＝Np1/Ns1)等于变压器32的一次绕组321的匝数Np2与二次绕组322的匝数Ns2的匝数比(＝Np2/Ns2)。
(Np1/Ns1)＝(Np2/Ns2)……(1)
附加绕组332如图1所示，是对变压器31、32的二次绕组312、322中的至少1个(在本例中，为其中的二次绕组322)串联的绕组。该附加绕组332以与在变压器31、32中形成的各个磁路(后述的磁路B1、B2)链接的方式配置，对此在后面详细叙述(图9～图11)。另外，在等效电路上如图1所示，该附加绕组332由附加绕组332a和附加绕组332b构成，该附加绕组332a与二次绕组312、322中的一方(二次绕组312)磁耦合，该附加绕组332b与二次绕组312、322中的另一方(二次绕组322)磁耦合。于是，通过这些附加绕组332a、332b彼此互相串联，构成整个附加绕组332。
再有，这些附加绕组332a、332b中的附加绕组332a对应于本发明的“第一附加绕组”的一个具体例子，附加绕组332b对应于本发明的“第二附加绕组”的一个具体例子。
在这里，图3用分解立体图示意性地表示：图1所示的开关电路2和整流平滑电路4的电路结构、以及上述变压器31、32和附加绕组332的详细结构例子。再有，在该图3中，为了方便起见，将上述2个附加绕组332a、332b一起作为附加绕组332图示，并且在以后同样的附图中，也一起图示。
这些2个变压器31、32在本例中如图3所示，由1个磁性元件构成。具体地说，该1个磁性元件具有：包含互相对向配置的上部芯UC和下部芯DC的芯部材料(磁芯)、以及上述各个绕组(一次绕组311,321、二次绕组312,322和附加绕组332)。再有，这些各个绕组使用印刷线圈或金属板(板状部件)构成，该印刷线圈或金属板由例如铜(Cu)、铝(Al)等导电材料构成。另外，上部芯UC和下部芯DC分别由例如铁氧体等磁性材料构成。
包含上部芯UC和下部芯DC的磁芯在本例中如图3所示，由所谓的EI芯(具有EI型形状的磁芯)构成。具体地说，上部芯UC具有板状的基芯UCb和3个足部(足部UC0、UC1、UC2)，该基芯UCb在水平方向延伸，该3个足部沿着该基芯UCb的延伸方向(水平面内的一个方向)隔着间隙并列配置且沿着垂直方向延伸。足部UC0配置在基芯UCb的延伸方向的中央附近(足部UC1、UC2之间)，构成中足部。足部UC1、UC2分别配置在基芯UCb的延伸方向的两端部，构成外足部。这些足部UC1、UC2共用足部UC0且与该足部UC0一起分别构成环磁路(后述的磁路B1、B2)(参照后述的图9～图11)。另一方面，下部芯DC具有在水平方向延伸的板状的基芯DCb。
对于这样的包含上部芯UC和下部芯DC的磁芯(1个EI芯)，卷绕有上述各个绕组(一次绕组311,321、二次绕组312,322和附加绕组332)。具体地说,在本例中，对于足部UC1，一次绕组311和二次绕组312以互相分离的方式分别在水平面内卷绕。另外，对于足部UC2，一次绕组321和二次绕组322以互相分离的方式分别在水平面内卷绕。并且，对于足部UC0，附加绕组332(附加绕组332a、332b)在水平面内卷绕。
在这里，上部芯UC和下部芯DC对应于本发明的“磁芯”的一个具体例子。另外，足部UC0对应于本发明的“中足部”的一个具体例子，足部UC1、UC2分别对应于本发明的“多个外足部”的一个具体例子。
(整流平滑电路4)
整流平滑电路4如图1所示，配置在变压器31、32的二次绕组312、322和附加绕组332与输出端子T3、T4之间。该整流平滑电路4具有：6个整流二极管411,412,421,422,431,432、1个扼流线圈Lch、和1个输出平滑电容器Cout。
再有，整流二极管411、412、421、422、431、432分别对应于本发明的“整流元件”的一个具体例子，输出平滑电容器Cout对应于本发明的“电容元件”的一个具体例子。
在该整流平滑电路4中，形成有各自包含以同一方向互相串联配置的2个整流二极管的3根杆件。具体地说，通过整流二极管411、412形成第一杆件，通过整流二极管421、422形成第二杆件，通过整流二极管431、432形成第三杆件。另外，这些第一～第三杆件在输出端子T3、T4之间互相并联配置。具体地说，第一～第三杆件的第一端彼此的连接点(连接点Px)通过扼流线圈Lch和输出线LO连接于输出端子T3，第一～第三杆件的第二端彼此的连接点连接于从输出端子T4延伸的接地线LG。
在第一杆件中，整流二极管411、412的阴极分别配置在该第一杆件的上述第一端侧，并且整流二极管411、412的阳极分别配置在该第一杆件的上述第二端侧。具体地说，整流二极管411的阴极连接于连接点Px，整流二极管411的阳极与整流二极管412的阴极在连接点P7互相连接，整流二极管412的阳极连接于接地线LG。
同样，在第二杆件中，整流二极管421、422的阴极分别配置在该第二杆件的上述第一端侧，并且整流二极管421、422的阳极分别配置在该第二杆件的上述第二端侧。具体地说，整流二极管421的阴极连接于连接点Px，整流二极管421的阳极与整流二极管422的阴极在连接点P8互相连接，整流二极管422的阳极连接于接地线LG。
同样，在第三杆件中，整流二极管431、432的阴极分别配置在该第三杆件的上述第一端侧，并且整流二极管431、432的阳极分别配置在该第三杆件的上述第二端侧。具体地说，整流二极管431的阴极连接于连接点Px，整流二极管431的阳极与整流二极管432的阴极在连接点P9互相连接，整流二极管432的阳极连接于接地线LG。
另外，在这些第一～第三杆件中的相互邻接的杆件彼此之间，变压器31、32的二次绕组312、322等以H桥式连接。具体地说，在相互邻接的第一杆件与第二杆件之间，变压器31的二次绕组312以H桥式连接。另外，在相互邻接的第二杆件与第三杆件之间，变压器32的二次绕组322和前述附加绕组332以互相串联的状态、H桥式连接。更具体地说，如图1所示，在第一杆件上的连接点P7与第二杆件上的连接点P8之间，插入配置有二次绕组312，并且在第二杆件上的连接点P8与第三杆件上的连接点P9之间，插入配置有二次绕组322和附加绕组332。另外，在本例中，在第二杆件与第三杆件之间，二次绕组322配置在第二杆件侧(连接点P8侧)，并且附加绕组332配置在第三杆件侧(连接点P9侧)。并且，在该附加绕组332中，附加绕组332a配置在二次绕组322侧(连接点P10侧)，并且附加绕组332b配置在第三杆件侧(连接点P9侧)。
在这样的第一～第三杆件与输出平滑电容器Cout之间，配置有扼流线圈Lch。具体地说，在这些第一～第三杆件的上述第一端彼此的连接点(连接点Px)与输出平滑电容器Cout的第一端之间，通过输出线LO插入配置有扼流线圈Lch。另外，第一～第三杆件的上述第二端彼此的连接点在接地线LG上连接于输出平滑电容器Cout的第二端。
关于这样的结构的整流平滑电路4，在由整流二极管411、412、421、422、431、432构成的整流电路中，对由变压器31、32输出的交流电压进行整流并输出。另外，在由扼流线圈Lch和输出平滑电容器Cout构成的平滑电路中，对被上述整流电路整流过的电压进行平滑化，由此生成直流输出电压Vout。再有，像这样生成的直流输出电压Vout从输出端子T3、T4向第二电池(未图示)输出、供电。
(驱动电路5)
驱动电路5是进行分别控制开关电路2(半桥电路21、22)内的开关元件S1～S4的动作的切换驱动的电路。具体地说，驱动电路5通过对开关元件S1～S4分别供给驱动信号SG1～SG4，来控制各个开关元件S1～S4的导通·切断动作。
这里在本实施方式中，驱动电路5以使2个半桥电路21、22等在彼此之间具有相位差(后述的相位差)的条件下工作的方式，进行切换驱动。换句话说，该驱动电路5通过对开关元件S1～S4进行切换相位控制，适当地设定上述相位差，来使直流输出电压Vout稳定化。另外，这时驱动电路5以在2个半桥电路21、22中，例如各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值(优选最大值)的方式，进行切换驱动，对此在后面详细叙述。再有，该驱动电路5对应于本发明的“驱动单元”的一个具体例子。
[动作和作用·效果]
(A.基本动作)
在该开关电源装置1中，通过在开关电路2(半桥电路21、22)中，对从输入端子T1、T2供给的直流输入电压Vin进行转换，生成交流电压。该交流电压被提供给变压器31、32的一次绕组311、321。然后，在变压器31、32中，对该交流电压进行变压，并从二次绕组312、322等输出被变压后的交流电压。
在整流平滑电路4中，从变压器31、32等输出的交流电压(被变压后的交流电压)由整流二极管411、412、421、422、431、432整流之后，通过扼流线圈Lch和输出平滑电容器Cout进行平滑化。由此，从输出端子T3、T4输出直流输出电压Vout。然后，该直流输出电压Vout被提供给未图示的第二电池以供其充电，并且驱动负载7。
(B.详细动作)
其次，参照图4～图8，对开关电源装置1的详细动作进行说明。
图4是表示开关电源装置1的各部分的电压波形或电流波形的时序波形图。具体地说，图4的(A)～图4的(D)表示驱动信号SG1～SG4的各个电压波形。图4的(E)～图4的(L)表示如图1中所示的分别流经整流二极管411、412、421、422、431、432的电流I411、I412、I421、I422、I431、I432与分别流经一次绕组321、311的电流I321、I311的各个电流波形。图4的(M)表示如图1中所示的分别流经开关元件S3、S4的电流IS3、IS4的各个电流波形，图4的(O)表示如图1中所示的分别流经开关元件S1、S2的电流IS1、IS2的各个电流波形。图4的(N)、图4的(P)表示如图1中所示的显示前述连接点P2、P1的电位的电压Vp2、Vp1的各个电压波形。图4的(Q)表示如图1中所示的流经扼流线圈Lch的电流ILch的电流波形。图4的(R)表示如图1中所示的施加在前述连接点Px与接地线LG之间的电压VPx的电压波形。再有，各个电压和各个电流的方向分别以图1中的箭头所示的方向为正方向。
另外，图5～图8分别表示图4中所示的各时间(时间t0～t4)的开关电源装置1的工作状态的电路示意图。再有，图4所示的动作是时间t0～t4(前半部分的半周期份)的动作与时间t4～t8(＝t0)(后半部分的半周期份)的动作合并的1周期份的动作。
(B-1.前半部分的半周期份动作)
最初，参照图4～图8，对前半部分的半周期份(时间t0～t4)动作进行说明。
从开关元件S1～S4的驱动信号SG1～SG4(图4的(A)～(D))看，可知这些开关元件S1～S4被区分为2个开关元件对。具体地说，开关元件S1、S2全都被控制为在时间轴上的固定时间导通，被称为“相位固定侧开关元件”。另外，开关元件S3、S4全都被控制为在时间轴上的可变时间导通，被称为“相位移动侧开关元件”。
另外，这些开关元件S1～S4在切换动作的任何状态下，也在施加有直流输入电压Vin的输入端子T1、T2不发生电短路的组合和时间的情况下被驱动。具体地说，开关元件S3、S4(相位移动侧开关元件)彼此不会同时导通，另外，开关元件S1、S2(相位固定侧开关元件)彼此也不会同时导通。为了避免它们同时导通而设定的时间间隔被称为“死区时间”。另外，2个半桥电路21、22彼此(开关元件S1、S2与开关元件S3、S4)如图4中所示，在动作时具有相位差总之，驱动电路5对这些开关元件S1～S4进行切换相位控制。
(时间t0～t1)
首先，在时间t0之前的期间，开关元件S2、S4为导通状态，并且开关元件S1、S3为切断状态(图4的(A)～图4的(D))。其次，在时间t0～t1期间，首先，在即将为时间t0前，开关元件S2变为切断状态(图4的(B))，并且在时间t0，开关元件S1变为导通状态(图4的(A))。
总之，如图5所示，在该时间t0～t1期间，开关元件S1、S4分别为导通状态，并且开关元件S2、S3分别为切断状态。因此，在变压器31、32的一次侧(开关电路2)，分别流过经由以下路径的回线电流Ia、Ib、Ic(图4的(K)～图4的(P))。具体地说，回线电流Ia以依次经由电池10、输入端子T1、电容器C51、电容器C52、输入端子T2和电池10而循环的方式流动。回线电流Ib以依次经由一次绕组311、电容器C51、开关元件S1和一次绕组311而循环的方式流动。回线电流Ic以依次经由一次绕组321、开关元件S4、电容器C52和一次绕组321而循环的方式流动。
这样做，如图5所示，变压器31、32的一次绕组311、321分别励磁为它们的卷绕开始侧是正方向。因此，在变压器31、32的二次绕组312、322和附加绕组332(附加绕组332a、332b)中，也分别以它们的卷绕开始侧为正方向的方式输出电压。
因此，在该时间t0～t1期间，在变压器31、32的二次侧(整流平滑电路4)，分别流过经由以下路径的回线电流Id和输出电流Iout(图4的(E)～图4的(J)、图4的(Q)、图4的(R))。回线电流Id以依次经由二次绕组312、整流二极管411、扼流线圈Lch、输出平滑电容器Cout、整流二极管432、附加绕组332(附加绕组332b、332a)、二次绕组322和二次绕组312而循环的方式流动。总之，这时整流二极管411、432分别成为导通。另外，这时扼流线圈Lch由来自变压器31、32的二次绕组312、322和附加绕组332的各个输出电压V312、V322、V332的相互之和与直流输出电压Vout的电位差(V312+V322+V332-Vout)励磁。再有，这时如果将来自附加绕组332a、332b的各个输出电压作为V332a、V332b，那么来自附加绕组332的输出电压V332为V332＝(V332a+V332b)。另一方面，输出电流Iout以依次经由输出平滑电容器Cout、输出端子T3、负载7、输出端子T4和输出平滑电容器Cout而循环的方式流动，由此驱动负载7。
这样做，该时间t0～t1期间成为通过如下“串联状态(串联模式)”，从变压器31、32的一次侧向二次侧传送电力的期间。也就是说，在时间t0～t1期间，2个二次绕组312、322和附加绕组332(2个附加绕组332a、332b)彼此成为互相串联的状态(4串联状态)。换句话说，如图4中所示，时间t0～t1期间成为二次绕组312、322和附加绕组332a、332b的串联状态期间ΔTs。
(时间t1～t2)
其次，在时间t1～t2期间，首先，在时间t1，开关元件S4变为切断状态(图4的(D))。
于是，如图6所示，在变压器31、32的一次侧，经由以下路径的回线电流Ie、If与上述回线电流Ia、Ib一起分别流动(图4的(K)～图4的(P))。具体地说，回线电流Ie以依次经由一次绕组321、电容器C3、电容器C51和一次绕组321而循环的方式流动。回线电流If以依次经由一次绕组321、电容器C4、电容器C52和一次绕组321而循环的方式流动。
这些回线电流Ie、If(相当于后述的“循环电流”)由积蓄在变压器32的漏感器(未图示)上的能量而流动，并且以维持到目前为止的电流方向的方式流动。换句话说，通过该变压器32的漏感器与电容器C3、C4、C51、C52共同构成LC谐振电路，进行LC谐振动作，从而使这样的回线电流Ie、If流动。由于这些回线电流Ie、If流动，电容器C3被放电、且电容器C4被充电，其结果是：积蓄在变压器32的漏感器上的能量向一次侧的电容器C51再生。
接着，如果这样的从电容器C3的放电和向电容器C4的充电结束，那么作为开关元件S3的体二极管的二极管D3导通。于是，通过使回线电流流过作为开关元件S3的替代品的该二极管D3，从而进行向上述电容器C51的再生。另外，这时，在变压器32的一次绕组321中，其卷绕结束侧成为正方向。
接着，以这种方式在二极管D3导通的状态下，开关元件S3变为导通状态(图4的(C))。因此,能够实现ZVS(零电压·切换)动作，其结果是：开关元件S3的损失(切换损失)降低。
另外，如果向上述电容器C51的再生结束，那么流过变压器32的一次绕组321的电流的方向反转，其结果是：在该一次绕组321中，以其卷绕结束侧为正方向的方式开始励磁。
伴随这样在一次侧的电流反转，在变压器31、32的二次侧，如下所述(图4的(E)～图4的(J)、图4的(Q)、图4的(R))。也就是说，伴随对变压器32的一次绕组321的施加电压的反转，来自该变压器32的二次绕组322的输出电压V322、和来自附加绕组332b的输出电压V332b也分别反转。于是，各个输出电压V322、V332b以这些二次绕组322和附加绕组332b的卷绕结束侧为正方向的方式输出。另外，伴随来自附加绕组332a、332b的输出电压V332a、V332b彼此互相抵消，来自整个附加绕组332的输出电压V332成为0(零)V，对此在后面详细叙述。
因此，在变压器31、32的二次侧，如图6所示，作为前述回线电流Id的替代，分别流过经由以下路径的回线电流Ig、Ih。回线电流Ig以依次经由二次绕组312、整流二极管411、扼流线圈Lch、输出平滑电容器Cout、整流二极管422和二次绕组312而循环的方式流动。另外，回线电流Ih以依次经由二次绕组322、附加绕组332(附加绕组332a、332b)、整流二极管431、扼流线圈Lch、输出平滑电容器Cout、整流二极管422和二次绕组322而循环的方式流动。总之，这时，整流二极管422、431分别导通，另一方面，整流二极管432为非导通状态。另外，这时扼流线圈Lch由来自变压器31的输出电压V312与直流输出电压Vout的电位差(V312-Vout)而励磁。
这样做在时间t2，通过如下“并联状态(并联模式)”成为从变压器31、32的一次侧向二次侧传送电力的期间。也就是说，在时间t2，二次绕组312与二次绕组322和附加绕组332(附加绕组332a、332b)成为互相并联的状态(2并联状态)。换句话说，如图4中所示，在时间t2，成为二次绕组312、322和附加绕组332a、332b的并联状态期间ΔTp。这样做，可以从前述串联状态期间ΔTs(基于串联模式的电力传送期间：时间t0～t1)，经过从串联状态向并联状态转化的期间(时间t1～t2)，向时间t2以后(时间t2～t3)的并联状态期间ΔTp(基于并联模式的电力传送期间)转化。再有，如前所述，在变压器32的一次绕组321中，其卷绕结束侧为正方向的励磁开始的时刻相当于时间t2。
(时间t2～t3)
其次，如图7所示，在时间t2～t3期间，开关元件S1、S3分别为导通状态，并且开关元件S2、S4分别为切断状态(图4的(A)～图4的(D))。因此，在该时间t2～t3期间，在变压器31、32的一次侧，经由以下路径的回线电流Ii与前述回线电流Ia、Ib一起流动(图4的(K)～图4的(P))。具体地说，该回线电流Ii以依次经由一次绕组321、电容器C51、开关元件S3和一次绕组321而循环的方式流动。
这样做，如图7所示，在变压器31的一次绕组311中，励磁为其卷绕开始侧是正方向；另一方面，在变压器32的一次绕组321中，励磁为其卷绕结束侧是正方向。
因此，在变压器31的二次绕组312中，也以其卷绕开始侧为正方向的方式输出电压；另一方面，在变压器32的二次绕组322中，也以其卷绕结束侧为正方向的方式输出电压。另外，伴随来自附加绕组332a、332b的输出电压V332a、V332b彼此互相抵消，来自整个附加绕组332的输出电压V332成为0(零)V，对此在后面详细叙述。
其结果是：在该时间t2～t3期间，在变压器31、32的二次侧(整流平滑电路4)，分别流过前述的回线电流Ig、Ih和输出电流Iout(图4的(E)～图4的(J)、图4的(Q)、图4的(R))。
在这里，如图4所示，该时间t2～t3期间成为并联状态期间ΔTp(基于并联模式的电力传送期间)。因此，如图7所示，流过扼流线圈Lch的电流分流成二次绕组312侧(回线电流Ig)与二次绕组322和附加绕组332侧(回线电流Ih)。另外，与变压器31的一次绕组311串联的漏感器(未图示)因为发挥作为电流源的功能，所以试图维持流动的电流。
因此，在该时间t2～t3期间，流过二次绕组312的回线电流Ig的大小如下所述。也就是说，首先，从与流过扼流线圈Lch的电流等值开始，并且之后，相应于流过二次绕组322和附加绕组332的回线电流Ih的比率逐渐增加的份，该回线电流Ig的比率逐渐减少。
(时间t3～t4)
其次，在时间t3～t4期间，首先，在时间t3，开关元件S1为切断状态(图4的(A))。
于是，如图8所示，在变压器31、32的一次侧，经由以下路径的回线电流Ij、Ik与前述回线电流Ia、Ii一起分别流动(图4的(K)～图4的(P))。具体地说，回线电流Ij以依次经由一次绕组311、电容器C51、电容器C1和一次绕组311而循环的方式流动。回线电流Ik以依次经由一次绕组311、电容器C52、电容器C2和一次绕组311而循环的方式流动。
这些回线电流Ij、Ik(相当于后述的“循环电流”)由积蓄在变压器31的漏感器(未图示)上的能量而流动，并且以维持到目前为止的电流方向的方式流动。换句话说，通过该变压器31的漏感器与电容器C1、C2、C51、C52共同构成LC谐振电路，进行LC谐振动作，从而使这样的回线电流Ij、Ik流动。由于这些回线电流Ij、Ik流动，电容器C2被放电、且电容器C1被充电，其结果是：积蓄在变压器31的漏感器上的能量向一次侧的电容器C52再生。
接着，如果这样的从电容器C2的放电和向电容器C1的充电结束，那么作为开关元件S2的体二极管的二极管D2导通。于是，通过使回线电流流过作为开关元件S2的替代品的该二极管D2，从而进行向上述电容器C52的再生。另外，这时，在变压器31的一次绕组311中，其卷绕结束侧为正方向。
接着，以这种方式在二极管D2导通的状态下，开关元件S2变为导通状态(图4的(B))。因此,能够实现ZVS动作，其结果是：开关元件S2的损失(切换损失)降低。
另外，如果向上述电容器C52的再生结束，那么流过变压器31的一次绕组311的电流的方向反转，其结果是：在该一次绕组311中，以其卷绕结束侧为正方向的方式开始励磁。再有，在变压器32的一次绕组321中，继续以其卷绕结束侧为正方向的方式励磁。
因此，在变压器31、32的二次侧，如下所述(图4的(E)～图4的(J)、图4的(Q)、图4的(R))。也就是说，伴随对变压器31的一次绕组311的施加电压的反转，来自该变压器31的二次绕组312的输出电压V312也反转，输出电压V312以二次绕组312的卷绕结束侧为正方向的方式输出。另外，伴随对该变压器31的一次绕组311的施加电压的反转，在附加绕组332a、332b中，也分别以它们的卷绕结束侧为正方向的方式输出输出电压V332a、V332b。再有，在变压器32的一次绕组321中，继续以其卷绕结束侧为正方向的方式输出输出电压V322。
因此，在变压器31、32的二次侧，如图8所示，作为前述回线电流Ig、Ih的替代，流过经由以下路径的回线电流Il。该回线电流Il以依次经由二次绕组312、二次绕组322、附加绕组332(附加绕组332a、332b)、整流二极管431、扼流线圈Lch、输出平滑电容器Cout、整流二极管412和二次绕组312而循环的方式流动。总之，这时，整流二极管412导通，另一方面，整流二极管411、422分别为非导通状态。另外，这时扼流线圈Lch由来自变压器31、32的二次绕组312、322和附加绕组332的各个输出电压V312、V322、V332的相互之和与直流输出电压Vout的电位差(V312+V322+V332-Vout)励磁。
这样做在时间t4，通过如下“串联状态(串联模式)”成为从变压器31、32的一次侧向二次侧传送电力的期间。也就是说，在时间t4，二次绕组312与二次绕组322和附加绕组332(附加绕组332a、332b)成为互相串联的状态(4串联状态)。换句话说，如图4中所示，在时间t4，成为二次绕组312、322和附加绕组332a、332b的串联状态期间ΔTs。这样做，可以从前述并联状态期间ΔTp(基于并联模式的电力传送期间：时间t2～t3)，经过从并联状态向串联状态转化的期间(时间t3～t4)，向时间t4以后(时间t4～t5)的串联状态期间ΔTs(基于串联模式的电力传送期间)转化。再有，如前所述，在变压器31的一次绕组311中，其卷绕结束侧为正方向的励磁开始的时刻相当于时间t4。以上，前半部分的半周期份(时间t0～t4)的动作结束。
(B-2.后半部分的半周期份动作)
其次，对图4所示的时间t0～t4以后的后半部分的半周期份(时间t4～t8(＝t0))的动作进行说明。
该后半部分的半周期份的动作也基本上与用图5～图8说明的前半部分的半周期份(时间t0～t4)的动作相同。也就是说，如图4中的括号所示，时间t0与时间t4、时间t1与时间t5、时间t2与时间t6、时间t3与时间t7、时间t4与时间t8(＝t0)分别是基本上相等的状态(相位发生180°变化、反转的状态)。另外，在该后半部分的半周期份的动作中，将前半部分的半周期份动作的开关元件S2(电容器C2、二极管D2)与开关元件S3(电容器C3、二极管D3)的关系替换成开关元件S1(电容器C1、二极管D1)与开关元件S4(电容器C4、二极管D4)的关系。
因此，对该后半部分的半周期份的动作的详细内容，省略其说明。以上，图4中所示的一连串动作的说明结束。
(C.作用·效果)
在这样的本实施方式的开关电源装置1中，因为有图1～图3所示的电路结构，并且进行图4～图8所示的动作，所以能够获得以下的作用·效果。
也就是说，首先，驱动电路5以使2个半桥电路21、22在彼此之间具有相位差的条件下工作的方式，进行切换驱动。并且，这时的驱动电路5通过以包含于2个变压器31、32中的二次绕组312、322等彼此的连接状态切换(以所定的时间比率切换)的方式进行切换驱动，从而控制直流输出电压Vout的大小。更具体地说，驱动电路5以二次绕组312与二次绕组322和附加绕组332(附加绕组332a、332b)的连接状态切换的方式，进行切换驱动。
在这里，参照图9、图10、图11的(A)、图11的(B)、图12的(A)、图12的(B)、图13的(A)、图13的(B)所示的电路图和示意图等，具体说明：通过这样的连接状态的切换来控制直流输出电压Vout。
在本实施方式中，驱动电路5以二次绕组312与二次绕组322和附加绕组332的连接状态在前述的4串联状态(参照图9、图11的(A)、图12的(A))与2并联状态(参照图10、图11的(B)、图12的(B))之间切换的方式，对开关电路2(半桥电路21、22)进行切换驱动。换句话说，在2个变压器31、32彼此的输出为同相位时和反相位时，切换这样的4串联状态或2并联状态。
这里在4串联状态中，首先，在变压器31、32和附加绕组332中，分别形成由图9中所示的方向的磁通量构成的磁路(环磁路)B1、B2，并且流过图11的(A)所示的方向的各个电流I。具体地说，磁路B1成为依次经由基芯UCb、足部(外足部)UC1、基芯DCb、足部(中足部)UC0和基芯UCb的磁路。另外，磁路B2成为依次经由基芯UCb、足部(外足部)UC2、基芯DCb、足部UC0和基芯UCb的磁路。总之，在足部UC0内，磁路B1、B2的各个磁通量产生在互相加强的方向。再有，在图9和图11的(A)中，如前所述，可知附加绕组332对在变压器31、32中形成的各个磁路B1、B2以链接的方式配置。
另外，在该4串联状态中，如图12的(A)中所示，电流Is分别在实线或虚线所示的方向上，以串联的方式流过二次绕组312、322和附加绕组332。具体地说，如果参照图1所示的整流平滑电路4的结构，那么实线所示的电流Is以依次经由整流二极管412、二次绕组312、二次绕组322、附加绕组332和整流二极管431的方式流动。另外，虚线所示的电流Is以依次经由整流二极管432、附加绕组332、二次绕组322、二次绕组312和整流二极管411的方式流动。
在这样的4串联状态中，如图13的(A)示意性所示，整流平滑电路4内的电路上的位置与电压的大小相对应。再有，图13的(A)中的实线和虚线所示的图表分别表示对应流过图12的(A)中的实线和虚线所示的电流Is时的电压的大小(相对值)。在该4串联状态中，由于电流Is，电压在二次绕组312、322和附加绕组332(附加绕组332a、332b)的部分整体呈线形变化。
另一方面，在2并联状态中，首先，在变压器31、32和附加绕组332中，分别形成由图10中所示的方向的磁通量构成的磁路B1、B2，并且流过图11的(B)所示的方向的各个电流I。具体地说，磁路B1成为依次经由基芯UCb、足部UC1、基芯DCb、足部UC0和基芯UCb的磁路。另外，磁路B2成为依次经由基芯UCb、足部UC0、基芯DCb、足部UC2和基芯UCb的磁路。总之，与上述图9的情况(4串联状态)比较，磁路B2的磁通量的方向反转，其结果是：在足部UC0内，磁路B1、B2的各个磁通量产生在互相抵消的方向。再有，在图10和图11的(B)中，如前所述，也可知附加绕组332对在变压器31、32中形成的各个磁路B1、B2以链接的方式配置。
另外，在该2并联状态中，如图12的(B)中所示，电流Ip1、Ip2分别在实线或虚线所示的组合方向上，以互相并列的方式流过二次绕组312、322和附加绕组332。具体地说，如果参照图1所示的整流平滑电路4的结构，那么实线所示的电流Ip1以依次经由整流二极管412、二次绕组312和整流二极管421的方式流动。另外，虚线所示的电流Ip1以依次经由整流二极管422、二次绕组312和整流二极管411的方式流动。同样，实线所示的电流Ip2以依次经由整流二极管432、附加绕组332、二次绕组322和整流二极管421的方式流动。另外，虚线所示的电流Ip2以依次经由整流二极管422、二次绕组322、附加绕组332和整流二极管431的方式流动。再有，在这些实线或虚线所示的电流Ip1、Ip2中，粗线所示的电流(二次绕组312侧)与细线所示的电流(二次绕组322和附加绕组332侧)分别表示电流量相对大的电流(粗线)与电流量相对小的电流(细线)。
在这样的2并联状态中，如图13的(B)示意性所示，整流平滑电路4内的电路上的位置与电压的大小相对应。再有，图13的(B)中的实线和虚线所示的图表分别表示对应流过图12的(B)中的实线和虚线所示的电流Ip1、Ip2时的电压的大小(相对值)。在该2并联状态中，由于电流Ip1、Ip2，电压在二次绕组312、322的部分线形变化成山状或谷状。另外，在附加绕组332(附加绕组332a、332b)的部分，如上所述，起因于磁路B1、B2的各个磁通量的互相抵消，其两端之间的电压为0V。
在这里，如图2和图4所示，半桥电路21内的2个开关元件S1、S2在彼此之间具有180°的相位差的情况下被切换驱动，并且半桥电路22内的2个开关元件S3、S4也在彼此之间具有180°的相位差的情况下被切换驱动。另外，这些2个半桥电路21、22如上所述，例如以在工作时彼此之间具有图4中所示的相位差的方式被驱动。
因此，通过控制该相位差φ，能够改变上述4串联状态与2并联状态的时间比率(占空比)，其结果是能够调整直流输出电压Vout的大小。具体地说，增大相位差φ等同于：分别延长驱动信号SG1与驱动信号SG4的重叠期间、以及驱动信号SG2与驱动信号SG3的重叠期间，即延长图4中所示的串联状态期间ΔTs。
另外，在本实施方式中，驱动电路5进行切换驱动，以使在这些半桥电路21、22中，例如各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值(优选最大值)。
在这里，如前文所述，在变压器31、32没有进行电力传送的占空周期的切断期间，通过利用LC谐振动作产生循环电流(例如：回线电流Ie、If、Ij、Ik)，从而在开关元件成为导通状态时实现ZVS动作。然而，因为该ZVS动作所需的循环电流存在于占空周期的切断期间，所以随着该占空周期的切断期间变长而电力损失变大，导致电力转换效率下降。
对此在本实施方式中，如上所述，在半桥电路21、22中，以各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值的方式进行切换驱动。由此占空周期的切断期间仅被限定在前述的死区时间(在图4的例子中为时间t1～t2、t3～t4、t5～6、t7～t8的各个期间)的短时间内，能够将ZVS动作所需的循环电流的产生抑制在最小限度。其结果是：由该循环电流流经各个开关元件S1～S4的体二极管(二极管D1～D4)而发生的电力损失也抑制到最小限度，电力转换效率得到提高。再有，为了降低由这样的循环电流发生的损失，优选各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值，但是没有达到大约最大值也可以进行动作。
在如上所述的本实施方式中，因为开关电源装置1为图1～图3所示的电路结构，并且进行图4～图8所示的动作，所以能够将ZVS动作所需的循环电流的产生抑制在最小限度。其结果是：可以减少在各个开关元件S1～S4上的无助于电力传送的导通损失，容易提高电力转换效率。
另外，通过减少这样的损失，可以使用额定值更小的元件，也可以谋求降低成本。进一步说，因为通过减少损失，可以减少各个开关元件S1～S4的发热，所以可以降低为了同时实现散热性与绝缘性而所需的散热绝缘板的性能，这一点也可以谋求降低成本。
并且，在本实施方式中，来自变压器31、32的输出电压(例如对应于图4的(R)所示的电压VPx)的波形为2个阶段的梯式。因此，在整流平滑电路4内的各个整流二极管411、412、421、422、431、432中发生的振铃(Ringing)的振幅与以往的相位移动全桥转换器的情况相比变小。像这样，因为在各个整流二极管中发生的振铃变小，所以可以使用更加低耐压的元件。因此，可以通过使用更加低耐压的元件，谋求降低成本、降低各个整流二极管中的损失。
另外，在本实施方式的开关电路2和整流平滑电路4的电路结构中，例如与在开关电路内并列配置3个半桥电路且在整流平滑电路内设置8个整流二极管(并列配置4根杆件)的电路结构的情况(所谓“三重·半桥电路”的情况)相比，有以下优点。也就是说，在本实施方式的开关电路2和整流平滑电路4中，可以用更少的元件确保与该“三重·半桥电路”的情况同等的电压范围(从直流输入电压Vin向直流输出电压Vout进行电压变换时的电压范围)。具体地说，在本实施方式中，与“三重·半桥电路”的情况相比，在使开关元件的个数从6个减少到4个、变压器的个数从3个减少到2个，并且使整流二极管的个数从8个减少到6个的同时，可以实现同等的电压范围。
另外，换句话说，在本实施方式中，与在开关电路内并列配置2个半桥电路且在整流平滑电路内设置6个整流二极管(并列配置3根杆件)的电路结构的情况(所谓“双重·半桥电路”的情况)相比，有以下优点。也就是说，在本实施方式的开关电路2和整流平滑电路4中，尽管具有与该“双重·半桥电路”的情况相同的元件数(4个开关元件、2个变压器和6个整流二极管)，也可以更加拓宽从直流输入电压Vin向直流输出电压Vout进行电压变换时的电压范围。
再有，在本实施方式中，与上述“双重·半桥电路”的情况相比，虽然是在变压器的二次侧增加了绕组(附加绕组332)的结构，但是因为即使增加该附加绕组332也在二次侧，所以与在一次侧增加绕组个数的情况相比，可以说对省空间化等的影响微小。
<2.变形例>
接着，对上述实施方式的变形例(变形例1～5)进行说明。再有，在以下的各个变形例中，对与实施方式的构成要素相同的要素附加相同的符号，并适当省略其说明。
[变形例1]
(A.结构)
图14是表示变形例1的开关电源装置(开关电源装置1A)的概略结构例子的电路图。
本变形例的开关电源装置1A与下列开关电源装置相对应：在实施方式的开关电源装置1中，对2个二次绕组312、322的双方串联附加绕组。再有，其他部分的结构与开关电源装置1的结构相同。
具体地说，在该开关电源装置1A中，对二次绕组322串联配置有附加绕组332，并且对二次绕组312串联配置有附加绕组342。与上述实施方式同样，这些附加绕组332、342分别以与在变压器31、32中形成的各个磁路(环磁路)链接的方式配置。
在等效电路上如图14所示，附加绕组332由附加绕组332a和附加绕组332b构成，该附加绕组332a与二次绕组312、322中的一方(二次绕组312)磁耦合，该附加绕组332b与二次绕组312、322中的另一方(二次绕组322)磁耦合。于是，通过这些附加绕组332a、332b彼此互相串联，构成整个附加绕组332。另外，在该附加绕组332中，附加绕组332a配置在二次绕组322侧(连接点P10侧)，并且附加绕组332b配置在前述第三杆件侧(连接点P9侧)。
同样，在等效电路上如图14所示，附加绕组342由附加绕组342a和附加绕组342b构成，该附加绕组342a与二次绕组312、322中的一方(二次绕组312)磁耦合，该附加绕组342b与二次绕组312、322中的另一方(二次绕组322)磁耦合。于是，通过这些附加绕组342a、342b彼此互相串联，构成整个附加绕组342。另外，在该附加绕组342中，附加绕组342a配置在二次绕组312侧(连接点P11侧)，并且附加绕组342b配置在前述第二杆件侧(连接点P8侧)。
再有，在这些附加绕组342a、342b中，附加绕组342a对应于本发明的“第一附加绕组”的一个具体例子，附加绕组342b对应于本发明的“第二附加绕组”的一个具体例子。
(B.动作和作用·效果)
在该开关电源装置1A中，基本上与开关电源装置1进行同样的动作。因此在本变形例中，也可以获得由与上述实施方式基本上同样的作用产生的同样的效果。
另外，特别是在本变形例中，如上所述，对2个二次绕组312、322的双方串联有附加绕组(附加绕组332、342)。
因此在本变形例中，如果参照图15的(A)、图15的(B)的示意图，那么作为一个例子如下所述。再有，图15的(A)表示在上述实施方式中说明的并联状态(2并联状态)时的、整流平滑电路4内的电路上的位置与电压大小的对应关系的一个例子。另外，图15的(B)表示本变形例的并联状态(2并联状态)时的、整流平滑电路4内的电路上的位置与电压大小的对应关系的一个例子。
如果将图15的(A)所示的上述实施方式的并联状态与图15的(B)所示的本变形例的并联状态比较，那么在进一步设置有附加绕组342的本变形例中，与上述实施方式相比，整流平滑电路4内的附加绕组的影响相对变大。其结果是：与实施方式相比在本变形例中，串联状态(参照图13的(A))与并联状态的电压大小(相对值)之差(电压差)变大，从直流输入电压Vin向直流输出电压Vout进行电压变换时的电压范围(输出电压范围或输入电压范围)变宽。具体地说，因为图15的(B)的例子的上述电压差(电压差ΔV(B))比图15的(A)的例子的上述电压差(电压差ΔV(A))大(ΔV(B)>ΔV(A))，所以在图15的(B)的例子中，与图15的(A)的例子相比，可以扩大上述电压范围。
这样做，在本变形例中，与上述实施方式相比，可以谋求扩大从直流输入电压Vin向直流输出电压Vout进行电压变换时的电压范围。
[变形例2]
(A.结构)
图16是表示变形例2的开关电源装置(开关电源装置1B)的概略结构例子的示意电路图和示意分解立体图。
在本变形例的开关电源装置1B中，分别设置变压器31B、32B来代替实施方式的开关电源装置1中的变压器31、32，并且相应改变前述各个绕组的卷绕方法。再有，其他部分的结构与开关电源装置1的结构相同。
具体地说，在该开关电源装置1B中，使用前述的2个EI芯(多个磁性元件)构成变压器31B、32B。详细地说，使用包含前述的上部芯UC(UC-A)和前述的下部芯DC(DC-A)的磁芯、或者、包含上部芯UC(UC-B)和下部芯DC(DC-B)的磁芯构成这些多个(2个)磁性元件。
于是，在本变形例中，与上述实施方式不同，对于这些2个磁芯的足部UC0、UC1、UC2中的足部(中足部)UC0，选择性地卷绕有前述各个绕组(一次绕组311,321、二次绕组312,322和附加绕组332)。具体地说，在本例中，一次绕组311和二次绕组312分别对上部芯UC-A的足部UC0选择性地卷绕。另外，一次绕组321和二次绕组322分别对上部芯UC-B的足部UC0选择性地卷绕。并且，附加绕组332(附加绕组332a、332b)对上部芯UC-A的足部UC0和上部芯UC-B的足部UC0的双方卷绕。因此，在变压器31B、32B中，也与变压器31、32的情况相同，附加绕组332对在变压器31B、32B中形成的各个磁路(环磁路)以链接的方式配置。
(B.动作和作用·效果)
在该开关电源装置1B中，基本上与开关电源装置1进行同样的动作。因此在本变形例中，也可以获得由与上述实施方式基本上同样的作用产生的同样的效果。
另外，特别是在本变形例中，如上所述，对于变压器31B、32B的磁芯的足部(中足部)UC0，各个绕组(一次绕组311,321、二次绕组312,322和附加绕组332)选择性地卷绕。
因此在本变形例中，在使用例如前述的印刷线圈、金属板等构成各个绕组的情况下，可以谋求作为整个变压器31B、32B的省空间化，从而可以实现作为整个开关电源装置1B的小型化。
[变形例3]
图17是表示变形例3的开关电源装置(开关电源装置1C)的概略结构例子的电路图。
在本变形例的开关电源装置1C中，设置下述开关电路2C来代替实施方式的开关电源装置1中的开关电路2。
在该开关电路2C中，设置有偏励磁防止用的电容元件(电容器C61、C62)。具体地说，在连接点P1与变压器31的一次绕组311之间插入配置有电容器C61。另外，在连接点P3与变压器32的一次绕组321之间插入配置有电容器C62。
在具有这样的结构的开关电源装置1C中，能够抑制变压器31、32的偏励磁(优选为防止)，可以避免起因于这种偏励磁的各种问题。
再有，在变形例1、2说明的开关电源装置1A、1B中，与本变形例同样，也可以设置偏励磁防止用的电容器C61、C62。
[变形例4]
图18是表示变形例4的开关电源装置(开关电源装置1D)的概略结构例子的电路图。
在本变形例的开关电源装置1D中，设置以下说明的开关电路2D，来代替实施方式的开关电源装置1中的开关电路2。
在该开关电路2D中，设置有反向电压钳位用整流元件(二极管D51、D52)。具体地说，二极管D51以其阳极连接于连接点P6(位于一次绕组311与连接点P1之间的连接点)、且其阴极连接于一次侧高压线L1H(连接点P4)的方式配置。另外，二极管D52以其阳极连接于一次侧低压线L1L(连接点P5)、且其阴极连接于连接点P6的方式配置。总之，这些二极管D51、D52在一次侧高压线L1H与一次侧低压线L1L之间，通过连接点P6互相串联配置。在该开关电路2D中，进一步在连接点P1与连接点P6之间，配置有谐振电感器Lr。
在具有这样的结构的开关电源装置1D中，能够抑制伴随各个开关元件S1～S4的导通·切断动作的浪涌电压的发生。其结果是：可以降低整流平滑电路4内的各个整流二极管411、412、421、422、431、432的损失。
再有，在变形例1～3说明的开关电源装置1A、1B、1C中，与本变形例同样，也可以设置反向电压钳位用二极管D51、D52和谐振电感器Lr。
[变形例5]
图19的(A)～图19的(C)分别表示变形例5的整流平滑电路(整流平滑电路4C、4D、4E)的电路结构例子。具体地说，图19的(A)表示整流平滑电路4C的电路结构，图19的(B)表示整流平滑电路4D的电路结构，图19的(C)表示整流平滑电路4E的电路结构。再有，在这些图19的(A)～图的19(C)中，为了方便，将2个附加绕组332a、332b合并成附加绕组332来进行图示。
本变形例的整流平滑电路4C、4D、4E分别与上述整流平滑电路4相比，扼流线圈Lch的结构(个数、配置等)不同。
具体地说，在图19的(A)所示的整流平滑电路4C中，互相串联的2个扼流线圈Lch通过输出线LO，插入配置在前述第一～第三杆件的第一端彼此的连接点(连接点Px)与输出平滑电容器Cout的第一端之间。另外，第一～第三杆件的第二端彼此的连接点在接地线LG上，连接于输出平滑电容器Cout的第二端。
另外，在图19的(B)所示的整流平滑电路4D中，1个扼流线圈Lch通过接地线LG，插入配置在第一～第三杆件的第二端彼此的连接点与输出平滑电容器Cout的第二端之间。另外，第一～第三杆件的第一端彼此的连接点(连接点Px)在输出线LO上，连接于输出平滑电容器Cout的第一端。
另外，在图19的(C)所示的整流平滑电路4E中，1个扼流线圈Lch通过输出线LO，插入配置在第一～第三杆件的第一端彼此的连接点(连接点Px)与输出平滑电容器Cout的第一端之间。另外，还有1个扼流线圈Lch通过接地线LG，插入配置在第一～第三杆件的第二端彼此的连接点与输出平滑电容器Cout的第二端之间。再有，在该图19的(C)所示的例子中，作为2个扼流线圈Lch的替代，也可以通过分别配置2个绕组，并且这2个绕组彼此磁耦合，从而形成1个扼流线圈Lch。
像这样，作为整流平滑电路内的扼流线圈Lch的结构(个数、配置等)，可以适用于各种形态。
<3.其他变形例>
以上虽然列举实施方式和变形例说明了本发明，但是本发明不限于这些实施方式等，可以做出各种变化。
例如在上述实施方式等中，虽然举例具体说明了开关电路(逆变器电路、桥接电路)的结构，但是开关电路的结构并不限定于此，也可以采用其他结构。具体地说，例如在上述实施方式等中，虽然对逆变器电路分别是包含2个开关元件的半桥电路的情况进行了说明，但是并不限定于此，逆变器电路也可以分别是包含4个开关元件的全桥电路。另外，包含于开关电源装置的各个逆变器电路不限定于具有这样的共同的结构的情况，例如也可以是：一方的逆变器电路采用包含2个开关元件的半桥电路，而另一方的逆变器电路采用包含4个开关元件的全桥电路。也就是说，作为包含于开关电源装置的各个逆变器电路，也可以具有不同的结构。进一步说，在上述实施方式等中，虽然举例说明了将变压器的漏感器作为谐振电感器使用的情况，但是并不限定于此，也可以在开关电路内另外设置谐振电感器。具体地说，也可以在例如相位固定侧开关元件或相位移动侧开关元件与一次绕组之间，配置这样的谐振电感器。但是，作为开关电路内的谐振电感器的配置位置，并不限定于此，也可以采用其他的配置位置。
另外，在上述实施方式等中，虽然举例具体说明了整流平滑电路的结构，但是整流平滑电路的结构并不限定于此，也可以采用其他结构。具体地说，例如也可以由MOS-FET的寄生二极管构成整流平滑电路内的各个整流元件。另外，在这种情况下，优选地，与该MOS-FET的寄生二极管的导通期间同步，MOS-FET自身也成为导通状态(进行同步整流)。这样能够利用更少的电压下降进行整流。再有，在这种情况下，在MOS-FET的源极侧配置寄生二极管的阳极侧，并且在MOS-FET的漏极侧配置寄生二极管的阴极侧。
进一步说，在整流平滑电路内，例如也可以将互相串联的二次绕组322和附加绕组332彼此的配置位置反向。也就是说，也可以在第二杆件(整流二极管421、422)侧配置附加绕组332，并且在第三杆件(整流二极管431、432)侧配置二次绕组322。另外，在整流平滑电路内，例如也可以将第一杆件和二次绕组312配置在相对于第二杆件、二次绕组322和附加绕组332的位置的反对侧(扼流线圈Lch侧)。也就是说，可以在第三杆件(整流二极管431、432)与扼流线圈Lch之间的位置，分别配置第一杆件(整流二极管411、412)和二次绕组312。像这样，作为在上述实施方式等中说明的各个逆变器电路(桥接电路)、变压器、整流元件和杆件等的个数、根数，不限定于物理性的个数、根数，而是意味着存在于等效电路中的个数、根数。
此外，在上述实施方式等中，虽然举例具体说明了构成变压器的磁性元件的磁芯、绕组等的结构，但是作为这些结构，并不限定于上述实施方式等的说明，也可以采用其他的结构。具体地说，并不限定于如上述实施方式等所述的1个或多个EI芯，例如也可以使用1个或多个其他形状的芯(例如所谓的UI芯等)构成磁芯。另外，并不限定于如上述实施方式等所述的具有中足部和外足部的磁芯，也可以使用具有其他形状的磁芯。进一步说，对于各种磁芯的各个绕组的卷绕方法，并不限定于在上述实施方式等中说明的卷绕方法，也可以采用其他的卷绕方法。
另外，在上述实施方式等中，虽然举例说明了逆变器电路和变压器的个数分别是2个的情况(整流平滑电路内的整流元件的个数是6个的情况)，但是这些个数并不限定于这种情况。具体地说，本发明可以适用于逆变器电路和变压器的个数分别是N个(N：大于等于2的整数)的情况。总之，不仅在上述实施方式等中说明的N＝2的情况，而且N为大于等于3的任意数(偶数或奇数)的情况也同样可以适用本发明。再有，在这种情况下，整流平滑电路内的整流元件的数量是{2×(N+1)}个，整流平滑电路内的杆件的数量是(N+1)根。另外，在这种情况下，进行开关电源装置的动作时的、变压器的二次绕组彼此的连接状态的种类由整数N的约数的个数(约数的组合)所定。
进一步说，在上述实施方式等中，作为本发明的开关电源装置的一个例子，虽然列举DC-DC切换器进行了说明，但是本发明也可以适用于例如AC-DC切换器等其他种类的开关电源装置。
此外，也可以将上述各个结构例子等以任意的组合进行适用。
再有，本技术也能够采用以下结构。
(1)
一种开关电源装置，其中，具备：
输入端子对，输入输入电压；
输出端子对，输出输出电压；
N个(N：大于等于2的整数)变压器，各自具有一次绕组和二次绕组；
N个逆变器电路，互相并联配置在所述输入端子对与所述一次绕组之间，各自以包含开关元件的方式构成；
整流平滑电路，配置在所述输出端子对与所述二次绕组之间，并且以包含{2×(N+1)}个整流元件、扼流线圈、和配置在所述输出端子对之间的电容元件的方式构成；
附加绕组，以与在所述N个变压器中形成的各个磁路链接的方式配置；以及
驱动单元，进行分别控制所述N个逆变器电路的所述开关元件的动作的切换驱动，
在所述整流平滑电路中，
(N+1)根杆件互相并联配置于所述输出端子对之间，并且所述(N+1)根杆件各自具有以同一方向互相串联配置的2个所述整流元件，
所述N个变压器的所述二次绕组分别以H桥式单独连接于所述(N+1)根杆件中的互相邻接的杆件彼此之间，并且对所述N个变压器的所述二次绕组中的至少1个串联有所述附加绕组，
所述扼流线圈配置于所述(N+1)根杆件与所述电容元件之间。
(2)
所述(1)所述的开关电源装置，其中，所述N是2。
(3)
所述(2)所述的开关电源装置，其中，分别对2个所述变压器的2个所述二次绕组串联有所述附加绕组。
(4)
所述(2)或所述(3)所述的开关电源装置，其中，所述附加绕组由第一附加绕组与第二附加绕组构成，
所述第一附加绕组与2个所述二次绕组中的一个磁耦合，
所述第二附加绕组与2个所述二次绕组中的另一个磁耦合。
(5)
所述(2)至所述(4)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
2个所述变压器由1个磁性元件构成，
所述1个磁性元件以包含磁芯的方式构成，所述磁芯具有中足部和多个外足部，所述多个外足部共用所述中足部、且分别与所述中足部一起构成环磁路，
对所述磁芯分别卷绕有2个所述一次绕组、2个所述二次绕组和所述附加绕组。
(6)
所述(2)至所述(4)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
2个所述变压器由多个磁性元件构成，
所述多个磁性元件各自以包含磁芯的方式构成，所述磁芯具有中足部和多个外足部，
2个所述一次绕组、2个所述二次绕组和所述附加绕组都对所述中足部选择性地卷绕。
(7)
所述(1)至所述(6)中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元通过所述切换驱动来控制所述输出电压的大小，并且所述切换驱动以使包含在所述N个变压器中的N个所述二次绕组彼此的连接状态切换的方式来进行。
(8)
所述(7)所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使N个所述二次绕组彼此的连接状态在串联状态与并联状态之间切换的方式，进行所述切换驱动。
(9)
所述(1)至所述(8)中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使所述N个逆变器电路在彼此之间具有相位差的条件下工作的方式，进行所述切换驱动。
(10)
所述(9)所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以所述N个逆变器电路各自的所述开关元件的占空周期的导通期间的长度大约为最大值的方式，进行所述切换驱动。
本公开含有涉及在2016年2月2日在日本专利局提交的日本优先权专利申请JP2016-017858中公开的主旨，其全部内容包括在此，以供参考。
本领域的技术人员应该理解，虽然根据设计要求和其他因素可能出现各种修改、组合、子组合和可替换项，但是它们均包含在附加的权利要求或它的等同物的范围内。

Claims (10)

1.一种开关电源装置，其中，具备：
输入端子对，输入输入电压；
输出端子对，输出输出电压；
N个(N：大于等于2的整数)变压器，各自具有一次绕组和二次绕组；
N个逆变器电路，互相并联配置在所述输入端子对与所述一次绕组之间，各自以包含开关元件的方式构成；
整流平滑电路，配置在所述输出端子对与所述二次绕组之间，并且以包含{2×(N+1)}个整流元件、扼流线圈、和配置在所述输出端子对之间的电容元件的方式构成；
附加绕组，以与在所述N个变压器中形成的各个磁路链接的方式配置；以及
驱动单元，进行分别控制所述N个逆变器电路的所述开关元件的动作的切换驱动，
在所述整流平滑电路中，
(N+1)根杆件互相并联配置于所述输出端子对之间，并且所述(N+1)根杆件各自具有以同一方向互相串联配置的2个所述整流元件，
所述N个变压器的所述二次绕组分别以H桥式单独连接于所述(N+1)根杆件中的互相邻接的杆件彼此之间，并且对所述N个变压器的所述二次绕组中的至少1个串联有所述附加绕组，
所述扼流线圈配置于所述(N+1)根杆件与所述电容元件之间。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，所述N是2。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其中，分别对2个所述变压器的2个所述二次绕组串联有所述附加绕组。
4.根据权利要求2或权利要求3所述的开关电源装置，其中，所述附加绕组由第一附加绕组与第二附加绕组构成，
所述第一附加绕组与2个所述二次绕组中的一个磁耦合，
所述第二附加绕组与2个所述二次绕组中的另一个磁耦合。
5.根据权利要求2至权利要求4中的任一项所述的开关电源装置，其中，
2个所述变压器由1个磁性元件构成，
所述1个磁性元件以包含磁芯的方式构成，所述磁芯具有中足部和多个外足部，所述多个外足部共用所述中足部、且分别与所述中足部一起构成环磁路，
对所述磁芯分别卷绕有2个所述一次绕组、2个所述二次绕组和所述附加绕组。
6.根据权利要求2至权利要求4中的任一项所述的开关电源装置，其中，
2个所述变压器由多个磁性元件构成，
所述多个磁性元件各自以包含磁芯的方式构成，所述磁芯具有中足部和多个外足部，
2个所述一次绕组、2个所述二次绕组和所述附加绕组都对所述中足部选择性地卷绕。
7.根据权利要求1至权利要求6中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元通过所述切换驱动来控制所述输出电压的大小，并且所述切换驱动以使包含在所述N个变压器中的N个所述二次绕组彼此的连接状态切换的方式来进行。
8.根据权利要求7所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使N个所述二次绕组彼此的连接状态在串联状态与并联状态之间切换的方式，进行所述切换驱动。
9.根据权利要求1至权利要求8中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使所述N个逆变器电路在彼此之间具有相位差的条件下工作的方式，进行所述切换驱动。
10.根据权利要求9所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以所述N个逆变器电路各自的所述开关元件的占空周期的导通期间的长度大约为最大值的方式，进行所述切换驱动。
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