CN102959841B - 循环变流器的功率因数控制 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及循环变流器的功率因数控制。一种三相谐振循环变流器，包括功率控制模块，其中，所述功率控制模块被设置为在周期内形成多个重复的开关时段，所述功率控制模块还被设置为：控制所述周期中的第一开关时段的长度以调整功率流，并控制所述周期中的两个或更多个另外开关时段的相对长度以调整功率因数，其中，所述相对长度是基于与所述另外开关时段相关联的电压和电流值的叉积来控制的。

Description

循环变流器的功率因数控制
技术领域
本发明涉及循环变流器（cyclo-converter）的功率因数控制。具体地，本发明涉及一种三相谐振循环变流器以及一种控制三相谐振循环变流器的方法，包括功率因数控制。
背景技术
许多不同产业需要用于基于三相电源供给恒定功率的电源。
已经形成循环变流器以用在高效电源中，以便提供相对于传统整流器电源和两级电源的多个改进。
循环变流器提供了高效的单级功率转换器。采用单级功率转换的优点基于以下事实：单级转换器将具有与传统两级整流器的各个级中的任一级的效率类似的效率（例如，96%）。换言之，来自单级转换器的损耗仅为两级转换器的损耗的一半。该更高效率（更低损耗）导致整流器内的组件的大小的对应减小，并由此导致产品更小，耗费更低成本来生产。由于以下原因获得其他优点：对于给定的系统功率，来自转换器的排气热量将更低（使功率系统设计容易），以及可以利用比传统两级整流器设计显著更少的组件来实现单级转换器的事实。
本申请的申请人已经形成了一种独特的三相谐振循环变流器配置，如PCT公开WO2008/018802中所述，该PCT公开以参考的方式并入于此。
本申请涉及一种用于控制三相谐振循环变流器（例如，WO2008/018802中所述的类型）的功率传递和功率因数的改进方法（以及关联的控制系统）。将意识到，尽管诸如WO2008/018802中所述的转换器之类的功率转换器在电信产业中特别有用，但是这些功率转换器在其他产业中也可以同样适用。
本发明的实施例提供了一种用于控制三相谐振循环变流器的功率传递和功率因数的改进机制。
本发明的目的是提供相对于现有三相谐振循环变流器的改进控制。
本发明的另一目的是提供对三相谐振循环变流器的功率传递函数的改进控制。
本发明的另一目的是提供对三相谐振循环变流器的功率因数的改进控制。
应当与至少给公众提供有用选择的目的分离地理解每个目的。
本发明旨在克服或者至少缓解一些或所有上述问题。
发明内容
在本说明书中所使用的术语“叉积”指的是由项的交叉相乘得到的积，特别地，VL/IL=VM/IM的叉积为（VL×IM）-（VM×IL）=0。
应当承认，术语“包括”可以在变化的权限下被赋予排他或包含的含义。出于本说明书的目的，并且除非另外指出，这些术语意在具有包含的含义，即，这些术语将被视为表示包括用途直接参考的所列出的组件，并且还可能包括其他未指定的组件或元件。
根据一个方面，本发明提供了一种包括功率控制模块的三相谐振循环变流器，其中所述功率控制模块被设置为在周期内形成多个重复的开关时段，所述功率控制模块还被设置为：控制所述周期中的第一开关时段的长度以调整功率流，并控制所述周期中的两个或更多个另外开关时段的相对长度以调整功率因数，其中，所述相对长度是基于与所述另外开关时段相关联的电压和电流值的叉积来控制的。
根据另一方面，本发明提供了一种在周期内形成多个重复的开关时段以控制三相谐振循环变流器的方法，所述方法包括以下步骤：控制所述周期中的第一开关时段的长度以调整功率流；以及控制所述周期中的两个或更多个另外开关时段的相对长度以调整功率因数，其中，所述相对长度是基于与所述另外开关时段相关联的电压和电流值的叉积来控制的。
根据本发明的特定实施例，提供了用于三相谐振循环变流器的改进的控制机制。
附图说明
现在将参照附图，仅作为示例，描述本发明的实施例，在附图中：
图1示出了根据本发明的实施例控制的已知三相谐振循环变流器电路；
图2示出了根据本发明的实施例控制的三相谐振循环变流器的开关序列；
图3示出了根据本发明的实施例的控制电路的框图；
图4示出了根据本发明的实施例控制的循环变流器的传递特性；
图5A和5B示出了根据本发明的实施例的开关时段调整；
图6示出了根据本发明的实施例的功率因数控制模块
图7示出了根据本发明的实施例的电压形成模块；
图8示出了根据本发明的实施例的电流合成电路；以及
图9示出了根据本发明的实施例的输入相位电压监测电路。
具体实施方式
第一实施例
根据本发明的各个实施例，描述了用于控制循环变流器的功率传递和功率因数的方法。所描述的方法可以是在三相谐振循环变流器中实现的，并用于控制在这种循环变流器中实现的开关序列的开关时段。
现在将参照图1来描述循环变流器电路设置。
图1示出了使用该第一实施例的控制方法的具有半桥形式的三相谐振循环变流器电路。
将理解，本发明的该实施例和其他实施例还可以适用于全桥循环变流器。
图1的循环变流器包括形成半桥的双向开关17至19和电容器20至22。开关17由MOSFET35与体二极管36的并联与MOSFET37与体二极管38的并联的串联构成。开关17具有四个状态：
1.接通（MOSFET35和MOSFET37接通）；
2.关断（MOSFET35和37关断）；
3.正向二极管（MOSFET37接通，接入体二极管36）；
4.反向二极管（MOSFET35接通，接入体二极管38）。
类似地配置开关18和19。通过利用这四个开关状态，可以如将描述的那样实现全谐振开关。
三相供电线23至25将三相AC电源提供给半桥。循环变流器的输出驱动由电感器26、电容器27以及变压器29的初级线圈28构成的LLC谐振电路。输出线圈30和31经由二极管32和33以及电容器34而连接，以形成半桥整流器35。
电感器26和电容器27形成串联谐振电路。为了实现低负载输出电压调节，可以通过对主变压器29的芯造成间隙，容易地将谐振电路从简单LC谐振电路变换为LLC谐振电路。输出电压控制的主要方法由可变频率控制实现。
现在将参照图2来描述三相谐振循环变流器的开关序列。
根据该实施例，循环变流器的开关频率是高频。即，该实施例的开关频率大致为100kHz。然而，将理解，作为可选方案，可以使用其他更低或更高的开关频率。
为了满足实现谐振开关的需求，始终按以下顺序对晶体管排序：该顺序使得首先接通最大电压量值（L）电源（mains）相位晶体管，接下来是具有中电压量值（M）的电源相位，然后最后是具有最小电源电压量值（S）的电源相位。以亚微秒死区时间无限地重复该排序（L、M、S、L、M、S、……），以允许谐振负载电压换向。由于电源瞬时输入电压持续改变该排序，因此电源输入的每30度，负责驱动各个晶体管的逻辑反转晶体管排列顺序。
图2示出了单个电源周期上的三相电源瞬时电压（黄、蓝和红），并且曲线图直接下方的表格示出了表示六个晶体管中的每一个在12个电源30度段中的每一个段期间的函数的逻辑表：
“大相位（L）”——正控制电流从具有最大电压量值的电源相位经过谐振负载、变压器并最终流到整流器输出的晶体管。
“中相位（M）”——正控制电流从具有中等电压量值的电源相位经过谐振负载、变压器并最终流到整流器输出的晶体管。
“小相位（S）”——正控制电流从具有最小电压量值的电源相位经过谐振负载、变压器并最终流到整流器输出的晶体管。
逻辑表中的参考符号Y、B和R指示了三个电源相位瞬时电压黄、蓝或红中的哪些是所指示的相位（L、M或S）的相关电压。
该谐振开关序列导致正弦波电流流过晶体管和输出整流器二极管，使得当进行每次开关转变时，电流已经几乎返回至零。这降低了晶体管中的和输出二极管中的开关损耗，并允许使用MOSFET或IGBT开关晶体管。如果使用IGBT晶体管，则可以采用反并联二极管，以允许反向电流路径（发射极至集电极）。
现在提供对循环变流器的各种模式的简要讨论。在图2中，ZXM指示了零交叉模式被激活的位置，并且MXM指示了量值交叉模式被激活的位置，如下所述。
由于在极小的时间段中尝试接通然后再次关断晶体管变得不实际，因此（在每个电源电压零交叉附近）存在这样的点：在该点处，尝试接通S晶体管没有优点。因此，对于在每个电源零交叉之前几度开始并延伸到该电源零交叉之后几度的时间段，循环变流器可以工作于两相模式。该模式被称作“零交叉模式”，并且在该操作模式期间，高频开关序列简单地为L、M、L、M、L、M……，其中，仅L和M晶体管接通，而S晶体管保持关断。在该“零交叉模式”期间，L和M晶体管的晶体管接通时间相等。
在电源电压量值交叉点处维持正常L、M、S、L、M、S……高频开关序列时出现不同问题。在每个电源量值交叉点处，M和S相位电压交换，并且因此，M和S的定义必须也交换。如果关于循环变流器的高频开关频率来考虑电源相位电压的改变速率，则以下情况变得清楚：在特定时刻处交叉过的M和S相位电压的概念远非现实。电源相位电压的改变速率是如此慢，以至于对于许多高频开关周期，M和S相位电压实际上相等。更有甚者，当考虑诸如噪声之类的真实世界影响时，还可以意识到，转换器实际上可以在不正确的M和S定义下在若干高频开关周期内工作。例如，我们称为S的相位上的电压实际上（以非常小的量）大于我们称为M的相位上的电压。M和S相位的定义中的这种误差导致错误的晶体管开关序列，这进而导致从M至S电源相位（或者，S至M电源相位，取决于相对电压极性）流动的相当大的电流。通过改变在循环变流器在电源电压量值交叉点附近工作时使用的高频开关序列，可以避免该问题。
因此，对于在每个电源量值交叉之前几度开始并延伸到该电源量值交叉之后几度的时间段，循环变流器可以工作于交错模式。该模式被称作“量值交叉模式”，并且在该模式期间，高频开关序列简单地为L、M、L、S、L、M、L、S、……，其中，M和S晶体管在L晶体管每次接通之间交替地接通。在该“量值交叉模式”期间，L、M和S晶体管的晶体管接通时间均相等。
因此，循环变流器使用三个不同高频开关序列：“零交叉模式”——在电源相位零交叉附近使用；“三相模式”——大多数时间使用的正常模式；“量值交叉模式”——在电源相位量值交叉附近使用。
图3示出了被设置为提供功率传递和功率因数控制机制的各个组件的系统框图。
三相电源输入301将三个输入相位电压信号Va、Vb和Vc303供给至循环变流器305。在该图中已经将循环变流器标识为方框，然而，将理解，在该实施例中，循环变流器如图1所示。循环变流器的输出是由谐振电感器Lr、输出变压器的初级线圈307以及谐振电容器Cr构成的LLC谐振电路。
监测来自由D1&D2形成的半桥整流器的输出电压并将该输出电压馈送至电压误差信号模块309中，以基于半桥整流器的输出电压与参考电压313之差来形成误差信号311。
将误差信号馈送至功率控制模块315中，功率控制模块315被设置为调整循环变流器的开关时段，如以下更详细描述。
还提供了电压形成模块317，其被设置为形成基于输入相位电压信号的电压波形，如以下将更详细说明。
还提供了电流合成器模块319，其被设置为在输入相位电压信号的开关时段期间基于循环变流器的谐振电流来合成电流波形，如以下将更详细说明。
将电压形成模块317和电流合成器模块319输出信号馈送至功率因数控制模块321中，功率因数控制模块321被设置为基于输出信号的叉积来调整循环变流器的开关时段，以调整循环变流器的功率因数。
循环变流器的一个重要的目的是：确保有良好的功率传递，以使附着至循环变流器的输出的负载能够具有足够的功率供给。为了做到这一点，需要对循环变流器进行控制的控制电路来调整循环变流器的操作，使得其在使其能够产生所需功率的其传递特性的区域中工作。
图4示出了这里描述的类型的循环变流器的串联谐振LLC传递函数。x轴示出了循环变流器的开关频率，并且y轴示出了循环变流器的输出电压。示出了三个特性，其中，循环变流器不具有负载、具有半负载和具有满负载。如上所说明，在该实施例中，循环变流器工作于100kHz的开关频率下。从该传递函数中可见，通过提高开关频率至高于100kHz，输出电压下降，而通过降低开关频率，输出电压增加。
因此，通过参照期望电压监测循环变流器的输出电压，控制系统可以确定是应当提高还是应当降低开关频率以维持期望电压，并因此确保足够的功率流经循环变流器。即，通过调整开关频率，循环变流器LLC电路开始在传递特性的不同部分中工作，并且因此，输出电压改变。
为了调整功率传递或流动，基于根据在半桥整流器的输出处测量的电压形成的电压误差信号311，调整L周期的接通时间（即，L接通时段）。调整后的L时段用于改变总体开关频率时段，并由此改变循环变流器的开关频率。
参照图5a和5b，提供对单个开关频率时段的L、M和S开关时段的描绘。
图5a示出了对于未调整的开关频率时段，L、M和S的三个原始开关时段。第一开关时段L确定将开关最大量值输入相位电压信号的循环变流器中的晶体管的接通时间。即，形成三相电压电源输入的三个输入相位电压信号Va、Vb和Vc由如图1所示的各个晶体管对根据其量值来开关。开关时段L指示正在开关最大量值输入相位电压信号，开关时段M指示正在开关中等量值输入相位电压信号，并且开关时段S指示正在开关最小量值输入相位电压信号。
从图5A和5B中可见，在50%的时间接通L，而M和S共享其余50%。即，在50%的开关时段将最大量值输入相位电压信号接通至LLC电路，而在其余50%的开关时段将中量值和小量值输入相位电压信号接通至LLC电路。
如果控制电路检测到循环变流器的输出电压已经下降至低于期望电压，则产生误差信号。该误差信号用于增大L开关时段，如图5b所示。这降低了开关频率，从而在工作于高于谐振频率的频率时（即，在循环变流器“在谐振之上”工作时）增加输出电压。
同样地，如果输出电压升至高于期望电压，则所产生的误差信号减小L开关时段，并由此提高开关频率以降低输出电压。
在每种情况下，将误差信号311馈送至功率控制模块315内的电压控制环中。根据该实施例，该控制环是比例积分微分（PID）控制器。使用分开的P、I&D增益项来产生P、I和D输出。将这三项相加在一起，以形成对L接通时间进行调整的控制输出。该控制输出基于开关“频率”。如上所说明，根据该实施例，实际控制输出是开关时段（即，开关频率的倒数）。
将理解，与任何控制系统一样，在性能和实施复杂度之间一般存在折衷。因此，该系统可以被调整或控制，使得其在仅比例控制，比例和积分控制，或者比例、积分和微分控制下工作作，取决于电源的需求。
一旦功率控制模块设置了Lon时间，就可以调整功率因数（即，从不同电源相位抽取的电流的比率）。该功率因数调整是通过调整M和S开关时间之比来进行的。
功率因数控制的目的是：确保电源相位电流之比处于与相同电源相位电压之比相同的比率，或者换言之，每个相位中的电压/电流比相同。即，确保对于每个相位a、b和c，Va/Ia=Vb/Ib=Vc/Ic。这是通过确保谐振电流在相应L、M和S时段期间的积分处于与相应L、M和S电源相位瞬时电压相同的比率来实现的。
通过调整输入相位的开关比来控制电路的功率因数。通过对M:S开关信号（Mon和Son）的比率的调整，可以调整循环变流器电路的功率因数。在L、M&S开关周期的排序期间，基于以上Lon时间计算，在50%的时间接通L。在M和S开关之间共享其余50%。对开关时段的该50%部分的M:S开关比进行调整，以影响从相应M和S电源相位抽取的电流的比例，并由此控制功率因数。
如上所述，已知针对三相电路（三个相位=a、b和c），对于单位功率因数，Va/Ia=Vb/Ib=Vc/Ic。因此，为了使循环变流器中的开关电压和电流提供单位功率因数，需要：
Vs/Is=Vm/Im=Vl/Il
其中，Vs=V小；Vm=V中；Vl=V大；Is=I小；Im=I中；Il=I大。
基于该等式，可以使用L、M和S电压和电流项中的任何两个的叉积来形成误差信号。
将理解，三个L、M&S项中的任何两个可以用于计算叉积。然而，已经确定，优选地使用L&M项来得到叉积和误差项。这是由于S项是相对较小的信号，并因此遭受较低信噪比。
因此，取等式Vm/Im=Vl/Il，可以通过形成叉积来得到误差信号，如下：
误差信号=(Vl×Im)–(Vm×Il)
图6示出了用于形成叉积项以产生误差信号的功率因数模块内的电路的表示。该电路包括多个输入，这些输入包括：Vl、Vm、Vs、Il、Im和Lon（接通）（L开关信号）。如下所述生成Vl、Vm、Vs、Il和Im信号。如上所述从功率控制模块取得Lon开关信号。
将Vl信号和Im信号馈送至第一乘法器601，以产生Vl×Im项。将Il和Vm信号馈送至第二乘法器603，以产生Vm×Il项。将这两项馈送至求和设备，该求和设备从Vl×Im项减去Vm×Il项，以得到误差项。然后，积分模块607对误差项进行积分，以形成用于调整M:S开关比的控制参数。该控制参数具有通过第三乘法器609而对其应用的前馈项。在该实施例中，所述前馈项是如下所述得到的Vs信号。然后，将调整后的控制参数馈送至第四乘法器611，以基于L开关时段来归一化调整后的控制参数。第四乘法器的输出613是要对循环变流器应用的调整后的Son（接通）时间。
除了存在三相输入信号的量值交叉或零交叉的情况以外，始终考虑叉积误差信号。输入信号613表示被馈送至积分模块607中的控制信号，其标识了循环变流器当前正在量值或零交叉模式之一下工作。
不必考虑在循环变流器的零交叉和量值交叉模式期间形成的任何所监测的误差信号，这是由于在这两个特殊操作模式期间，功率因数函数是固有的。即，在这些模式期间，系统不能够影响从不同相位抽取的电流之比，然而同时，已知从不同相位抽取的电流固有地处于正确比率。由于功率因数控制环不能够影响功率因数，因此在这些模式起作用的时间段期间禁用功率因数函数。
将理解，系统可以在零交叉和量值交叉模式期间继续监测L和M电流，然而，在这些模式期间使功率因数控制环积分器607不活动，使得积分器的输出不会由于可能在这些时段期间形成的任何误差信号而提供积分信号。即，功率因数控制环积分器607是通过输入控制信号613禁用的，输入控制信号613指示循环变流器处于零交叉和量值交叉模式之一。
现在将更详细地描述电路的操作。
如上所讨论，已知如果大和中相位电流之比与大和中相位电压之比相同（即，如果Vm/Im=Vl/Il），则功率因数（PF）函数正确。通过产生等于[(Vl×Im)–(Vm×Il)]的误差项，这就提供了相应电源相位电流比相对于电源电压比的瞬时度量。
如果PF误差项是+VE，则这意味着：M相位电流太大并且L相位电流太小。
如果PF误差项是零，则这意味着：L和M相位电流之比正确。
如果PF误差项是-VE，则这意味着：L相位电流太大并且M相位电流太小。
因此，PF误差信号的极性指示任何不正确的相位电流比相对于L和M相位电流的偏差，并且PF误差信号的量值指示相位电流比不平衡程度。
然后，对PF误差信号进行积分，以产生用于影响M:S接通时间比的控制参数。尽管将理解，PF误差项实际上是瞬时PF误差的度量，但是已经发现，电源EMC滤波器具有平均（积分）效果，使得明显测量出的PF具有稍微“衰减的”响应。因此，根据该实施例，控制环完全依赖于仅积分的响应。然而，将理解，作为可选方案，还可以将微分和比例元件中的一个或多个并入到控制环中。
然后，通过将来自积分器的该控制输出（即，PF误差的积分）乘以|Vs|信号（Vs的绝对值），来归一化该控制输出。|Vs|信号具有与所需的PF控制信号类似的形状，即，三角波形。因此，|Vs|信号可以用作PF控制信号的控制前馈项。将理解，在一般控制理论中，前馈信号减少控制环对反馈信号进行响应所需的努力。根据该实施例，控制输出是前馈和反馈项的结果，其中，前馈项减小对反馈项的依赖。该技术可以显著提高控制环的性能。前馈项导致高带宽（快速）PF控制信号，尽管事实上还使用相对较低的PF控制环积分器。
最后，通过将三角形轮廓的PF控制信号乘以Lon时间来归一化该PF控制信号，以产生修改的Son信号，以便控制M:S比。即，随着Lon增大，Son必须增大，以保持被分配给M和S开关信号的开关频率时段中的它的部分。
将三角形轮廓的PF控制信号与L-on时间信号相乘的根本原因是由于开关频率的突然改变可能对M:S比产生影响。即，电源输入电压的突然改变将导致输出电压控制环对该改变进行响应并快速改变开关频率。如果未实施归一化步骤，则开关频率的这种改变将导致M:S接通时间比的对应突然改变。通过实施L_on归一化步骤，在开关频率的任何突然改变期间保持M:S接通时间比。该方法在任何电源输入电压步骤期间提供了改进的PF控制。
以下描述如何得到电压波形Vm和Vl信号。
从电源输入相位电压来得到Vm和Vl。根据映射规则来解释三个输入相位电压红、黄和蓝（Va、Vb、Vc），使得Va、Vb、Vc按瞬时绝对电压量值的顺序排序并理解为Vl、Vm、Vs。
根据该实施例，并且如图7所示，将三个电压Va、Vb&Vc馈送至具有三相锁相环（PLL）701的形式的电压形成模块中。
PLL产生θ输出（即，与输入相位电压信号相关联的相位测量结果）。将该θ输出与三角正弦函数一起使用，来形成Vl&Vm信号。这样，PLL充当滤波器，使得Vl和Vm是电源输入相位电压Va、Vb&Vc的有效滤波的版本。
将理解，作为可选方案，可以直接测量原始输入电压Va、Vb、Vc，并使用原始输入电压Va、Vb、Vc来形成Vl、Vm&Vs信号。
为了产生叉积电路所需的Vl和Vm电压波形，基于由PLL检测到的所测量出的相位角度来形成Vl、Vm和Vs信号。如上所述将所形成的Vs信号的量值用作PF控制信号的控制前馈项。Vl和Vm电压波形是随着相位变化的相对相位电压幅度。Vl覆盖从0.866至1的归一化范围，Vm覆盖从0.5至0.866的归一化范围（Vs覆盖从0至0.5的归一化范围）。所测量出的相位角度（θ）由监测三相输入的PLL确定。通过使用θ和L、M和S开关信号的已知的（即，所生成的）逻辑值，可以形成Vl、Vm和Vs电压电平。L、M和S开关信号的逻辑值是Lout、Mout和Sout，它们为1或0，取决于循环变流器的高、中还是低电压级正被开关。
因此，PLL的滤波函数用于给出对Vl、Vm和Vs电压信号的估计而无需测量电源输入电压。
以下描述电流合成器模块如何对Il和Im信号进行合成。
通过使用高频栅极开关信号对LLC谐振电流进行采样，来产生合成的大电流（Il）和中电流（Im）值。在任一个谐振频率周期（在大约100kHz下运行）中，序列在L、M和S电压电平之间切换。L接通时间期间的积分电流值的量值等于L接通时间期间的积分电流的量值，并且还等于M接通时间和S接通时间期间的组合积分电流的量值。
根据该实施例，电流合成器模块包括电流合成电路，电流合成电路用于形成Il和Im信号。电流合成电路将积分函数有效地移动至硬件模拟积分器（例如，电容器）中。该合成电路的输出具有与由谐振电流的10MHz采样率提供的大致相同的细节。然而，仅需要合成电路以低得多的频率对硬件积分器的输出进行采样。
根据该实施例，电流合成电路所使用的采样频率是25kHz。将理解，采样频率可以高于或低于该值。
图8示出了根据该实施例的电流合成电路。
可以通过在L信号活动时对谐振电流取样（即，通过在Lon时间期间对谐振电流进行采样）来确定L接通时间期间的积分电流值（即，Il）。然后，在M接通时间期间应用相同方法，以提供该时段期间的平均Im值。
用于执行谐振频率采样的电流检测电路在电流检测变压器（CT）803上具有分割负荷电阻器801。CT上的电流由电流合成电路监测。合成电路由两个部分构成，第一部分被设置为合成大电流（Il），并且第二部分被设置为合成中电流（Im）。
合成电路的第一部分包括第一模拟复用器（4053）805和模拟积分器807，模拟积分器807包括电阻器R1和电容器C1低通滤波器。
合成电路的第二部分包括第二模拟复用器（4053）809和模拟积分器811，模拟积分器811包括电阻器R2和电容器C2低通滤波器。
根据该实施例，针对合成电路的这两个部分使用相同的模拟复用器芯片，其中，针对每个部分使用复用器的分开的信道。
从一个CT/负荷电阻器馈送电流合成电路的两个分开部分中的每一个。合成电路的这两个部分具有相同低通滤波器（积分器）特性。该电路的一个部分合成L电流信号，并且另一部分合成M电流信号。
利用L栅极驱动信号来驱动4053模拟复用器的第一信道，并且利用M栅极驱动信号来驱动4053模拟复用器的第二信道。
从循环变流器的L和M开关信号导出L和M栅极驱动信号。每当L（或者M，取决于哪个正被仿真）对应电源段变为负时，栅极驱动信号都是开关信号的反相版本。因此，栅极驱动信号在对应电源部分为正时与循环变流器的开关信号匹配，但在对应电源部分为负时为开关信号的反相版本。该反相确保了合成的电流始终为正，以使得能够使用运算放大器和模数转换器（ADC）进行简化的实现。
如图9所示，为了检测电源段何时为负，使用输入相位电压信号监测器模块901来监测输入相位电压信号Va、Vb&Vc并提供相关输入相位电压信号为负还是为正的指示。输入相位电压信号监测器模块901提供输出信号，该输出信号指示电压信号的极性并将其馈送至反相器903。反相器903接收开关信号L和M，并且，如果来自输入相位电压信号监测器模块901的输出指示正开关的相关电压信号（L和M）的电压为负，就将开关信号L和M反相。如果相关电压信号为正，则反相器903不使开关信号L和M反相。
如上所说明，在叉积控制电路中使用这些合成的电流信号来形成修改的S开关时段，该修改的S开关时段用于调整循环变流器的功率因数。
将理解，这里描述的本发明的实施例仅作为示例，并且，在不脱离本发明的范围的前提下，可以进行各种改变和修改。

Claims (20)

1.一种包括循环变流器、功率控制模块和功率因数控制模块的三相谐振AC-DC变流器，其中，所述功率控制模块：
a.在所述循环变流器的相关开关被开启期间的开关周期内形成多个重复的开关时段；以及
b.控制所述开关周期中的第一开关时段的长度以调整功率流，以及
c.其中，所述功率因数控制模块控制在所述循环变流器的相关开关被开启期间的所述开关周期中的两个另外开关时段的时间的相对长度以调整功率因数，其中，针对第一相位和第二相位，基于由第一相位电压与第二相位电流的乘积减去第一相位电流与第二相位电压的乘积得到的叉积，来控制所述两个另外开关时段的相对长度。
2.根据权利要求1所述的AC-DC变流器，其中，所述功率因数控制模块被设置为基于所述叉积，调整所述另外开关时段的比率，
所述功率因数控制模块包括：
电压形成模块，其设置为基于输入相位电压信号，形成电压波形；以及
电流合成器模块，其设置为基于在第一和第二输入相位电压信号的开关期间测量的循环变流器的谐振电流，合成电流波形。
3.根据权利要求2所述的AC-DC变流器，其中，所述电压形成模块还被设置为通过直接测量输入相位电压信号，形成电压波形。
4.根据权利要求2所述的AC-DC变流器，其中，所述电压形成模块包括相位检测模块，所述相位检测模块被设置为检测输入相位电压信号的相位之间的相位差，并且所述电压形成模块还被设置为基于检测到的相位差和三角函数来形成电压波形。
5.根据权利要求4所述的AC-DC变流器，其中，检测到的相位差用于确定对输入相位电压信号的相位位置进行标识的相位角度。
6.根据权利要求2所述的AC-DC变流器，其中，第一输入相位电压信号由具有最大绝对量值的输入相位电压信号确定，并且第二输入相位电压信号由具有中等绝对量值的输入相位电压信号确定。
7.根据权利要求2所述的AC-DC变流器，其中，所述功率因数控制模块还被设置为基于所导出的电压和电流波形的叉积，通过使用误差信号对第一开关信号进行修改，调整所述比率。
8.根据权利要求2所述的AC-DC变流器，其中，第一和第二开关信号用于控制三个输入相位电压信号中的两个的开关。
9.根据权利要求2所述的AC-DC变流器，其中，所述电流合成器模块被设置为使用基于开关时段的第一和第二驱动信号，将谐振电流馈送至第一和第二积分器中。
10.根据权利要求9所述的AC-DC变流器，其中，第一驱动信号基于第一开关时段，并且第二驱动信号基于一个另外开关时段。
11.根据权利要求10所述的AC-DC变流器，其中，所述循环变流器还包括输入相位电压信号监测器模块，所述输入相位电压信号监测器模块被设置为监测输入相位电压信号，其中，所述电流合成器模块还被设置为在输入相位电压信号监测器模块检测到输入相位电压信号为负时使所述驱动信号反相。
12.根据权利要求9所述的AC-DC变流器，其中，所述电流合成器模块包括电流变压器和在所述电流变压器上设置的负荷电阻器，以检测循环变流器的输出上的谐振电流。
13.根据权利要求2所述的AC-DC变流器，其中，所述功率因数控制模块被设置为检测量值交叉信号或零交叉信号，并且还被设置为在量值交叉信号和零交叉信号均未被检测到时调整所述另外开关时段的比率。
14.根据权利要求2所述的AC-DC变流器，其中，所述功率因数控制模块通过将第一导出电压波形与第二合成电流波形相乘产生第一输出，将第二导出电压波形与第一合成电流波形相乘产生第二输出，并从第一输出中减去第二输出来形成误差项，确定所述叉积。
15.根据权利要求14所述的AC-DC变流器，其中，所述功率因数控制模块还被设置为对所述误差项进行积分，以形成用于调整所述另外开关时段的比率的控制参数。
16.根据权利要求15所述的AC-DC变流器，其中，所述功率因数控制模块还被设置为将前馈信号应用于所述控制参数，以提供调整的控制参数。
17.根据权利要求16所述的AC-DC变流器，其中，所述前馈信号是第三导出电压波形的量值。
18.根据权利要求16所述的AC-DC变流器，其中，所述功率因数控制模块还被设置为基于第一开关时段来归一化所述调整的控制参数。
19.根据权利要求1所述的AC-DC变流器，其中，所述循环变流器是半桥循环变流器。
20.根据权利要求1所述的AC-DC变流器，其中，所述循环变流器是全桥循环变流器。
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