CN102377362A - 电压源型单位功率因数高温超导储能变流器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于应用超导电力电子领域，具体涉及一种电压型单位功率因数高温超导储能系统变流器的同步电流电压解耦控制方法。其针对dq同步旋转坐标下的超导储能系统变流器数学模型，分别设计了直流侧电压外环控制和交流侧电流内环控制模块。“H”型双向DC-DC斩波器的控制基于正弦波脉冲(SPWM)调制技术，采用充电模式下滞环PI电流闭环控制和放电模式下滞环PI电压闭环控制法。最后根据电网单位功率因数下有功电流需求及超导磁体电流值实现电压源型SMES变流器的同步电流电压双馈控制方法。本发明控制方法具有多级电流解耦控制、响应速度快，控制算法易于实现等优点，尤其适合于改善电网电能质量及抑制电力系统低频振荡等应用场合。

Description

电压源型单位功率因数高温超导储能变流器的控制方法

技术领域

本发明属于应用超导电力电子领域，具体涉及一种基于DSP、具有单位功率因数的电压型高温超导储能变流器的控制方法，特别涉及一种电压源型单位功率因数超导储能系统变流器的控制方法

背景技术

随着现代电力电子技术、低温制冷技术以及高温超导材料的快速发展，高温超导储能(HT-SMES)装置逐渐应用于现代电力系统中，用于改善电网供电质量、抑制电力系统低频振荡，提高电力系统稳定性。由于钇系(YBa₂Cu₃O₇、YBa₂Cu₄O₈)等第II代高温超导材料的研究取得了突破性进展，基于YBCO涂层导体的第II代高温超导磁储能系统受到广泛重视。超导储能系统具有蓄能量大、转换效率高、响应迅速、对环境无污染、控制方便、使用灵活等优点，能够被独立控制与电力系统之间进行有功和无功功率交换，使得系统功率调节范围扩大。大型的超导储能系统，不仅可以调节电网关键节点处的无功功率和有功功率流，还可用于降低甚至消除电网的低频功率振荡，改善电能的质量，提高电力系统运行的稳定性和可靠性。

超导储能磁体实际上是一个储存大量电磁能的无阻大电感。在超导态时，超导磁体在通过直流电流时没有焦耳热损耗，能够在超导储能系统的续流回路中维持电流。当给超导磁体充电时，磁体中的电流快速上升，交流侧输入功率快速增加，磁体储存能量也迅速增加；当超导磁体续能时，磁体中的电流维持不变，交流侧输入功率快速减少至零，磁体储存能量也保持不变；当超导磁体放电时，磁体中的电流快速衰减，所储存能量也迅速减少到零，这些运行特征给SMES变流器控制技术提出了很高的要求。此外，在超导磁体充电、续能、放电时，一般要求直流母线电压输出稳定、网侧功率变化迅速、磁体储能快速反应、具有较高开关频率等，这些都给超导磁储能变流器控制方法的研究带来了困难。

传统超导储能变流器的控制系统，多采用单片机或专用模拟芯片实现，控制电路存在电路复杂，调试困难、抗干扰能力差和存在温度漂移等缺点。数字信号处理器TMS320F2812采用哈佛结构，具有高集成度，不仅提供了快速AD转换器，高效的EV事件管理，高波特率SCI通信等外设模块处理，同时降低了控制板空间及系统成本，实现了高效快速、经济、系统的设计。此外所具有的高速运算和处理能力，使很多复杂的控制算法得以实现，同时将实时处理能力和控制器的外设功能集于一身，在控制领域内得到很好的应用。

在器件方面，随着半导体电力电子功率器件的发展，GTO和IGBT等全控型器件的广泛应用，可令电压型SMES变流器工作在四象限。电压型SMES变流器采用电压源型变换器(VSC)和“H”型双向DC-DC拓扑结构，应用数字防饱和PID控制及SVPWM同步PI电流控制方法，利用电压和电流的双环反馈控制策略，可以控制直流母线电容电压稳定和超导磁体充电、放电速率，减少交流侧低次谐波、提高电压利用率，有利于磁体的稳定运行。

发明内容

为了克服现有技术中的不足，本发明提供了一种基于DSP、具有单位功率因数的电压型高温超导储能变流器的控制方法，特别涉及一种高温超导储能变流器的同步电流电压解耦控制方法。

电压源型高温超导储能变流器的功率电路由全控型智能功率模块构成的四象限功率变换电路、直流母线电容和“H”型双向DC-DC斩波电路组成。本发明的目的在于设计一种适用于上述拓扑结构，基于DSP的高温超导储能系统变流器的控制方法。和传统SMES变流器控制方式相比，本发明的控制方法具有单位功率因数、多级电流解耦控制、能量双向传输，结构简单，响应速度快，控制算法易于实现等优点，尤其适合于改善电网电能质量及抑制电力系统低频振荡等应用场合。

目前，超导磁储能变流器的基本拓扑结构有两类：一类是电流源型，其变流系统是由电流源型变流器(CSC)组成；另一类是电压源型，其变流系统是由电压型变换器(VSC)连接斩波器(Chopper)组成。电压源型SMES变流器的数字化控制技术更加成熟，而且应用也较广泛。它采用斩波器配和变流器共同控制功率交换，隔离了电网对磁体的直接影响，能够将超导磁体的能量快速转换为电压型变流器所能承受的稳定电压，实现对超导磁体快速、稳定地充电和放电，有利于磁体稳定并网运行。

电压型SMES变流器的功率控制系统由两部分组成：直流侧电压外环控制和交流侧电流内环控制模块。直流侧电压外环控制模块采用数字防饱和比例积分(PI)方法提供内环控制所需要的有功功率和无功功率参考值；交流侧电流内环控制模块采用空间矢量脉冲(SVPWM)调制的同步PI电流控制方法。“H”型双向DC-DC斩波器的控制采用正弦波脉冲(SPWM)调制的电流/电压PI控制方法。SMES变流器及其斩波器共同协调控制有功电流i_d和无功电流i_q的变化，从而控制直流母线电容电压和超导磁体与电网交换的有功功率和无功功率，以抑制电网低频振荡，提高电力系统的稳定性。

本发明采用全数字化高速处理器。控制运算核心应用了TI公司专为基于控制应用而设计的高性能32位定点数字信号处理器TMS320F2812，时钟频率可以达到150MHz，芯片内部包含flash存储器，快速AD转换器，高效的EV事件管理，高波特率SCI通信等外设模块，具有强大的控制和信号处理能力，能够实现PWM及PI调节控制等复杂控制算法，实时检测及定时中断采样等功能，适合高温超导储能变流器控制方法的软件实现。

本发明的控制方法可以实现高温超导磁体与电网之间进行单位功率因数的功率双向传输。在充电模式下，SMES变流器以单位功率因数进行整流，超导磁体从电网中吸收有功功率；在放电模式下，SMES变流器以单位功率因数进行逆变，超导磁体对电网进行纯有功功率补偿，从而实现了电网系统与超导磁体间的功率双向传输。这种控制方法具有功率密度大、能量转换效率高等优点。

依据本发明的一种电压源型单位功率因数超导储能系统变流器的整体控制方法，其根据电网有功功率需求及超导磁体储能情况，结合电压、电流闭环协调控制方法，实现单位功率因数下电网与超导磁体的功率双向传输控制，具体包括以下计算步骤：

(1)建立同步旋转坐标系下的电压源型SMES变流器数学模型，进行控制参数解耦；针对高温超导储能系统变流器拓扑结构，根据等效电路原理，建立四象限三相全控电压型变流器VSC和“H”型双向DC-DC斩波器数学模型；

a)建立电压型变流器数学模型

定义S_k(k＝a，b，c)为功率器件的开关函数，对变流器VSC，根据基尔霍夫电压、电流定律及开关函数得到其时域下的数学模型，再通过电网基波频率下同步旋转dq坐标变换，获得变流器VSC在两相同步旋转坐标系下的函数模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}={\mathrm{\ωLi}}_q-{\mathrm{Ri}}_d-S_d{u}_{\mathrm{dc}}+u_d\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{\ωLi}}_d-{\mathrm{Ri}}_q-S_q{u}_{\mathrm{dc}}+u_q\\ C_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{3}{2}(S_d{i}_d+S_q{i}_q)-i_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中：u_d，u_q，i_d，i_q为交流三相电压在两相旋转坐标系(d，q)下的电压和电流分量，S_d，S_q为电网电压矢量在同步旋转坐标系下的开关函数分量，u_dc为直流侧电容电压；

b)建立双向斩波器数学模型

“H”型双向DC-DC斩波器共有两种工作模式：充电模式和放电模式；在充电模式时，开关管S₈导通占空比为d₈，其中0＜d₈＜1，二极管D₇导通占空比为1-d₈，得到磁体充电的状态空间平均模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sc}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}={-R}_{\mathrm{sc}}{i}_{\mathrm{sc}}+d_8{u}_{\mathrm{dc}}\\ C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_{\mathrm{dc}}-d_8{i}_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

放电模式时，开关管S₇导通占空比为d₇，其中0＜d₇＜1，二极管D₈导通占空比为1-d₇，磁体放电的状态空间平均模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sc}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}={-R}_{\mathrm{sc}}{i}_{\mathrm{sc}}-(1-d_7)U_{\mathrm{dc}}\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_{\mathrm{dc}}+(1-d_7)i_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

c)联立式(1)-(3)，可以得到电压源型超导储能系统变流器经过系统解耦后，在dq坐标系下的数学模型为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\ωLi}}_q-{\mathrm{Ri}}_d-S_d{u}_{\mathrm{dc}}+u_d\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{\ωLi}}_d-{\mathrm{Ri}}_q-S_q{u}_{\mathrm{dc}}+u_q\\ C_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{3}{2}(S_d{i}_d+S_q{i}_q)+(1-d_7-d_8)i_{\mathrm{sc}}\\ L_{\mathrm{sc}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{sc}}{i}_{\mathrm{sc}}-(1-d_7-d_8)U_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

(2)应用直流电压外环控制和交流电流内环控制方法，设计电压型变流器功率控制系统：

a)直流侧电压外环控制模块根据电网侧功率补偿要求，采用数字防饱和比例积分PI方法，计算需要补偿的有功电流和无功电流参考值i_d ^*和i_q ^*。为了实现单位功率因数控制，令i_q ^*为零，获得超导磁体与电网的有功功率交换值：

$i_d^{*}=\left\{\begin{array}{cc}{i}_{d\max }^{*},& i_d^{*}\&GreaterEqual;i_{d\max }^{*}\\ (K_{\mathrm{uP}}+K_{\mathrm{uI}}/s)\&CenterDot;(u_{\mathrm{dc}}^{*}-u_{\mathrm{dc}}),& i_{d\min }^{*}<i_d^{*}<i_{d\max }^{*}\\ i_{d\min }^{*},& i_d^{*}\&le;i_{d\min }^{*}\end{array}\right.---\left(5\right)$

$i_q^{*}=0$

式中，K_uP，K_uI为电压外环PI控制器参数；s为拉氏算子；u_dc为直流侧采样电压，u^* _dc为直流侧参考电压，i_d为有功功率采样值，i^* _d为有功电流参考值，i_q为无功功率采样值，i^* _q为无功电流参考值；

b)交流侧电流内环控制模块采用空间矢量脉冲SVPWM调制的同步PI电流控制方法，计算需要补偿的有功电流和无功电流值：

设电网三相采样电压和电流分别为(U_a，U_b，U_c)和(I_a，I_b，I_c)，将其转换到dq坐标下为

[U_d，U_q]＝T_abc/dq[U_a，U_b，U_c]           (6)

[I_d，I_q]＝T_abc/dq[I_a，I_b，I_c]          (7)

其中，T_abc/dq是三相坐标系到dq坐标系的转换矩阵；

将电网采样值与需要补偿的有功电流参考值i_d ^*和无功电流参考值i_q ^*进行比较，有功电流补偿值Δi_d和无功电流补偿值Δi_q分别为：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;i}}_d\\ {\mathrm{\&Delta;i}}_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{i}_d^{*}-i_d\\ i_q^{*}-i_q\end{array}\right]---\left(8\right)$

将式(8)代入同步PI电流调节器，进行解耦简化，得到dq坐标系下的控制电压指令值为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d=-(K_p+\frac{K_i}{s}){\mathrm{\&Delta;i}}_d+u_d\\ v_q=-(K_p+\frac{K_i}{s}){\mathrm{\&Delta;i}}_q+u_q\end{array}\right.---\left(9\right)$

再经过dq反变换，三相补偿电压U_kout(k＝a，b，c)如式(10)：

[U_aout，U_bout，U_cout]^T＝T_dq/abc[v_d，v_q]^T    (10)

式中，T_dq/abc是T_abc/dq的逆矩阵。根据式(10)的电压指令，采用空间矢量PWM脉宽调制技术，产生电压型变流器所需的SVPWM驱动脉冲；

(3)对双向DC-DC斩波器，应用正弦波脉冲SPWM调制法，采用滞环PI电流闭环控制的充电模式和滞环PI电压闭环控制的放电模式进行控制；

磁体在充电模式时，采用电流闭环控制磁体电流的充电速率，磁体电流输出i_sc小信号控制方程如下；

${\hat{i}}_{\mathrm{sc}}=\frac{u_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{Ls}+R_{\mathrm{sc}}}{\hat{d}}_8---\left(11\right)$

SMES处于放电模式时，采用电压闭环稳定直流侧电压，直流电压u_dc的小信号控制方程为：

${\hat{u}}_{\mathrm{dc}}=-\frac{R_L{i}_{\mathrm{sc}}}{{\mathrm{CR}}_{L}s+1}{\hat{d}}_7---\left(12\right)$

式中，

分别是斩波器功率器件S₇和S₈的占空比小信号值；根据直流电压u_dc和磁体电流i_sc参考值，采用三角波比较方式产生斩波器所需的PWM驱动脉冲；

(4)最后，结合电压型变流器及斩波器的控制策略，根据电网有功功率需求及超导磁体储能情况，实现电压源型单位功率因数超导储能系统变流器的整体协调控制方法；

其中，电压型变流器直流侧电容电压u_dc的闭环控制作为整体控制器的外环部分，外环控制输出i^* _d2作为有功电流参考值的一部分；根据斩波器选择“电流环”或“电压环”不同控制方式，分别通过磁体电流参考值i^* _sc或电网有功电流参考值i^* _df及超导磁体电流i_sc输出斩波器功率开关S₇及S₈的PWM触发脉冲，并确定有功电流的另一部分参考值i^* _d1；根据有功电流参考值i^* _d1和i^* _d2获得有功电流整体参考值i^* _d，结合无功电流参考值i^* _q，计算有功和无功电流补偿值(Δi_d，Δi_q)，获得电压型变流器输出电压(V_d，V_q)，产生控制VSC功率器件的SVPWM脉冲。

本发明的一种基于DSP的电压源型单位功率因数高温超导储能变流器控制方法具有以下的有益效果：

(1)采用三相半桥四象限电压型变流器和“H”型双向DC-DC电路，构成电压型SMES变流器主电路拓扑结构，结构简单，隔离了电网对超导磁体的直接影响，可实现能量双向传输，有利于磁体的稳定运行。

(2)将SMES变流器的数学模型分解为VSC变流器和斩波器两个数学模型，基于VSC变流器和斩波器在两相同步旋转坐标系下的函数模型，获得电压型SMES变流器系统的整体数学模型。

(3)针对VSC变流器的功率控制，采用数字防饱和PID控制的电压外环控制及SVPWM调制的同步PI电流内环控制。防饱和PID控制能够提高控制的稳定性，同步PI电流控制策略能够实现有功功率和无功功率独立控制。

(4)对“H”型双向DC-DC斩波器，在超导磁体充电过程中，采用滞环PI电流闭环产生S₈的驱动PWM波形；在超导磁体放电过程中，为跟随超导磁体电流快速衰减特征，采用滞环PI电压闭环产生S₇的驱动PWM波形。可以有效地控制超导磁体电流的充、放电速率及直流侧电压稳定。

(5)控制运算核心采用了TI公司的高性能数字信号处理器TMS320F2812，能够实现SVPWM及数字PI调节控制等复杂控制算法，实时采样、快速运算及定时中断采样等功能，适合电压型SMES变流器控制方法的软件实现。

附图说明

下面结合附图对本发明进一步说明。

附图1示出了电压型SMES变流器电路拓扑结构。u_ga，u_gb，u_gc为网侧相电压，S_a、S_b、S_c为VSC上桥臂开关信号；S_a’，S_b’，S_c’为VSC下桥臂开关信号，且上下桥臂开关信号互补，L表示每相的滤波电感，R表示滤波电感的内阻和开关损耗。L_sc为超导磁体的电感；i_sc为流过超导磁体的电流；i_dc为电压型变流器直流端输出电流；u_dc为直流母线电容C的端电压。

附图2示出了斩波器拓扑结构。Lsc为超导磁体的电感，i_sc为流过超导磁体的电流，i_dc为电压型变流器直流端输出电流，u_dc为直流母线电容C的端电压。

附图3示出了同步PI电流控制系统。u_dc为直流侧采样电压，u^* _dc为直流侧参考电压，i_d为有功电流实际值，i^* _d为有功电流参考值，i_q为无功电流实际值，i^* _q为无功电流参考值，u_d为有功电压实际值，u^* _d为有功电压实际值，u_q为无功电压实际值，u^* _q为无功电压参考值。

附图4示出了斩波器电流闭环充电控制框图。i_sc为超导磁体电流，i^* _sc为磁体电流参考值，u_dc为直流母线电容C的端电压，L为超导磁体电感量，R_sc表示线路中的引线电阻、开关损耗和磁体损耗的等效电阻，V_m表示三角波的幅值。

附图5示出了斩波器电压闭环放电控制框图。图中，u^* _sc表示直流母线参考电压，R_L为并联在斩波器电容器C两端的等效电阻。

附图6示出了电压源型SMES变流器控制框图。

附图7是超导储能系统变流器同步电流电压解耦控制方法设计流程示意图。

具体实施方式

电压型SMES变流器的电路拓扑结构如附图1所示，包括一个四象限三相全控电压型变流器(VSC)和一个“H”型双向DC-DC斩波器，两者间以直流电容相联系。因此可将电压型SMES的数学模型简化为两个数学模型：电压型变流器数学模型和双向斩波器数学模型。

在系统的建模过程中，VSC模块可以近似等效为一个电压源，因此，SMES变流器主电路等效为附图2。e_dc为直流侧等效电压源，R_s为等效电压源的内阻，i_sc为超导磁体电流，i_dc为电压型变流器直流侧电流，u_dc为直流母线电容C的端电压。

先定义开关函数S_k(k＝a，b，c)，如式(1)：

对VSC变流器，根据基尔霍夫电压、电流定律及开关函数得到其数学模型，如式(2)：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}={-\mathrm{Ri}}_a-u_{\mathrm{dc}}(S_a-\frac{1}{3}\underset{k=a,b,c}{\mathrm{\&Sigma;}}{S}_k)+u_{\mathrm{ga}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_b-u_{\mathrm{dc}}(S_b-\frac{1}{3}\underset{k=a,b,c}{\mathrm{\&Sigma;}}{S}_k)+u_{\mathrm{gb}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_c-u_{\mathrm{dc}}(S_c-\frac{1}{3}\underset{k=a,b,c}{\mathrm{\&Sigma;}}{S}_k)+u_{\mathrm{gc}}\\ C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=S_a{i}_a+S_b{i}_b+S_c{i}_c-i_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

以上函数描述的数学模型是对VSC开关过程的精确描述，但是VSC交流侧均为时变交流量，而且相互耦合，不利于变流器控制设计。为此通过电网基波频率同步旋转坐标变换，模型中基波正序分量将转化成d、q轴直流量，d轴为有功电流，q轴为无功电流，实现电压型三相桥式变流器网侧有功和无功分量解耦控制，简化控制系统设计。在三相平衡时，同步旋转dq变换如下：

$\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\&theta;}\right)+\frac{\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)}{\sqrt{3}}& \frac{2\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)}{\sqrt{3}}\\ -\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)+\frac{\cos \left(\mathrm{\&theta;}\right)}{\sqrt{3}}& \frac{2\cos \left(\mathrm{\&theta;}\right)}{\sqrt{3}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ga}}\\ u_{\mathrm{gb}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

VSC在两相同步旋转坐标系下的函数模型见式(4)。其中u_d，u_q为交流侧电压在dq坐标系下的电压分量，i_d，i_q为交流侧电流在dq坐标系下的电流分量，S_d，S_q为电网电压矢量在dq坐标系下的开关函数分量，u_dc为直流侧电容电压。

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}={\mathrm{\&omega;Li}}_q-{\mathrm{Ri}}_d-S_d{u}_{\mathrm{dc}}+u_d\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{\&omega;Li}}_d-{\mathrm{Ri}}_q-S_q{u}_{\mathrm{dc}}+u_q\\ C_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{3}{2}(S_d{i}_d+S_q{i}_q)-i_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

通过控制附图2中IGBT功率开关S₇和S₈的导通和断开时间，控制超导线圈的充电、续流、放电模式。在充电状态时，S₇、S₈处于开通状态，e_dc给超导线圈充电；在放电状态时，S₇、S₈处于关断状态，超导线圈向电容放电；在续流状态时，S₇和S₈交替导通和关断，线圈均处于能量保持状态。由此得到斩波器的函数模型，其中，开关管S₇、S₈导通占空比为d₇、d₈：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sc}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{sc}}{i}_{\mathrm{sc}}-(1-d_7-d_8)U_{\mathrm{dc}}\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_{\mathrm{dc}}+(1-d_7-d_8)i_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

综合VSC变流器及斩波器的数学模型式(4)和(5)可以得到电压型SMES变流器系统的整体数学模型为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}={\mathrm{\&omega;Li}}_q-{\mathrm{Ri}}_d-S_d{u}_{\mathrm{dc}}+u_d\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{\&omega;Li}}_d-{\mathrm{Ri}}_q-S_q{u}_{\mathrm{dc}}+u_q\\ C_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{3}{2}(S_d{i}_d+S_q{i}_q)+(1-d_7-d_8)i_{\mathrm{sc}}\\ L_{\mathrm{sc}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{sc}}{i}_{\mathrm{sc}}-(1-d_7-d_8)U_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

由式(6)可知，电压型SMES变流器中，直流母线电容将VSC变流器与斩波器联系在一起，其电压不仅要受到VSC变流器的影响，还要受的斩波器对超导磁体充放电速率的影响，成为一个重要的控制因素。

电压源型SMES变流器的控制策略可以分模块进行设计。其中，VSC变流器的功率控制由两部分组成：直流侧电压外环控制和交流侧电流内环控制。直流侧电压外环控制用于提供内环控制所需的有功功率和无功功率参考值，电压控制器采用数字防饱和PID控制设计方法，其控制算法如式(7)所示。防饱和PID控制能够提高控制的稳定性，取得较好的控制效果。

$i_d^{*}=\left\{\begin{array}{cc}{i}_{d\max }^{*}& i_d^{*}\&GreaterEqual;i_{d\max }^{*}\\ (K_{\mathrm{uP}}+K_{\mathrm{uI}}/s)\&CenterDot;(u_{\mathrm{dc}}^{*}-u_{\mathrm{dc}})& i_{d\min }^{*}<i_d^{*}<i_{d\max }^{*}\\ i_{d\min }^{*}& i_d^{*}\&le;i_{d\min }^{*}\end{array}\right.---\left(7\right)$

电流内环控制是根据外环控制系统提供的参考值进行电流控制，进而产生变流器PWM触发脉冲，得到需要的电压或电流。对于电流内环控制，根据式(4)，令v_d＝S_du_dc，v_q＝S_qu_dc可以得到：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d=u_d+{\mathrm{\&omega;Li}}_q-(\mathrm{Ls}+R)i_d\\ v_q=u_q-{\mathrm{\&omega;Li}}_d-(\mathrm{Ls}+R)i_q\end{array}\right.---\left(8\right)$

可以看到在同步旋转dq坐标系下，有功电流i_d和无功电流i_q之间相互耦合，同步PI电流控制中常采用前馈解耦控制策略，电流环调节器采用比例积分调节器，控制方程如下：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d=u_d-(K_{\mathrm{iP}}+K_{\mathrm{iI}}/s)(i_d^{*}-i_d)+{\mathrm{\&omega;Li}}_q\\ v_q=u_q-(K_{\mathrm{iP}}+K_{\mathrm{iI}}/s)(i_q^{*}-i_q)-{\mathrm{\&omega;Li}}_d\end{array}\right.---\left(9\right)$

式(9)中，K_iP，K_iI为电流环PI控制器参数，s为拉氏算子，u_dc为直流侧采样实际电压，i_d为有功功率采样值，i^* _d为有功电流参考值，i_q为无功功率采样值，i^* _q为无功电流参考值。

同步PI电流控制中，电压外环PI调节输出交流电流指令i^* _d，i^* _q；通过检测电网电压得到相位；通过电压及电流传感器采样得到实际交流电压u_a，u_b，u_c及电流i_a，i_b，i_c，经过dq变换得到电压分量u_d，u_q及电流分量i_d，i_q；将指令电流i^* _d，i^* _q与i_d，i_q相比较，得到电流误差，然后分别送入PI调节器，得到控制电压，将这些值代入式(9)，计算得到电压指令信号v_d，v_q，在经过dq反变换，得到电压指令分量U^* _a，U^* _b，U^* _c，利用这些电压指令产生SVPWM脉冲。

同时，当斩波器对超导磁体充电时，电容两端电压u_dc由VSC变流器来提供稳定直流电压，可得直流电压小信号值为

根据斩波器数学模型中式(5)，斩波器的小信号方程为：

${\hat{i}}_{\mathrm{sc}}=\frac{u_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{Ls}+R_{\mathrm{sc}}}{\hat{d}}_8---\left(10\right)$

在磁体充电过程中，需要控制超导磁体电流的充电速率和超调量，以减少超导磁体的交流损耗，并防止磁体失超。采用电流闭环方法控制磁体电流恒定，用三角载波比较的方式产生S₈的PWM波形，根据式(10)可以得到斩波器电流闭环充电控制框图，如附图4所示。

当超导磁体通过斩波器放电时，根据式(5)，电容器C两端的小信号方程为：

${\hat{u}}_{\mathrm{dc}}=-\frac{R_L{i}_{\mathrm{sc}}}{{\mathrm{CR}}_{L}s+1}{\hat{d}}_7---\left(11\right)$

式(11)的负号说明S₇的PWM占空比增大，也就是导通时间变长，反而磁体放电时间减少，直流侧电压u_dc减小。

在磁体放电过程中，需要控制超导磁体电流的放电速率和直流侧电压稳定，采用电压闭环来控制电容器两端的电压恒定，用三角载波比较的方式产生S₇的PWM波形。电压闭环放电控制框图如附图5所示。

结合VSC变流器及斩波器的控制策略和相关控制器的设计，电压源型SMES变流器的整体控制框图如附图6所示。直流侧电容电压u_dc的闭环控制作为控制器的外环部分，外环控制部分输出(i^* _d2)作为有功电流参考值的一部分，当斩波器选择“电流环PI”工作时，VSC变流器工作在整流状态，磁体充电。通过磁体电流(i_sc)及其参考值(i^* _sc)计算出功率开关S₇及S₈的PWM触发脉冲，控制超导磁体的充电速度，利用电压外环输出控制直流母线电容电压稳定；当斩波器选择“电压环PI”工作时，VSC变流器工作在逆变状态，磁体放电。根据电网有功电流需求(i^* _df)及超导磁体电流(i_sc)计算出功率开关S₇及S₈的PWM触发脉冲，输出(i^* _d1)作为有功电流参考值的另一部分，控制超导磁体的放电速度及直流母线电容电压稳定。并应用VSC的有功和无功电流(i_d，i_q)作为SMES变流器控制内环部分，跟踪有功和无功电流的参考值(i^* _d，i^* _q)，计算VSC变流器输出电压(V_d，V_q)，产生SVPWM脉冲，控制VSC功率电路中开关管动作，调节VSC交流侧的电流以实现系统的功率需求。

此处已经根据特定的示例性实施例对本发明进行了描述。对本领域的技术人员来说在不脱离本发明的范围下进行适当的替换或修改将是显而易见的。示例性的实施例仅仅是例证性的，而不是对本发明的范围的限制，本发明的范围由所附的权利要求定义。

Claims (2)

1.一种电压源型单位功率因数超导储能系统变流器的整体控制方法，其根据电网有功功率需求及超导磁体储能情况，结合电压、电流闭环协调控制方法，实现单位功率因数下电网与超导磁体的功率双向传输控制，其特征在于包括以下计算步骤：

(1)建立同步旋转坐标系下的电压源型SMES变流器数学模型，进行控制参数解耦；针对高温超导储能系统变流器拓扑结构，根据等效电路原理，建立四象限三相全控电压型变流器VSC和“H”型双向DC-DC斩波器数学模型；

a)建立电压型变流器数学模型

定义S_k(k＝a，b，c)为功率器件的开关函数，对变流器VSC，根据基尔霍夫电压、电流定律及开关函数得到其时域下的数学模型，再通过电网基波频率下同步旋转dq坐标变换，获得变流器VSC在两相同步旋转坐标系下的函数模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}={\mathrm{\&omega;Li}}_q-{\mathrm{Ri}}_d-S_d{u}_{\mathrm{dc}}+u_d\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{\&omega;Li}}_d-{\mathrm{Ri}}_q-S_q{u}_{\mathrm{dc}}+u_q\\ C_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{3}{2}(S_d{i}_d+S_q{i}_q)-i_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中：u_d，u_q，i_d，i_q为交流三相电压在两相旋转坐标系(d，q)下的电压和电流分量，S_d，S_q为电网电压矢量在同步旋转坐标系下的开关函数分量，u_dc为直流侧电容电压；

b)建立双向斩波器数学模型

“H”型双向DC-DC斩波器共有两种工作模式：充电模式和放电模式；在充电模式时，开关管S₈导通占空比为d₈，其中0＜d₈＜1，二极管D₇导通占空比为1-d₈，得到磁体充电的状态空间平均模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sc}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}={-R}_{\mathrm{sc}}{i}_{\mathrm{sc}}+d_8{u}_{\mathrm{dc}}\\ C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_{\mathrm{dc}}-d_8{i}_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

放电模式时，开关管S₇导通占空比为d₇，其中0＜d₇＜1，二极管D₈导通占空比为1-d₇，磁体放电的状态空间平均模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sc}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}={-R}_{\mathrm{sc}}{i}_{\mathrm{sc}}-(1-d_7)U_{\mathrm{dc}}\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_{\mathrm{dc}}+(1-d_7)i_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

c)联立式(1)-(3)，可以得到电压源型超导储能系统变流器经过系统解耦后，在dq坐标系下的数学模型为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\&omega;Li}}_q-{\mathrm{Ri}}_d-S_d{u}_{\mathrm{dc}}+u_d\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{\&omega;Li}}_d-{\mathrm{Ri}}_q-S_q{u}_{\mathrm{dc}}+u_q\\ C_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{3}{2}(S_d{i}_d+S_q{i}_q)+(1-d_7-d_8)i_{\mathrm{sc}}\\ L_{\mathrm{sc}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{sc}}{i}_{\mathrm{sc}}-(1-d_7-d_8)U_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

(2)应用直流电压外环控制和交流电流内环控制方法，设计电压型变流器功率控制系统：

a)直流侧电压外环控制模块根据电网侧功率补偿要求，采用数字防饱和比例积分PI方法，计算需要补偿的有功电流和无功电流参考值i_d ^*和i_q ^*。为了实现单位功率因数控制，令i_q ^*为零，获得超导磁体与电网的有功功率交换值：

$i_d^{*}=\left\{\begin{array}{cc}{i}_{d\max }^{*},& i_d^{*}\&GreaterEqual;i_{d\max }^{*}\\ (K_{\mathrm{uP}}+K_{\mathrm{uI}}/s)\&CenterDot;(u_{\mathrm{dc}}^{*}-u_{\mathrm{dc}}),& i_{d\min }^{*}<i_d^{*}<i_{d\max }^{*}\\ i_{d\min }^{*},& i_d^{*}\&le;i_{d\min }^{*}\end{array}\right.---\left(5\right)$

$i_q^{*}=0$

式中，K_uP，K_uI为电压外环PI控制器参数；s为拉氏算子；u_dc为直流侧采样电压，u^* _dc为直流侧参考电压，i_d为有功功率采样值，i^* _d为有功电流参考值，i_q为无功功率采样值，i^* _q为无功电流参考值；

b)交流侧电流内环控制模块采用空间矢量脉冲SVPWM调制的同步PI电流控制方法，计算需要补偿的有功电流和无功电流值：

设电网三相采样电压和电流分别为(U_a，U_b，U_c)和(I_a，I_b，I_c)，将其转换到dq坐标下为

[U_d，U_q ]＝T_abc/dq[U_a，U_b，U_c]               (6)

[I_d，I_q]＝T_abc/dq[I_a，I_b，I_c]                (7)

其中，T_abc/dq是三相坐标系到dq坐标系的转换矩阵；

将电网采样值与需要补偿的有功电流参考值i_d ^*和无功电流参考值i_q ^*进行比较，有功电流补偿值Δi_d和无功电流补偿值Δi_q分别为：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;i}}_d\\ {\mathrm{\&Delta;i}}_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{i}_d^{*}-i_d\\ i_q^{*}-i_q\end{array}\right]---\left(8\right)$

将式(8)代入同步PI电流调节器，进行解耦简化，得到dq坐标系下的控制电压指令值为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d=-(K_p+\frac{K_i}{s}){\mathrm{\&Delta;i}}_d+u_d\\ v_q=-(K_p+\frac{K_i}{s}){\mathrm{\&Delta;i}}_q+u_q\end{array}\right.---\left(9\right)$

再经过dq反变换，三相补偿电压U_kout(k＝a，b，c)如式(10)：

[U_aout，U_bout，U_cout]^T＝T_dq/abc[v_d，v_q]^T    (10)

式中，T_dq/abc是T_abc/dq的逆矩阵。根据式(10)的电压指令，采用空间矢量PWM脉宽调制技术，产生电压型变流器所需的SVPWM驱动脉冲；

(3)对双向DC-DC斩波器，应用正弦波脉冲SPWM调制法，采用滞环PI电流闭环控制的充电模式和滞环PI电压闭环控制的放电模式进行控制；

磁体在充电模式时，采用电流闭环控制磁体电流的充电速率，磁体电流输出i_sc小信号控制方程如下；

${\hat{i}}_{\mathrm{sc}}=\frac{u_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{Ls}+R_{\mathrm{sc}}}{\hat{d}}_8---\left(11\right)$

SMES处于放电模式时，采用电压闭环稳定直流侧电压，直流电压u_dc的小信号控制方程为：

${\hat{u}}_{\mathrm{dc}}=-\frac{R_L{i}_{\mathrm{sc}}}{{\mathrm{CR}}_{L}s+1}{\hat{d}}_7---\left(12\right)$

式中，

分别是斩波器功率器件S₇和S₈的占空比小信号值；根据直流电压u_dc和磁体电流i_sc参考值，采用三角波比较方式产生斩波器所需的PWM驱动脉冲；

(4)最后，结合电压型变流器及斩波器的控制策略，根据电网有功功率需求及超导磁体储能情况，实现电压源型单位功率因数超导储能系统变流器的整体协调控制方法；

其中，电压型变流器直流侧电容电压u_dc的闭环控制作为整体控制器的外环部分，外环控制输出i^* _d2作为有功电流参考值的一部分；根据斩波器选择“电流环”或“电压环”不同控制方式，分别通过磁体电流参考值i^* _sc或电网有功电流参考值i^* _df及超导磁体电流i_sc输出斩波器功率开关S₇及S₈的PWM触发脉冲，并确定有功电流的另一部分参考值i^* _d1；根据有功电流参考值i^* _d1和i^* _d2获得有功电流整体参考值i^* _d，结合无功电流参考值i^* _q，计算有功和无功电流补偿值(Δi_d，Δi_q)，获得电压型变流器输出电压(V_d，V_q)，产生控制VSC功率器件的SVPWM脉冲。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于可实现高温超导磁体与电网之间进行单位功率因数的双向能量传输；在充电模式下，SMES变流器以单位功率因数进行整流，超导磁体从电网中吸收有功功率；在放电模式下，SMES变流器以单位功率因数进行逆变，超导磁体对电网进行纯有功功率补偿，从而实现了电网系统与超导磁体间的有功功率双向传输。

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