JPWO2018116438A1 - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
Description
図1は、この発明の実施の形態1による電力変換装置の回路構成を示し、図2は図1の回路の正極時の電流経路を、図3は図1の回路の負極時の電流経路を模式的に示した説明図である。
図1に示すように、交流電圧源1は、1端が統合磁気部品2を構成する第3の巻線2cの一端に接続され(A点)、第3の巻線2cのもう一端は第1の巻線2aと第2の巻線2bが接続された点(B点)に接続される。第1の巻線2aと第2の巻線2bは、コンバータ回路3の上下アーム間にそれぞれ接続され(C点、D点)、コンバータ回路3の出力は、リンクコンデンサ4を経て負荷5に接続される。
コンバータ回路3の直列に接続された整流素子Da、Dbの中点には交流電圧源1のもう1端が接続され、整流素子Daのカソードはリンクコンデンサ4の正極に、整流素子Dbのアノードはリンクコンデンサ4の負極に接続される。
制御回路10は、電流センサ6からの入力電流情報10aと、交流電圧源1からの入力電圧情報10bと、出力電圧であるリンクコンデンサ4の電圧情報10cとから、コンバータ回路3を駆動する駆動信号10dを生成し、目標出力電圧となるよう制御し、さらに交流電圧と交流電流位相が同期した高力率動作となるよう制御する。
なお、制御回路10は、図13に示すように、プロセッサ(MPU)とメモリに格納されたコンピュータプログラムの組合せによって実現してもよいし、ASIC等の専用のハードウエアによって実現してもよいし、FPGAのような再構成可能なゲートアレイによって実現してもよいし、これらの組合せによって実現してもよい。
交流電圧源1からの電流は、コンバータ回路3の整流素子Daからリンクコンデンサ4を経て、コンバータ回路3のオンしているスイッチング素子Sb、Sdに分流され、統合磁気部品2にて電流が合成され、交流電圧源1に戻る。この時、コンバータ回路3のスイッチング素子Sa、Scをスイッチング動作することで、統合磁気部品2を励磁し交流電圧源1の電圧を昇圧する。
交流電圧源1からの電流は、統合磁気部品2に入り、コンバータ回路3のオンしているスイッチング素子Sa、Scに分流され、リンクコンデンサ4に入り、コンバータ回路3の整流素子Dbを経て交流電圧源1に戻る。この時、コンバータ回路3のスイッチング素子Sb、Sdの位相を180度ずらしてスイッチング動作させることで、統合磁気部品2を励磁し交流電圧源1の電圧を昇圧する。
図4Aは実施の形態1の統合磁気部品2を磁気抵抗網で記した模式図、図4Bは図4Aの磁気等価回路である。図中の記号の意味は以下の通りである。
No:第1の巻線2a、第2の巻線2bの巻数
Nc:第3の巻線2cの巻数
ic:第3の巻線2cの電流
i1:第1の巻線2aの電流
i2:第2の巻線2bの電流
Ro:コアの第1の側脚2i、第2の側脚2jの磁気抵抗
Rc:コアの中央脚2hの磁気抵抗
φ1:コアの第1の側脚2iの磁束
φ2:コアの第2の側脚2jの磁束
φc:コアの中央脚2hの磁束
図4Aにおいて、統合磁気部品2のコア形状としては、例えば、EE型もしくはEI型等の3脚を有する形状であって、第1の巻線2aはコアの第1の側脚2iに、第2の巻線2bはコアの第2の側脚2jに互いに直流磁束を打ち消すように巻回して結合リアクトルを形成する。第3の巻線2cはコアの中央脚2hに第1の巻線2aと第2の巻線2bの磁束を強め合う方向に巻回し、直流リアクトルを構成する。コアの中央脚2hには直流の磁束飽和を防止するためのギャップが設けられている。ギャップは、結合リアクトルの結合度、及び結合リアクトルと直流リアクトルとの結合度の調整も行い、ギャップから漏れる交流磁束をキャンセルする構造としてもよい。
この統合磁気部品2のインダクタンスが自己インダクタンスと相互インダクタンスと漏れインダクタンスで構成されていることを次に示す。
巻線に生じる磁束φ1、φ2、φcは、コアの側脚2i、2jと中央脚2hのそれぞれのコアの起磁力の関係から(式1)で表わされる。
V1=Nodφ1/dt、V2=Nodφ2/dt、Vc=Ncdφc/dtより、
(式1)を変形すると、V1、V2、Vcは(式2)と(式3)で表わされ
第1の巻線2aと第2の巻線2b、コアの第1の側脚2iと第2の側脚2jは対称であるため、
第1の側脚2i、第2の側脚2jの自己インダクタンスをLo、
中央脚2hの自己インダクタンスをLc
第1の側脚2i、第2の側脚2jの相互インダクタンスをMo、
中央脚2hと、第1の側脚2i、第2の側脚2jとの相互インダクタンスをMcとすると、
(式2)は(式4)のように表わされる。
ic=i1+i2より、(式4)を変形すると(式5)が得られる。
また、(式2)、(式3)と(式4)の比較により、Lo、Lc、Mo、Mcはそれぞれ以下で(式6)から(式9)で示される。
第3の巻線2cと第1の巻線2aとの間の電圧をV1e(A−C間)、第3の巻線2cと第2の巻線2bとの間の電圧をV2e(A−D間)とすると、それぞれ(式12)、(式13)で表わされる。
この(式12)、(式13)において、
入力電圧をVin、出力電圧をVoutとすると、
例えば、図3の電流経路において、巻線に接続されるスイッチング素子Sbがオン、スイッチング素子Sdがオフする場合、
V1e=Vin
V2e=Vin−Vout
巻線に接続されるスイッチング素子Sdがオン、スイッチング素子Sbがオフする場合、
V1e=Vin−Vout
V2e=Vin
巻線に接続されるスイッチング素子Sbがオフ、スイッチング素子Sdがオフする場合、
V1e=Vin−Vout
V2e=Vin−Vout
巻線に接続されるスイッチング素子Sbがオン、スイッチング素子Sdがオンする場合、
V1e=Vin
V2e=Vin
となる。
電流i1、i2は(式15)のように直流成分idcと交流成分iacで表わされる。
これら電流の直流成分と交流成分について、(式14)と(式15)を用いると(式16)(式17)で表わされる。
また(式16)、(式17)の、
を(式6)から(式9)を用いて表わすと(式18)、(式19)で表わされる。
コア材のBH特性が図5に示すように非線形の場合、透磁率μが電流増加によって低下すると磁気抵抗Rが増加し、(式18)、(式19)で表わされる直流電流リプルidc、交流電流リプルiacは増加する。
中央脚2hにギャップを設けた構造等のようにRc>>Roであると、電流増加に対する電流リプルの増加分は直流電流リプルidcより交流電流リプルiacの方が大きくなり、電流が小さいところでは、例えば、直流電流リプルidc>交流電流リプルiacであっても、電流の大きいところでは直流電流リプルidc<交流電流リプルiacとなり得ることを示す。
直流インダクタンスLdc、交流インダクタンスLacとすると、(式18)、(式19)よりそれぞれ(式21)、(式22)で表わされる
電流リプルは、(式18)、(式19)にコアの形状、及び巻線電流によって決まる磁気抵抗と、入力と出力の電圧関係、及びスイッチング時間を代入すれば求めることができる。
さらにコアの形状をEE、若しくはEIのように3脚を有するコア形状とした場合、中央脚2hのギャップから漏れ磁束が生じず、中央脚2hに巻回する第3の巻線2cに渦電流損が発生せずにインダクタンス、及び漏れインダクタンスを構成でき、電源のフィルタとしての機能分担も可能となる。
まず、図6において、スイッチング素子駆動時の電流リプルの発生の一例を模式的に説明する。図6は、図3に示した負極電流経路時の第1の巻線2aの電流i1(電流リプル)について、直流電流リプルidcと交流電流リプルiacに分けて説明した説明図である。図6(1)が、D(デューティ)<0.5の時であり、図6(2)が、D>0.5の時である。
また、本図は、結合巻線の電流リプルに含まれる直流電流リプルが、交流電流リプルより小さい例(idc<iac)である。デューティDは、周期Tに対するオン時間の比率を表す。
動作モードとしてはスイッチング素子Sb、Sdの動作状態により状態(a)、状態(b)、状態(c)、状態(d)の4モードを繰り返す動きとなる。なお、スイッチング素子Sa、Scは同期整流用としてそれぞれスイッチング素子Sb、Sdと相補的に動作する。
状態(a)は、スイッチング素子Sbがオン、スイッチング素子Sdがオフであり、交流電圧源1から第3の巻線2c、第1の巻線2a、スイッチング素子Sb、整流素子Dbを通り交流電圧源1へ戻る電流ループが形成される。
この時、第1の巻線2aと第2の巻線2bが磁気的に結合した結合リアクトルを形成しているため、第1の巻線2aと第2の巻線2bには交流電流リプルiacが生じ、結合巻線には直流電流リプルidcと交流電流リプルiacが加算された電流リプルが生じる。ここでは直流電流リプルidcが交流電流リプルiacより小さい例であるため、仮に結合巻線の直流電流変化量を4、交流電流変化量を6とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため10となる。
直流巻線である第3巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では8となる。
統合磁気部品2の結合巻線である第1の巻線2a、第2の巻線2b間に電圧変化が生じないため交流電流リプルiacは変化せず、交流電圧源1とリンクコンデンサ4の出力電圧にて励磁がリセットされて、第1の巻線2aの直流電流リプルidcのみが減少する。
結合巻線である第1の巻線2aの直流電流変化量を−4、交流電流変化量を0とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−4となる。
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では−8となる。
この時、第1の巻線2aと第2の巻線2bが磁気的に結合した結合リアクトルを形成しているため、第1の巻線2aと第2の巻線2bには交流電流変化が生じ、その結果、第1の巻線2aには直流電流リプルidcとマイナスの傾きを持った交流電流リプルiacが加算された電流が流れ、状態(a)のモードよりもリプル電流は小さくなる。
結合巻線である第1の巻線2aの直流電流変化量を4、交流電流変化量を−6とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−2となる。
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では8となる。
統合磁気部品2の結合巻線である第1の巻線2a、第2の巻線2b間に電圧変化が生じないため交流電流リプルiacは変化せず、交流電圧1とリンクコンデンサ4の出力電圧にて励磁がリセットされて、第1の巻線2aの直流電流リプルidcのみが減少する。
結合巻線である第1の巻線2aの直流電流変化量を−4、交流電流変化量を0とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−4となる。
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では−8となる。
以上4モードの中で、結合巻線の電流リプルが最大となる期間は状態(a)のモードであり、この例では傾きが10である。
状態(a)は、スイッチング素子Sbがオン、スイッチング素子Sdがオンであり、交流電圧源1から第3の巻線2c、スイッチング素子Sb、Sd、整流素子Dbを通り交流電圧源1へ戻る電流ループが形成される。
この時、第1の巻線2aと第2の巻線2bには磁気的に結合した結合リアクトルが形成されず、第1の巻線2aに交流電流リプルに変化はなく、直流電流リプルidcのみが増加する。
結合巻線である第1の巻線2aの直流電流変化量を4、交流電流変化量を0とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため4となる。
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では8となる。
結合巻線である第1の巻線2aの直流電流変化量を−4、交流電流変化量を6とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため2となる。
直流巻線である第3巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では−8となる。
この時、第1の巻線2aと第2の巻線2bには磁気的に結合した結合リアクトルが形成されず、第1の巻線2aに交流電流リプルiacに変化はなく、直流電流リプルidcが増加する。
結合巻線である第1の巻線2aの直流電流変化量を4、交流電流変化量を0とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため4となる。
直流巻線である第3巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では8となる。
結合巻線である第1の巻線2aの直流電流変化量を−4、交流電流変化量を−6とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−10となる。
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では−8となる。
以上4モードの中で、結合巻線の電流リプルが最大となる期間は(d)のモードであり、この例では、傾きは−10である。
図6との違いは、図6では直流電流リプルidcが交流電流リプルiacより小さい場合であって、結合巻線の電流周波数がスイッチング周波数であるのに対し、図7は、直流電流リプルidcが交流電流リプルiacより大きい場合の例であり、結合巻線の電流周波数がスイッチング周波数の2倍となることを説明する説明図である。
回路としての動作は図6と同じで、モード毎に、直流電流リプルidcと交流電流リプルiacの関係から、結合巻線である第1の巻線2a、および直流巻線である第3の巻線2cについて説明する。
ここでは理解容易のため交流巻線の直流電流リプルの変化量を6、交流電流リプルの変化量を4として電流波形を説明する。
状態(a)では、結合巻線である第1の巻線2aの直流電流変化量は6、交流電流変化量は4であり、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため10となる。
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では12となる
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では−12となる
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では12となる
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では−12となる
以上4モードの中で、結合巻線の電流リプルが最大となる期間は(a)のモードであり、この例では傾きは10である。
状態(a)では、結合巻線である第1の巻線2aの直流電流変化量は6、交流電流変化量は0であり、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため6となる。
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では12となる
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では−12となる
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では12となる。
直流巻線である第3の巻線2cの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の2倍となるため、この場合では−12となる。
以上4モードの中で、結合巻線の電流リプルが最大となる期間は(d)のモードであり、この例では傾きは−10である。
る。
図8(1)は、使用する電流範囲内において、結合巻線の直流電流リプルidcと交流電流リプルiacの大小関係が変わる図で、図8(2)は使用する電流範囲内において結合巻線の直流電流リプルidcと交流電流リプルiacの大小関係が変わらない図である。
ともに回路の入力電流に対して、結合巻線の合計電流リプルの傾きを10として同じとしてある。
また上記構成とすれば、直流巻線の交流銅損は、結合巻線の直流電流リプルidcが回路の入力電流増加に対して抑えられるため低減できる。
以上、回路の電流によって、結合巻線の直流電流リプルidcと交流電流リプルiacの大小関係が変わる構成にした場合の特長を表1にまとめる。
回路の電流が大きくなる時に、巻線の直流銅損や、コア材の透磁率の低下による電流リプルの増加すること、それに伴う交流銅損が増加することは致し方ないが、大電流時において、結合巻線の電流リプルの関係が、直流電流リプルidc>交流電流リプルiacから、直流電流リプルidc<交流電流リプルiacの関係に変化する特性を利用すれば、結合巻線の電流周波数が2fswからfswへと下がるため、結合巻線の交流銅損の増加を抑制することが出来る。
直流巻線には結合巻線の2倍の直流電流が流れるため、大電流時には直流銅損の増加による影響が顕著であるが、結合巻線の電流リプルの関係が直流電流リプルidc>交流電流リプルiacから、直流電流リプルidc<交流電流リプルiacの関係に変化する特性を利用すれば、直流巻線の交流銅損の増加が抑えられ、巻線の損失増加を抑制することができる。
図9は、この発明の実施の形態2による電力変換器の回路構成を示した図である。
交流電圧源1の交流電圧をブリッジダイオード7により整流し、整流後の直流電圧を直流端子に出力する昇圧型のPFCコンバータである。整流後のブリッジダイオード7の正極端子は、図1で説明した、結合リアクトルと直流リアクトルを統合した統合磁気部品2の直流リアクトルの巻線である第3の巻線2cの一端に接続され(A点)、直流リアクトルの第3の巻線2cの他端には結合リアクトルの巻き線である第1の巻線2aと第2の巻線2bの一端が接続される(B点)。第1の巻線2aの他端および第2の巻線2bの他端には、上下アームを有するブリッジ型のコンバータ回路を構成するスイッチング素子Sa、Sb、Sc、Sdの交流端がそれぞれ接続される(C点、D点)。コンバータ回路の直流端には負荷であるリンクコンデンサ4が接続される。整流後の負極端子は、コンバータ回路の直流端の負極と、リンクコンデンサ4の負極に接続された構成である。
電流リプルについては実施の形態1にて図6、及び図7を用いて説明した内容と同じであり、同様な効果が得られる。この場合、電力伝送方向がブリッジダイオード7からリンクコンデンサ4の方向では、下アームのスイッチング素子Sb、Sdを実施の形態1のように制御し、電力伝送方向がリンクコンデンサ4から電圧源への方向では、上アームのスイッチング素子Sa、Scを実施の形態1と同様に制御する。
図10は、この発明の実施の形態3による電力変換器の回路構成を示した図である。
直流電圧源8の直流電圧を昇圧するDC−DCコンバータであって、直流電圧源8の正極端子は、結合リアクトルと直流リアクトルを統合した統合磁気部品2の直流リアクトルの巻線である第3の巻線2cの一端に接続され(A点)、直流リアクトルの第3の巻線2cの他端には結合リアクトルの巻き線である第1の巻線2aと第2の巻線2bの一端が接続される(B点)。第1の巻線2aの他端Cおよび第2巻線2bの他端には、上下アームを有するブリッジ型のコンバータ回路Sa、Sb、Sc、Sdの交流端がそれぞれ接続される(C点、D点)。コンバータ回路の直流端には負荷であるリンクコンデンサ4が接続される。直流電圧源1の負極端子は、コンバータ回路の直流端の負極と、リンクコンデンサ4の負極に接続された構成である。
電流リプルについては実施の形態1にて図6、及び図7を用いて説明した内容と同じであり、同様な効果が得られる。この場合、電力伝送方向が直流電圧源8からリンクコンデンサ4の方向では、下アームのスイッチング素子Sb、Sdを実施の形態1のように制御し、電力伝送方向がリンクコンデンサ4から直流電圧源8への方向では、上アームのスイッチング素子Sa、Scを実施の形態1と同様に制御する。
図11は、この発明の実施の形態4による電力変換器の回路構成を示した図である。
実施の形態3のDC−DCコンバータにおいて、インターリーブを行うレグをN相で構成したものであり、この回路構成での電流リプルの模式図を図12に示す。360°/Nのタイミングで各レグをスイッチング動作するだけであり、それにつれて電流リプルの周波数が比例して上がり、オン時間が短くなるので電流リプルの値そのものを小さくすることができる。これにより、入出力のコンデンサの低容量化と、電源と負荷の電流リプル周波数がスイッチング周波数のN倍となるため、電源フィルタの小型化が可能となる。電流リプルが低減する効果については、実施の形態1で説明した動作と同様であり、同様な効果が得られる。
図中、同一符号は、同一または相当する構成、機能を有する部分を示す。
Claims (13)
- 直流巻線と複数の結合巻線とが1つの磁性体に巻回され、前記直流巻線の一端が電圧源に接続され、前記直流巻線の他端に前記複数の結合巻線の各一端が接続され、前記複数の結合巻線の各他端がスイッチング素子からなる複数の上下アームの各中間接続点に接続され、前記直流巻線と前記結合巻線に流れる電流により発生する磁束が互いに同方向で合流するように構成されたリアクトル、
前記スイッチング素子を制御する制御装置を備え、
並列する前記上下アームを互いに180度ずらしてスイッチング動作させるとともに、スイッチング動作のデューティの大きさと、前記結合巻線の電流リプルを構成する直流電流リプルと交流電流リプルの大小に応じて上アームまたは下アームのスイッチングを制御することを特徴とする電流変換装置。 - スイッチング動作のデューティが0.5より小さく、前記結合巻線の電流リプルを構成する直流電流リプルが交流電流リプルより小さいとき、
スイッチング周期の半周期で複数の上アームまたは複数の下アームを相補的にオンする際は、電流リプルの傾きは正であり、前記複数の上アームまたは複数の下アームをともにオフする際は、前記電流リプルの傾きは負となるように電流極性を逆に制御し、
次の半周期で、前記複数の上アームまたは複数の下アームを相補的にオンする際は、前記電流の傾きは負であり、前記複数の上アームまたは複数の下アームをともにオフする際は、前記電流リプルの傾きは負となるように電流極性を同じに制御することを特徴とする請求項1に記載の電流変換装置。 - スイッチング動作のデューティが0.5より大きく、前記結合巻線の電流リプルを構成する直流電流リプルが交流電流リプルより小さいとき、
スイッチング周期の半周期で複数の上アームまたは複数の下アームをともにオンする際は、電流リプルの傾きは正であり、前記複数の上アームまたは複数の下アームをそれぞれ相補的にオンする際は、前記電流リプルの傾きは正となるように電流極性を同じに制御し、
次の半周期で、前記複数の上アームまたは複数の下アームをともにオンする際は、前記電流リプルの傾きは正であり、前記複数の上アームまたは複数の下アームを相補的にオンする際は、前記電流リプルの傾きは負となるように電流極性を逆に制御することを特徴とする請求項1に記載の電流変換装置。 - スイッチング動作のデューティが0.5より小さく、前記結合巻線の電流リプルを構成する直流電流リプルが交流電流リプルより大きいとき、
スイッチング周期の半周期で複数の上アームまたは複数の下アームを相補的にオンする際は、電流リプルの傾きは正であり、前記複数の上アームまたは複数の下アームをともにオフする際は、前記電流リプルの傾きは負となるように電流極性を逆に制御し、
次の半周期で、前記複数の上アームまたは複数の下アームを相補的にオンする際は、前記電流リプルの傾きは正であり、前記複数の上アームまたは複数の下アームをともにオフする際は、前記電流リプルの傾きは負となるように電流極性を逆に制御することを特徴とする請求項1に記載の電流変換装置。 - スイッチング動作のデューティが0.5より大きく、前記結合巻線の電流リプルを構成する直流電流リプルが交流電流リプルより大きいとき、
スイッチング周期の半周期で複数の上アームまたは複数の下アームをともにオンする際は、電流リプルの傾きは正であり、前記複数の上アームまたは複数の下アームをそれぞれ相補的にオンする際は、前記電流リプルの傾きは負となるように電流極性を逆に制御し、
次の半周期で、前記複数の上アームまたは複数の下アームをともにオンする際は、前記電流リプルの傾きは正であり、前記複数の上アームまたは複数の下アームを相補的にオンする際は、前記電流リプルの傾きは負となるように電流極性を逆に制御することを特徴とする請求項1に記載の電流変換装置。 - 前記電圧源の電流に応じて前記直流電流リプルと前記交流電流リプルの大小関係が変化することを特徴とする請求項1に記載の電流変換装置。
- 前記電圧源の電流が基準値より小さい時は、前記直流電流リプルが前記交流電流リプルより大きく、前記電圧源の電流が基準値より大きい時は、前記直流電流リプルより前記交流電流リプルが大きくなることを特徴とする請求項6に記載の電流変換装置。
- 前記電圧源は交流電圧源であり、前記交流電圧源の一端は前記直流巻線に接続され、他端は前記スイッチング素子の前記複数の上下アームと並列に接続された整流素子と接続されていることを特徴とする請求項1から7のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- 前記電圧源は直流電圧源であることを特徴とする請求項1から7のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- 前記直流電圧源は、交流電源と整流素子で構成されていることを特徴とする請求項9に記載の電力変換装置。
- 前記1つの磁性体は、コアの形状が3脚であり、中央脚にギャップを設け、中央脚には前記直流巻線を巻回し、前記中央脚を挟む2つの側脚には前記結合巻線を巻回することを特徴とする請求項1から10のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- インターリーブするスイッチングレグをN相設け、360°/Nのタイミングで前記スイッチング素子を作動させることを特徴とする請求項1または9に記載の電力変換装置。
- 前記電流リプルの周波数は、スイッチング周波数のN倍となることを特徴とする請求項1から5のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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