CN107947573B - 一种适用于超导磁储能的dc/dc斩波器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种适用于超导磁储能的DC/DC斩波器，包括第一斩波器、第二斩波器以及连接第一斩波器和第二斩波器的直流电容，第一斩波器包括：第一IGBT和第二IGBT串联，第一二极管和第二二极管分别并联在第一IGBT和第二IGBT的集电极和发射极两端，滤波电感的一端与第二IGBT的集电极端连接，另一端与直流电容的正极连接，第二IGBT的发射极端与直流电容的负极连接；第二斩波器包括：第三IGBT与第四二极管串联后并联在直流电容两端，第四IGBT与第三二极管串联后并联在直流电容的两端，超导储能电感的一端与第三IGBT的发射极端相连，另一端与第四IGBT的集电极端相连。本发明可以消除超导储能电感的高频PWM脉冲电压，提高超导磁储能的稳定性。

Description

一种适用于超导磁储能的DC/DC斩波器
技术领域
本发明属于超导磁储能技术领域，更具体地，涉及一种适用于超导磁储能的DC/DC斩波器。
背景技术
传统电力系统没有大容量快速存取电能的器件，一旦系统受到扰动引发机-电功率失衡就可能对系统构成威胁，严重时会导致系统崩溃。超导磁储能系统(SMES)能为高压输电系统提供快速响应容量，提高系统稳定性、增大输电线路的极限输送功率，并可以抑制电网频率和电压的波动、改善供电品质。
超导磁体是SMES进行能量存储的关键部件，通过功率调节系统(PCS)与交流电网进行功率交换。目前，PCS一般采用基于高频开关器件的PWM变流器。根据电路拓扑结构，PCS可分为电流源型(Current Source Converter，CSC)和电压源型(Voltage SourceConverter，VSC)两种基本拓扑结构，这两种拓扑的直流侧输出波形均为高频PWM脉冲电压。目前中小型SMES的功率调节系统主要采用IGBT开关器件，PCS输出PWM脉冲电压的上升和下降时间很短，一般在0.2-0.4us。
变流器输出的具有陡上升沿/下降沿的PWM脉冲电压通过电缆和电流引线传输到超导磁体，由于电缆与超导磁体之间的阻抗不匹配，将产生波的反射和折射，从而在超导磁体接线端产生尖峰过电压。以VSC SMES系统为例，由于超导磁体固有的电流源特性，VSC直流侧必须通过斩波器(Chopper)与超导磁体相连，其电压波形的变化如图1所示。
图1(a)为“电网——变流器——斩波器——电缆——超导储能磁体”构成的一个简单等效电路；图1(b)为电网电压的波形；图1(c)为变流器直流端电容上的电压波形；图1(d)为斩波器输出端的电压波形；图1(e)为超导储能磁体承受的电压波形。
由图可知其尖峰电压幅值最大达到了数倍的直流母线电压。超导磁体承受的脉冲电压尖峰容易引起超导磁体线圈绝缘层局部放电的发生，又由于PCS输出PWM电压的频率远大于工频，这也会使局部放电显著增强。此外，脉冲电压陡上升/下降沿还会使绕组内部电压分布不均匀，导致个别绕组、匝间承受更高的电应力，使其绝缘加速老化。
由此可见，现有技术存在无法消除超导储能电感的高频PWM脉冲电压，且超导磁储能的稳定性较低的技术问题。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种属于超导磁储能技术领域，由此解决现有技术存在无法消除超导磁体的高频PWM脉冲电压，且超导磁储能系统的稳定性较低的技术问题。
为实现上述目的，本发明提供了一种适用于超导磁储能的DC/DC斩波器，包括第一斩波器、第二斩波器以及连接第一斩波器和第二斩波器的直流电容，
所述第一斩波器包括：第一IGBT、第二IGBT、第一二极管、第二二极管和滤波电感，所述第一IGBT和第二IGBT串联，所述第一二极管和第二二极管分别并联在第一IGBT和第二IGBT的集电极和发射极两端，所述滤波电感的一端与第二IGBT的集电极端连接，所述滤波电感的另一端与直流电容的正极连接，所述第二IGBT的发射极端与直流电容的负极连接；
所述第二斩波器包括：第三IGBT、第四IGBT、第三二极管、第四二极管和超导储能电感，所述第三IGBT与第四二极管串联后并联在直流电容两端，所述第四IGBT与第三二极管串联后并联在直流电容的两端，所述超导储能电感的一端与第三IGBT的发射极端相连，所述超导储能电感的另一端与第四IGBT的集电极端相连。
进一步的，DC/DC斩波器还包括变流器和变流器输出端的电容，所述第一IGBT和第二IGBT串联之后并联在变流器输出端的电容的两端，所述第一斩波器与变流器通过变流器输出端的电容连接。
进一步的，DC/DC斩波器在充电时，所述第二斩波器的占空比为1，电网发出功率需求指令P*与超导储能电感的电流iLsc经过功率变换以后得到变流器输出端的电容的整定电压整定电压与变流器输出端的电容的真实电压udc2经过PI调节之后得到第一斩波器的占空比d1，根据第一斩波器的开关频率形成三角载波，与占空比d1比较，得到开关信号，利用开关信号控制第一斩波器中的第一IGBT和第二IGBT的开断，从而控制有功功率的输出。
进一步的，DC/DC斩波器在放电时，所述第二斩波器的占空比为1，直流电容的整定电压与直流电容的真实电压udc1经过PI调节之后得到变流器输出端的电容的一部分整定电压udc2-1；电网发出功率需求指令P*与超导储能电感的电流iLsc经过功率变换以后得到变流器输出端的电容的另一部分整定电压udc2-2；udc2-1和udc2-2之和为变流器输出端的电容的整定电压变流器输出端的电容的整定电压与变流器输出端的电容的真实电压udc2经过PI调节之后得到第一斩波器的占空比d1，根据第一斩波器的开关频率形成三角载波，与占空比d1比较，得到开关信号，利用开关信号控制第一斩波器中的第一IGBT和第二IGBT的开断，从而控制有功功率的输出。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：
本发明由两个通过直流电容连接的斩波器组成，第一斩波器包括：两个串联的IGBT，两个二极管分别并联在两个IGBT的集电极和发射极两端，滤波电感的一端与第二IGBT的集电极端连接，另一端与直流电容的正极连接，第二IGBT的发射极端与直流电容的负极连接；其中开关信号为PWM信号，本发明通过引入第一斩波器对直流母线电压进行PWM调制，使第二斩波器输出侧直流电压满足功率响应需求，超导储能电感两端的电压只有在功率指令发生变化时才会产生突变，基本上不再承受PWM脉冲电压。进而从源头上消除超导储能电感的高频PWM脉冲电压，从而提高超导磁储能的稳定性。
附图说明
图1(a)为本发明背景技术提供的等效电路；
图1(b)为本发明背景技术提供的电网电压的波形图；
图1(c)为本发明背景技术提供的变流器直流端电容上的电压波形图；
图1(d)为本发明背景技术提供的斩波器输出端的电压波形图；
图1(e)为本发明背景技术提供的超导储能磁体承受的电压波形图；
图2为本发明实施例提供的DC/DC斩波器的拓扑结构图；
图3(a)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S1、S3和S4导通，S2断开时的工作状态；
图3(b)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S1和S3导通，S2和S4断开时的工作状态；
图3(c)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S1和S4导通，S2和S3断开时的工作状态；
图3(d)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S3和S4导通，S1和S2断开时的工作状态；
图3(e)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S3导通，S1、S2和S4断开时的工作状态；
图3(f)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S4导通，S1、S2和S3断开时的工作状态；
图4(a)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1、S2、S3和S4均断开的工作状态；
图4(b)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1、S2和S4断开，S3导通的工作状态；
图4(c)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1、S2和S3均断开，S4导通的工作状态；
图4(d)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1、S3和S4断开，S2导通的工作状态；
图4(e)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1和S4断开，S2和S3导通的工作状态；
图4(f)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1和S3断开，S2和S4导通的工作状态；
图5为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时的控制方案；
图6为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时的控制方案；
图7(a)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时超导储能电感的电压电流波形图；
图7(b)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时滤波电感的电压电流波形图；
图7(c)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时超导储能电感的电压电流波形图；
图7(d)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时滤波电感的电压电流波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
如图2所示，一种适用于超导磁储能的DC/DC斩波器，包括第一斩波器(斩波器1)、第二斩波器(斩波器2)以及连接第一斩波器和第二斩波器的直流电容C2，
斩波器1由两个IGBT(S1和S1)、两个并联二极管(D1和D2)以及一个滤波电感L组成。其中，S1和S2串联之后并联在变流器输出端的电容C1上，D1和D2分别并联在S1和S2的集电极和发射极两端，滤波电感L从S2的集电极引出之后与S2的发射极分别连在直流电容C2的两端。斩波器2由两个IGBT(S3和S4)、两个二极管(D3和D4)组成。其中，S3与D4串联后并联在C2两端(S3的集电极与直流电容C2的正极相连)，D3与S4串联后并联在C2的两端(S4的发射极与直流电容C2的负极相连)，从S3的发射极和S4的集电极可以引出输出端与超导储能电感相连。斩波器1与电压型变流器直流母线相连，根据系统侧功率需求指令对直流母线电容C1上的电压(udc1)进行调制，控制斩波器2输出侧直流电容C2上的电压(udc2)，斩波器2则用于调节超导磁体上的电压。该拓扑结构通过引入斩波器1对直流母线电压进行PWM调制，使斩波器2输出侧直流电压满足功率响应需求，基本上可以消除超导磁体上的PWM脉冲电压。
第一斩波器(斩波器1)在充电状态下：
如图3(a)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S1、S3和S4导通，S2断开时的工作状态；图3(b)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S1和S3导通，S2和S4断开时的工作状态；图3(c)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S1和S4导通，S2和S3断开时的工作状态；当S1导通且第一斩波器的占空比为d1时，能量从udc1侧至udc2侧流动，电感电流iL逐渐增大，斩波器处于充电状态，其数学模型可表示为：
其中，iL为电感L上的电流，udc1和udc2分布为电容C1和C2上的电压，i0为变流器输出的电流。
如图3(d)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S3和S4导通，S1和S2断开时的工作状态；当S1关断时，通过D2续流，电感电流iL通过电容C2和二极管D2形成回路，斩波器处于续流状态，其数学模型可表示为：
将上述两式求和平均，并考虑到开关管的占空比为d1，二极管的占空比为(1-d1)，得到状态空间平均模型为：
第二斩波器(斩波器2)在充电状态下：
如图3(d)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S3和S4导通，S1和S2断开时的工作状态；当S3、S4开通且占空比为d2时，超导线圈处于充电状态，其数学模型可表示为：
其中，iLsc为流过超导储能电感LSC的电流。
如图3(e)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S3导通，S1、S2和S4断开时的工作状态；图3(f)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时S4导通，S1、S2和S3断开时的工作状态；当S3开通、S4关断，超导线圈通过D3续流；当S3关断、S4开通，超导线圈通过D4续流。此时C1、L、S1、C2形成回路，其数学模型可表示为：
将上述两式求和平均，并考虑到开关管的占空比为d2，二极管的占空比为(1-d2)，得到状态空间平均模型为：
第一斩波器(斩波器1)在放电状态下：
如图4(a)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1、S2、S3和S4均断开的工作状态；图4(b)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1、S2和S4断开，S3导通的工作状态；图4(c)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1、S2和S3均断开，S4导通的工作状态；当S1、S2断开且占空比为(1-d1)时，C2通过电感L、二极管D1向C1放电，斩波器处于放电状态，其数学模型可表示为：
如图4(d)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1、S3和S4断开，S2导通的工作状态；当S2开通且占空比为d1时，电感电流iL通过电容C2和S2形成回路，斩波器处于续流状态，其数学模型可表示为：
将上述两式求和平均，并考虑到开关管的占空比为d1，二极管的占空比为(1-d1)，得到状态空间平均模型为：
第二斩波器(斩波器2)在放电状态下：
如图4(d)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1、S3和S4断开，S2导通的工作状态；当S3、S4断开且占空比为(1-d2)时，超导线圈通过二极管D3、D4向C2放电，其数学模型可表示为：
如图4(e)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1和S4断开，S2和S3导通的工作状态；图4(f)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时S1和S3断开，S2和S4导通的工作状态；当S3开通、S4关断时，超导线圈通过二极管D3续流；当S3关断、S4开通时，超导线圈通过D4续流。此时L与C2在位于同一条回路，其数学模型可表示为：
将上述两式求和平均，并考虑到开关管的占空比为d2，二极管的占空比为(1-d2)，得到状态空间平均模型为：
由于本发明中的斩波器的目的是从源头上消除超导磁体的高频PWM脉冲电压，从而提高超导磁储能系统的稳定性，所以我们应该使斩波器2尽量不动作，减少超导线圈所承受的脉冲电压。因此令斩波器2的占空比恒为1，只需要对斩波器1的占空比进行控制。当斩波器1的输出电压不满足要求时，可以通过原有的控制方式对斩波器2进行控制。斩波器充电时的控制方案如图5所示。其中，P*为电网发出的功率需求指令，与iLSC经过功率变换以后得到电容C2上的整定电压与电容C2上的真实电压udc2比较再经过PI调节之后可以得到斩波器1的占空比d1(Duty Cycle)，本发明中根据公式(3)的状态空间平均模型，可以推导出斩波器1的占空比d1；根据斩波器的开关频率形成三角载波，与占空比d1比较，形成开关信号(PWM信号)，控制斩波器1两个开关管的开断，从而控制有功功率的输出。
斩波器放电时的控制方案如图6所示。其中，为电容C1上的整定电压，与C1上的真实电压udc1比较经过PI调节之后得到电容C2上的一部分整定电压udc2-1；P*为电网发出的功率需求指令，与iLSC经过功率变换以后得到电容C2上的另一部分整定电压udc2-2；两者之和即为电容C2上的整定电压与电容C2上的真实电压udc2比较再经过PI调节之后可以得到斩波器1的占空比d1(Duty Cycle)，本发明中根据公式(9)的状态空间平均模型，可以推导出斩波器1的占空比d1；根据斩波器的开关频率形成三角载波，与占空比d1比较，形成开关信号(PWM信号)，控制斩波器1两个开关管的开断，从而控制有功功率的输出。
为了验证本发明拓扑结构的可行性，建立了新型斩波器的仿真模型，其中超导储能电感用一个纯电感LSC表示，如图7(a)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时超导储能电感的电压电流波形图；图7(b)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器充电时滤波电感的电压电流波形图；图7(c)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时超导储能电感的电压电流波形图；图7(d)为本发明实施例提供的DC/DC斩波器放电时滤波电感的电压电流波形图。可以看出，超导储能电感两端的电压只有在功率指令发生变化时才会产生突变，基本上不再承受PWM脉冲电压。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种适用于超导磁储能的DC/DC斩波器，其特征在于，包括第一斩波器、第二斩波器以及连接第一斩波器和第二斩波器的直流电容，
所述第一斩波器包括：第一IGBT、第二IGBT、第一二极管、第二二极管和滤波电感，所述第一IGBT和第二IGBT串联，所述第一二极管和第二二极管分别并联在第一IGBT和第二IGBT的集电极和发射极两端，所述滤波电感的一端与第二IGBT的集电极端连接，所述滤波电感的另一端与直流电容的正极连接，所述第二IGBT的发射极端与直流电容的负极连接；
所述第二斩波器包括：第三IGBT、第四IGBT、第三二极管、第四二极管和超导储能电感，所述第三IGBT与第四二极管串联后并联在直流电容两端，所述第四IGBT与第三二极管串联后并联在直流电容的两端，所述超导储能电感的一端与第三IGBT的发射极端相连，所述超导储能电感的另一端与第四IGBT的集电极端相连；
DC/DC斩波器通过引入第一斩波器对直流母线电压进行PWM调制，使第二斩波器输出侧直流电压满足功率响应需求，消除超导磁体上的PWM脉冲电压；
所述DC/DC斩波器还包括变流器和变流器输出端的电容，所述第一IGBT和第二IGBT串联之后并联在变流器输出端的电容的两端，所述第一斩波器与变流器通过变流器输出端的电容连接。
2.如权利要求1所述的一种适用于超导磁储能的DC/DC斩波器，其特征在于，所述DC/DC斩波器在充电时，所述第二斩波器的占空比为1，电网发出功率需求指令P*与超导储能电感的电流iLsc经过功率变换以后得到变流器输出端的电容的整定电压整定电压与变流器输出端的电容的真实电压udc2经过PI调节之后得到第一斩波器的占空比d1，根据第一斩波器的开关频率形成三角载波，与占空比d1比较，得到开关信号，利用开关信号控制第一斩波器中的第一IGBT和第二IGBT的开断，从而控制有功功率的输出。
3.如权利要求1所述的一种适用于超导磁储能的DC/DC斩波器，其特征在于，所述DC/DC斩波器在放电时，所述第二斩波器的占空比为1，直流电容的整定电压与直流电容的真实电压udc1经过PI调节之后得到变流器输出端的电容的一部分整定电压udc2-1；电网发出功率需求指令P*与超导储能电感的电流iLsc经过功率变换以后得到变流器输出端的电容的另一部分整定电压udc2-2；udc2-1和udc2-2之和为变流器输出端的电容的整定电压变流器输出端的电容的整定电压与变流器输出端的电容的真实电压udc2经过PI调节之后得到第一斩波器的占空比d1，根据第一斩波器的开关频率形成三角载波，与占空比d1比较，得到开关信号，利用开关信号控制第一斩波器中的第一IGBT和第二IGBT的开断，从而控制有功功率的输出。
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