CN108390404A - 一种基于钒电池储能的变流器控制方法 - Google Patents

一种基于钒电池储能的变流器控制方法 Download PDF

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Abstract

一种基于钒电池储能的变流器控制方法，包括交流电网侧AC/DC变流器控制方法和钒电池侧DC/DC变流器控制方法，所述交流电网侧AC/DC变流器控制方法包括第一步：数据采样、归一化处理，第二步：锁相控制，第三步：直流侧电压外环控制，第四步：钒电池侧功率前馈控制，第五步：电流内环控制给定电流生成，第六步：电网侧电流内环控制，第七步：生成交流侧变流器IGBT驱动信号。所述钒电池侧DC/DC变流器控制方法包括第一步生成钒电池直流侧变流器的控制指令，第二步：DC/DC变流器控制。本设计不仅使存储的能量得以有效的利用，实现了削峰填谷、无功补偿、电能质量控制等功能，而且通过功率前馈控制单元和重复学习单元提高控制精度。

Description

一种基于钒电池储能的变流器控制方法
技术领域
本发明涉及一种基于钒电池储能设备的控制方法，尤其涉及一种基于钒电池储能的变流器控制方法，具体适用于优化变流器的控制。
背景技术
当今世界新能源大规模接入，微电网大规模发展的背景下，由于新能源发电输出功率的不稳定性和不连续性，容易造成电力供需不平衡，不仅会影响电能质量，造成频率和电压不稳定，而且严重时会引发停电事故，给生产、生活带来不便。
目前，高效储能系统可调整发电与供电之间的时差矛盾，能够从时间和空间上有效的隔离电能的生产和使用，可同电网进行功率交换，即能削峰填谷，又能平滑功率波动，从而保证可再生能源发电的连续性和稳定性。全钒液流电池(VanadiumRedox flowbattery)是集规模化、先进化、产业化于一体的绿色环保液流电池，效率高，响应快，循环寿命长，过载能力强，功率和容量可独立设计，容量扩展性强，是大容量高效储能应用的首选技术。而储能变流器是储能系统能量变换和传输的核心，实现了钒电池储能堆与电网交流电的转换，以及储能装置与电网之间的能量的双向传递。因此，研究一种基于钒电池储能的变流器控制方法，就显得非常重要而且有必要。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术中存在的控制方法可靠性低的问题，提供了一种可靠性高的钒电池储能的变流器控制方法。
为实现以上目的，本发明的技术解决方案是：
一种基于钒电池储能的变流器控制方法，钒电池储能电路包括交流电源、交流电网侧AC/DC变流器、钒电池侧DC/DC变流器和钒电池储能堆，所述交流电源依次串联预充电回路、滤波回路和电流互感器1TA后与交流电网侧AC/DC变流器的交流侧接口相连接，所述交流电网侧AC/DC变流器的直流侧接口与钒电池侧DC/DC变流器与钒电池储能堆相连接，所述交流电源与预充电回路之间设置有电压互感器1TV，所述钒电池侧DC/DC变流器与钒电池储能堆之间设置有电流互感器2TA和电压互感器2TV；
所述钒电池侧DC/DC变流器采用Buck-Boost斩波电路；
所述交流电网侧AC/DC变流器和钒电池侧DC/DC变流器的控制端均通过光纤与双CPU控制器相连接，所述双CPU控制器与一体化工控机信号连接；
交流电网侧AC/DC变流器控制方法包括以下步骤：
第一步：数据采样、归一化处理，将无源电压互感器1TV采集的信号经过数字化处理后得到交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号，通过电流互感器1TA采集的信号经过数字化处理后得到交流电网侧三相相电流Isa、Isb、Isc信号，通过霍尔电压互感器2TV采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电压Ufdc信号，通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号，同时采集AC/DC变流器输出的直流电压Udc信号，最后对上述信号进行归一化处理；
第二步：锁相控制，对交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号在锁相环控制器内进行软件锁相控制：
对交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号进行变换得到：
式(1)中，U表示三相电压的幅值；ω为三相电压的角频率；
对式(1)进行Clark变换，可得(α，β)坐标系下的电网电压为：
对(2)式进行Park变换，得到：
式(3)中，ud表示电网侧变流器的有功功率，uq表示电网侧变流器的无功功率，θ为锁相环输出的角度，Δθ＝ωt-θ为相角误差；锁相环以跟踪电网侧电压的相位为目标，经过Clark与Park变换，得到(d,q)坐标系下的直流量，然后对uq进行PI控制器与积分器，并反馈给Park变换器，从而实现电网相位的跟踪，即当Δθ≈0时，完成锁相功能；
第三步：直流侧电压外环控制，对直流侧电压Udc在PI控制器进行比例积分控制，得到电流幅值指令Idr *：
式(4)中Udc *为设定值表示直流侧参考电压，Udc为直流侧测量的电压，kp为设定值表示比例系数，ki为设定值表示积分系数；
第四步：钒电池侧功率前馈控制，测量得到的钒电池侧的直流电压值Ufdc与直流电流值Ifdc、交流电网电压有效值Us，计算出前馈电流幅值指令Ipr *：
式(5)中kpv为设定值表示功率前馈比例系数，Ufdc为钒电池侧直流电压值，Ifdc为钒电池侧直流电流值，Us为交流电网电压的有效值；
第五步：电流内环控制给定电流生成，将第三步中得到的电流幅值指令Idr *与第四步中得到的前馈电流幅值指令Ipr *相加，得到电流幅值给定指令Isp *，然后采集利用锁相环控制器的同步信号与电流幅值指令Ipr *进行同步，得到采样周期内的交流电网侧电流的瞬时指令值Ispp *，Ispp *为电流内环控制的信号。
第六步：电网侧电流内环控制，将第五步中得到的交流电网侧电流的瞬时指令值Ispp *与第二步中锁相后计算得到的交流电网侧有功电流Igd作差后，送入重复学习控制器进行交流电网侧有功电流的内环控制，从而得到交流网侧的有功电流调制值ugd′：
式(6)中，kr为直接反馈控制的增益系数；ks表示重复控制的增益系数；
同时，对第二步中锁相后计算得到的交流电网侧无功电流Igq进行比例积分控制，从而生成相应的交流网侧无功电流调制值ugq'；
第七步：生成交流侧变流器IGBT驱动信号，对第六步中得到的交流网侧的有功电流调制值ugd′与交流网侧无功电流调制值ugq'进行解耦控制后，进行dq/abc变换与SVPWM控制，从而对交流网侧AC/DC变流器中的三相桥臂的IGBT进行调制；
钒电池侧DC/DC变流器控制方法：
第一步：生成钒电池直流侧变流器的控制指令，
当钒电池储能系统工作在恒功率放电模式时：通过霍尔电压互感器2TV采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电压Ufdc信号，通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号，将直流电压Ufdc与直流电流Ifdc相乘得到的实际功率反馈值Pfdc进行比例积分控制，从而生成钒电池直流侧变流器的控制指令；
当钒电池储能系统工作在恒流充、放电模式时：通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号进行比例积分控制，从而生成钒电池直流侧变流器的控制指令；
第二步：根据第一步中得到的钒电池直流侧变流器的控制指令对钒电池侧DC/DC变流器中的IGBT进行PWM调制，IGBT管的占空比D相同，而且导通时间互错Ts/3，即三角载波的相位互错Ts/3。
所述双CPU控制器采用的是ARM+FPGA双CPU的控制架构，其功率单元采用CPLD控制器。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
1、本发明一种基于钒电池储能的变流器控制方法中利用双CPU控制器，根据一定的控制算法，实现快速、有效的控制从而调节IGBT的通断，进而实现能量在钒电池储能堆与交流电网之间的双向流动，使能量得以有效的利用，实现了削峰填谷、无功补偿、电能质量控制等功能。因此，本设计的控制方法能够提高能量利用率，对变流器实现精确控制。
2、本发明一种基于钒电池储能的变流器控制方法中交流电网侧AC/DC变流器和钒电池侧DC/DC变流器的控制端均通过光纤与双CPU控制器相连接，利用光纤通迅实现双CPU控制器的快速响应，有效提高了控制器的响应速度。因此，本设计的控制器响应速度快，控制精准性高。
3、本发明一种基于钒电池储能的变流器控制方法中，电网侧AC/DC变流器采用一种具有钒电池功率前馈的电压电流双闭环控制，包括外环的单元直流电压的PI控制，内环的电网侧电流的基于内模原理的重复学习控制，以及钒电池侧的功率前馈控制。因此，本设计的控制器实现了变流器单元直流电压在负载突变时也能快速的调整至控制值，实现了电流的快速跟踪和精准控制。
附图说明
图1是本发明充、放电回路的结构示意图。
图2是本发明的控制示意图。
图中：交流电源1、交流电网侧AC/DC变流器2、钒电池侧DC/DC变流器3、钒电池储能堆4、预充电回路5、滤波回路6、双CPU控制器7、一体化工控机8。
具体实施方式
以下结合附图说明和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
参见图1至图2，一种基于钒电池储能的变流器控制方法，钒电池储能电路包括交流电源1、交流电网侧AC/DC变流器2、钒电池侧DC/DC变流器3和钒电池储能堆4，所述交流电源1依次串联预充电回路5、滤波回路6和电流互感器1TA后与交流电网侧AC/DC变流器2的交流侧接口相连接，所述交流电网侧AC/DC变流器2的直流侧接口与钒电池侧DC/DC变流器3与钒电池储能堆4相连接，所述交流电源1与预充电回路5之间设置有电压互感器1TV，所述钒电池侧DC/DC变流器3与钒电池储能堆4之间设置有电流互感器2TA和电压互感器2TV；
所述钒电池侧DC/DC变流器3采用Buck-Boost斩波电路，
所述交流电网侧AC/DC变流器2和钒电池侧DC/DC变流器3的控制端均通过光纤与双CPU控制器7相连接，所述双CPU控制器7与一体化工控机8信号连接；
交流电网侧AC/DC变流器控制方法包括以下步骤：
第一步：数据采样、归一化处理，将无源电压互感器1TV采集的信号经过数字化处理后得到交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号，通过电流互感器1TA采集的信号经过数字化处理后得到交流电网侧三相相电流Isa、Isb、Isc信号，通过霍尔电压互感器2TV采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电压Ufdc信号，通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号，同时采集AC/DC变流器输出的直流电压Udc信号，最后对上述信号进行归一化处理；
第二步：锁相控制，对交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号在锁相环控制器内进行软件锁相控制：
对交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号进行变换得到：
式(1)中，U表示三相电压的幅值；ω为三相电压的角频率；
对式(1)进行Clark变换，可得(α，β)坐标系下的电网电压为：
对(2)式进行Park变换，得到：
式(3)中，ud表示电网侧变流器的有功功率，uq表示电网侧变流器的无功功率，θ为锁相环输出的角度，Δθ＝ωt-θ为相角误差；锁相环以跟踪电网侧电压的相位为目标，经过Clark与Park变换，得到(d,q)坐标系下的直流量，然后对uq进行PI控制器与积分器，并反馈给Park变换器，从而实现电网相位的跟踪，即当Δθ≈0时，完成锁相功能；
第三步：直流侧电压外环控制，对直流侧电压Udc在PI控制器进行比例积分控制，得到电流幅值指令Idr *：
式(4)中Udc *为设定值表示直流侧参考电压，Udc为直流侧测量的电压，kp为设定值表示比例系数，ki为设定值表示积分系数；
第四步：钒电池侧功率前馈控制，测量得到的钒电池侧的直流电压值Ufdc与直流电流值Ifdc、交流电网电压有效值Us，计算出前馈电流幅值指令Ipr *：
式(5)中kpv为设定值表示功率前馈比例系数，Ufdc为钒电池侧直流电压值，Ifdc为钒电池侧直流电流值，Us为交流电网电压的有效值；
第五步：电流内环控制给定电流生成，将第三步中得到的电流幅值指令Idr *与第四步中得到的前馈电流幅值指令Ipr *相加，得到电流幅值给定指令Isp *，然后采集利用锁相环控制器的同步信号与电流幅值指令Ipr *进行同步，得到采样周期内的交流电网侧电流的瞬时指令值Ispp *，Ispp *为电流内环控制的信号。
第六步：电网侧电流内环控制，将第五步中得到的交流电网侧电流的瞬时指令值Ispp *与第二步中锁相后计算得到的交流电网侧有功电流Igd作差后，送入重复学习控制器进行交流电网侧有功电流的内环控制，从而得到交流网侧的有功电流调制值ugd′：
式(6)中，kr为直接反馈控制的增益系数；ks表示重复控制的增益系数；
同时，对第二步中锁相后计算得到的交流电网侧无功电流Igq进行比例积分控制，从而生成相应的交流网侧无功电流调制值ugq'；
第七步：生成交流侧变流器IGBT驱动信号，对第六步中得到的交流网侧的有功电流调制值ugd′与交流网侧无功电流调制值ugq'进行解耦控制后，进行dq/abc变换与SVPWM控制，从而对交流网侧AC/DC变流器2中的三相桥臂的IGBT进行调制；
钒电池侧DC/DC变流器的控制方法如下：
第一步：生成钒电池直流侧变流器的控制指令，
当钒电池储能系统工作在恒功率放电模式时：通过霍尔电压互感器2TV采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电压Ufdc信号，通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号，将直流电压Ufdc与直流电流Ifdc相乘得到的实际功率反馈值Pfdc进行比例积分控制，从而生成钒电池直流侧变流器的控制指令；
当钒电池储能系统工作在恒流充、放电模式时：通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号进行比例积分控制，从而生成钒电池直流侧变流器的控制指令；
第二步：根据第一步中得到的钒电池直流侧变流器的控制指令对钒电池侧DC/DC变流器3中的IGBT进行PWM调制，IGBT管的占空比D相同，而且导通时间互错Ts/3，即三角载波的相位互错Ts/3。
所述双CPU控制器7采用的是ARM+FPGA双CPU的控制架构，其功率单元采用CPLD控制器。
本发明的原理说明如下：
1TV为无源电压互感器,测试的是交流电网侧三相的相电压Usa、Usb、Usc信号。
1TA为霍尔电流互感器，测量的是交流电网侧三相的相电流Isa、Isb、Isc信号。
2TV为霍尔电压互感器，测量得到钒电池侧的直流电压值Ufdc。A-与A1+之间的压差，由变流器单元控制板的电压检测回路检测得到Udc。
2TA为霍尔电流互感器，测量的是钒电池侧变流器三桥臂各相的电流Ifdc1、Ifdc2、Ifdc3信号，对电流信号Ifdc1、Ifdc2、Ifdc3做和，得到钒电池侧的直流电流Ifdc。
IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大；MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。
PWM:脉冲宽度调制是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，来实现晶体管或MOS管导通时间的改变，从而实现开关稳压电源输出的改变。这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定，是利用微处理器的数字信号对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。
SVPWM：SVPWM是空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation)的简称。SVPWM的主要思想是以三相对称正弦波电压供电时三相对称电动机定子理想磁链圆为参考标准，以三相逆变器不同开关模式作适当的切换，从而形成PWM波，以所形成的实际磁链矢量来追踪其准确磁链圆。传统的SPWM方法从电源的角度出发，以生成一个可调频调压的正弦波电源，而SVPWM方法将逆变系统和异步电机看作一个整体来考虑，模型比较简单，也便于微处理器的实时控制。
FPGA(Field－Programmable Gate Array)，即现场可编程门阵列，它是在PAL、GAL、CPLD等可编程器件的基础上进一步发展的产物。它是作为专用集成电路(ASIC)领域中的一种半定制电路而出现的，既解决了定制电路的不足，又克服了原有可编程器件门电路数有限的缺点。
ARM处理器是英国Acorn有限公司设计的低功耗成本的第一款RISC微处理器。全称为Advanced RISC Machine。ARM处理器本身是32位设计，但也配备16位指令集，一般来讲比等价32位代码节省达35％，却能保留32位系统的所有优势。
CPLD(Complex Programmable Logic Device)复杂可编程逻辑器件，是从PAL和GAL器件发展出来的器件，相对而言规模大，结构复杂，属于大规模集成电路范围。是一种用户根据各自需要而自行构造逻辑功能的数字集成电路。其基本设计方法是借助集成开发软件平台，用原理图、硬件描述语言等方法，生成相应的目标文件，通过下载电缆(“在系统”编程)将代码传送到目标芯片中，实现设计的数字系统。
实施例1：
一种基于钒电池储能的变流器控制方法，钒电池储能电路包括交流电源1、交流电网侧AC/DC变流器2、钒电池侧DC/DC变流器3和钒电池储能堆4，所述交流电源1依次串联预充电回路5、滤波回路6和电流互感器1TA后与交流电网侧AC/DC变流器2的交流侧接口相连接，所述交流电网侧AC/DC变流器2的直流侧接口与钒电池侧DC/DC变流器3与钒电池储能堆4相连接，所述交流电源1与预充电回路5之间设置有电压互感器1TV，所述钒电池侧DC/DC变流器3与钒电池储能堆4之间设置有电流互感器2TA和电压互感器2TV；
所述钒电池侧DC/DC变流器3采用Buck-Boost斩波电路，
所述交流电网侧AC/DC变流器2和钒电池侧DC/DC变流器3的控制端均通过光纤与双CPU控制器7相连接，所述双CPU控制器7与一体化工控机8信号连接；
交流电网侧AC/DC变流器控制方法包括以下步骤：
第一步：数据采样、归一化处理，将无源电压互感器1TV采集的信号经过数字化处理后得到交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号，通过电流互感器1TA采集的信号经过数字化处理后得到交流电网侧三相相电流Isa、Isb、Isc信号，通过霍尔电压互感器2TV采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电压Ufdc信号，通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号，同时采集AC/DC变流器输出的直流电压Udc信号，最后对上述信号进行归一化处理；
第二步：锁相控制，对交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号在锁相环控制器内进行软件锁相控制：
对交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号进行变换得到：
式(1)中，U表示三相电压的幅值；ω为三相电压的角频率；
对式(1)进行Clark变换，可得(α，β)坐标系下的电网电压为：
对(2)式进行Park变换，得到：
式(3)中，ud表示电网侧变流器的有功功率，uq表示电网侧变流器的无功功率，θ为锁相环输出的角度，Δθ＝ωt-θ为相角误差；锁相环以跟踪电网侧电压的相位为目标，经过Clark与Park变换，得到(d,q)坐标系下的直流量，然后对uq进行PI控制器与积分器，并反馈给Park变换器，从而实现电网相位的跟踪，即当Δθ≈0时，完成锁相功能；
第三步：直流侧电压外环控制，对直流侧电压Udc在PI控制器进行比例积分控制，得到电流幅值指令Idr *：
式(4)中Udc *为设定值表示直流侧参考电压，Udc为直流侧测量的电压，kp为设定值表示比例系数，ki为设定值表示积分系数；
第四步：钒电池侧功率前馈控制，测量得到的钒电池侧的直流电压值Ufdc与直流电流值Ifdc、交流电网电压有效值Us，计算出前馈电流幅值指令Ipr *：
式(5)中kpv为设定值表示功率前馈比例系数，Ufdc为钒电池侧直流电压值，Ifdc为钒电池侧直流电流值，Us为交流电网电压的有效值；
第五步：电流内环控制给定电流生成，将第三步中得到的电流幅值指令Idr *与第四步中得到的前馈电流幅值指令Ipr *相加，得到电流幅值给定指令Isp *，然后采集利用锁相环控制器的同步信号与电流幅值指令Ipr *进行同步，得到采样周期内的交流电网侧电流的瞬时指令值Ispp *，Ispp *为电流内环控制的信号。
第六步：电网侧电流内环控制，将第五步中得到的交流电网侧电流的瞬时指令值Ispp *与第二步中锁相后计算得到的交流电网侧有功电流Igd作差后，送入重复学习控制器进行交流电网侧有功电流的内环控制，从而得到交流网侧的有功电流调制值ugd′：
式(6)中，kr为直接反馈控制的增益系数；ks表示重复控制的增益系数；
同时，对第二步中锁相后计算得到的交流电网侧无功电流Igq进行比例积分控制，从而生成相应的交流网侧无功电流调制值ugq'；
第七步：生成交流侧变流器IGBT驱动信号，对第六步中得到的交流网侧的有功电流调制值ugd′与交流网侧无功电流调制值ugq'进行解耦控制后，进行dq/abc变换与SVPWM控制，从而对交流网侧AC/DC变流器2中的三相桥臂的IGBT进行调制；
钒电池侧DC/DC变流器控制方法：
第一步：生成钒电池直流侧变流器的控制指令，
当钒电池储能系统工作在恒功率放电模式时：通过霍尔电压互感器2TV采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电压Ufdc信号，通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号，将直流电压Ufdc与直流电流Ifdc相乘得到的实际功率反馈值Pfdc进行比例积分控制，从而生成钒电池直流侧变流器的控制指令；
当钒电池储能系统工作在恒流充、放电模式时：通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号进行比例积分控制，从而生成钒电池直流侧变流器的控制指令；
第二步：根据第一步中得到的钒电池直流侧变流器的控制指令对钒电池侧DC/DC变流器3中的IGBT进行PWM调制，IGBT管的占空比D相同，而且导通时间互错Ts/3，即三角载波的相位互错Ts/3。
实施例2：
实施例2与实施例1基本相同，其不同之处在于：
所述双CPU控制器7采用的是ARM+FPGA双CPU的控制架构，其功率单元采用CPLD控制器。

Claims (2)

1.一种基于钒电池储能的变流器控制方法，其特征在于：
钒电池储能电路包括交流电源(1)、交流电网侧AC/DC变流器(2)、钒电池侧DC/DC变流器(3)和钒电池储能堆(4)，所述交流电源(1)依次串联预充电回路(5)、滤波回路(6)和电流互感器1TA后与交流电网侧AC/DC变流器(2)的交流侧接口相连接，所述交流电网侧AC/DC变流器(2)的直流侧接口与钒电池侧DC/DC变流器(3)与钒电池储能堆(4)相连接，所述交流电源(1)与预充电回路(5)之间设置有电压互感器1TV，所述钒电池侧DC/DC变流器(3)与钒电池储能堆(4)之间设置有电流互感器2TA和电压互感器2TV；
所述钒电池侧DC/DC变流器(3)采用Buck-Boost斩波电路，
所述交流电网侧AC/DC变流器(2)和钒电池侧DC/DC变流器(3)的控制端均通过光纤与双CPU控制器(7)相连接，所述双CPU控制器(7)与一体化工控机8信号连接；
交流电网侧AC/DC变流器控制方法包括以下步骤：
第一步：数据采样、归一化处理，将无源电压互感器1TV采集的信号经过数字化处理后得到交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号，通过电流互感器1TA采集的信号经过数字化处理后得到交流电网侧三相相电流Isa、Isb、Isc信号，通过霍尔电压互感器2TV采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电压Ufdc信号，通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号，同时采集AC/DC变流器输出的直流电压Udc信号，最后对上述信号进行归一化处理；
第二步：锁相控制，对交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号在锁相环控制器内进行软件锁相控制：
对交流电网侧的三相相电压Usa、Usb、Usc信号进行变换得到：
式(1)中，U表示三相电压的幅值；ω为三相电压的角频率；
对式(1)进行Clark变换，可得(α，β)坐标系下的电网电压为：
对(2)式进行Park变换，得到：
式(3)中，ud表示电网侧变流器的有功功率，uq表示电网侧变流器的无功功率，θ为锁相环输出的角度，Δθ＝ωt-θ为相角误差；锁相环以跟踪电网侧电压的相位为目标，经过Clark与Park变换，得到(d,q)坐标系下的直流量，然后对uq进行PI控制器与积分器，并反馈给Park变换器，从而实现电网相位的跟踪，即当Δθ≈0时，完成锁相功能；
第三步：直流侧电压外环控制，对直流侧电压Udc在PI控制器进行比例积分控制，得到电流幅值指令Idr *：
式(4)中Udc *为设定值表示直流侧参考电压，Udc为直流侧测量的电压，kp为设定值表示比例系数，ki为设定值表示积分系数；
第四步：钒电池侧功率前馈控制，测量得到的钒电池侧的直流电压值Ufdc与直流电流值Ifdc、交流电网电压有效值Us，计算出前馈电流幅值指令Ipr *：
式(5)中kpv为设定值表示功率前馈比例系数，Ufdc为钒电池侧直流电压值，Ifdc为钒电池侧直流电流值，Us为交流电网电压的有效值；
第五步：电流内环控制给定电流生成，将第三步中得到的电流幅值指令Idr *与第四步中得到的前馈电流幅值指令Ipr *相加，得到电流幅值给定指令Isp *，然后采集利用锁相环控制器的同步信号与电流幅值指令Ipr *进行同步，得到采样周期内的交流电网侧电流的瞬时指令值Ispp *，Ispp *为电流内环控制的信号。
第六步：电网侧电流内环控制，将第五步中得到的交流电网侧电流的瞬时指令值Ispp *与第二步中锁相后计算得到的交流电网侧有功电流Igd作差后，送入重复学习控制器进行交流电网侧有功电流的内环控制，从而得到交流网侧的有功电流调制值ugd′：
式(6)中，kr为直接反馈控制的增益系数；ks表示重复控制的增益系数；
同时，对第二步中锁相后计算得到的交流电网侧无功电流Igq进行比例积分控制，从而生成相应的交流网侧无功电流调制值ugq'；
第七步：生成交流侧变流器IGBT驱动信号，对第六步中得到的交流网侧的有功电流调制值ugd′与交流网侧无功电流调制值ugq'进行解耦控制后，进行dq/abc变换与SVPWM控制，从而对交流网侧AC/DC变流器(2)中的三相桥臂的IGBT进行调制；
钒电池侧DC/DC变流器控制方法：
第一步：生成钒电池直流侧变流器的控制指令，
当钒电池储能系统工作在恒功率放电模式时：通过霍尔电压互感器2TV采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电压Ufdc信号，通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号，将直流电压Ufdc与直流电流Ifdc相乘得到的实际功率反馈值Pfdc进行比例积分控制，从而生成钒电池直流侧变流器的控制指令；
当钒电池储能系统工作在恒流充、放电模式时：通过电流互感器2TA采集的信号经过数字化处理后得到钒电池侧直流电流Ifdc信号进行比例积分控制，从而生成钒电池直流侧变流器的控制指令；
第二步：根据第一步中得到的钒电池直流侧变流器的控制指令对钒电池侧DC/DC变流器(3)中的IGBT进行PWM调制，IGBT管的占空比D相同，而且导通时间互错Ts/3，即三角载波的相位互错Ts/3。
2.根据权利要求1所述的一种基于钒电池储能的变流器控制方法，其特征在于：
所述双CPU控制器(7)采用的是ARM+FPGA双CPU的控制架构，双CPU控制器(7)的功率单元采用CPLD控制器。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109861563A (zh) * 2019-03-19 2019-06-07 南京工程学院 基于负载功率前馈和重复控制的pwm整流器控制方法
CN110988449A (zh) * 2019-12-17 2020-04-10 西安西电电力系统有限公司 模拟量采集控制方法和装置、模拟量采集系统

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102377362A (zh) * 2011-09-30 2012-03-14 中国电力科学研究院 电压源型单位功率因数高温超导储能变流器的控制方法
CN102916440A (zh) * 2012-09-20 2013-02-06 中国电力科学研究院 一种基于电池储能系统的功率转换系统及其控制方法
CN103872703A (zh) * 2014-03-19 2014-06-18 广东明阳龙源电力电子有限公司 一种用于解决低电压穿越的控制系统及其策略方法
CN104578167A (zh) * 2015-01-30 2015-04-29 闫朝阳 单级式三相光伏并网逆变器的功率前馈控制方法
CN106533221A (zh) * 2016-12-08 2017-03-22 株洲中车时代装备技术有限公司 一种大功率通用型pwm整流器及其控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102377362A (zh) * 2011-09-30 2012-03-14 中国电力科学研究院 电压源型单位功率因数高温超导储能变流器的控制方法
CN102916440A (zh) * 2012-09-20 2013-02-06 中国电力科学研究院 一种基于电池储能系统的功率转换系统及其控制方法
CN103872703A (zh) * 2014-03-19 2014-06-18 广东明阳龙源电力电子有限公司 一种用于解决低电压穿越的控制系统及其策略方法
CN104578167A (zh) * 2015-01-30 2015-04-29 闫朝阳 单级式三相光伏并网逆变器的功率前馈控制方法
CN106533221A (zh) * 2016-12-08 2017-03-22 株洲中车时代装备技术有限公司 一种大功率通用型pwm整流器及其控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
LIANG ZHOU等: "Improved Dual-loop Control plus Repetitive Control for PWM Inverters", 《2006 1ST IEEE CONFERENCE ON INDUSTRIAL ELECTRONICS AND APPLICATIONS》 *
曹生允，等: "用于电池储能系统并网的 PCS 控制策略研究", 《电力系统保护与控制》 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109861563A (zh) * 2019-03-19 2019-06-07 南京工程学院 基于负载功率前馈和重复控制的pwm整流器控制方法
CN110988449A (zh) * 2019-12-17 2020-04-10 西安西电电力系统有限公司 模拟量采集控制方法和装置、模拟量采集系统

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