CN108173431B - 基于同步导通技术的高压直流取能变换器 - Google Patents

基于同步导通技术的高压直流取能变换器 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种基于同步导通技术的高压直流取能变换器，其中，控制器用于输出与电源输出电压、电源输入电压、电源输入电流相对应的PWM调制信号至同步驱动发生装置；同步驱动发生装置用于对所述PWM调制信号进行隔离、整形处理，并输出多个正负对称的具有驱动能力的脉冲信号至高压串联开关组；高压串联开关组用于在多个所述脉冲信号的控制下以同步导通的方式实现开关功能；高频高压变压器用于实现原副边的隔离，以及在高压串联开关组的作用下将输入电压降低到预设的输出电压等级；高压二极管串联组用于将高频高压变压器的副边输出的交流电压整流后，形成预设的恒定直流电压输出。本发明所述高压直流取能变换器具有宽输入电压范围和高输出精度。

Description

基于同步导通技术的高压直流取能变换器
技术领域
本发明涉及柔性直流输电技术领域，具体涉及一种基于同步导通技术的高压直流取能变换器。
背景技术
在静止无功发生器、柔性直流输电装置中，需要对单个功率模块提供电能，此电能通常是从与单个功率模块连接的直流母线获取的，所述功率模块可以为直流取能变换器。
为了满足高压场合的应用要求，传统的直流取能变换器可以采用以下三种方案：
方案一、使用高电压等级的开关器件和无源器件(电阻、电容等)，从而满足高压、大电流的应用需求。此方案的难点在于：目前开关特性较为理想的开关器件都难以满足在高电压的情况下的电流容量要求。
方案二、使用多个低电压等级的变换器单元进行级联，以提高其总电压等级，从而实现高压、大电流的应用需求。此方案的难点在于：增加了系统的复杂程度，从而降低了系统的可靠性，在实现高压开关功能的同时，又引入了变换器单元间的均压控制问题。
方案三、使用开关管串联形成高压开关组，从而实现高压场合的应用。
目前，在国家电力系统应用领域亟需应用新的电力电子技术解决传统电网的共性问题的需求下，在高压开关器件还未实现突破的前提下，通过低压开关器件(如开关管)串联构成高压开关组的技术(即方案三)成为高压场合应用问题解决方法的发展方向。
这种通过开关管串联形成高压开关组的技术一般采用顺序导通的控制方式。例如，当采用两只开关管串联时，其控制方式具体为，导通时刻：两只开关管的导通、关断是依次进行的，即第一只开关管先导通，在第一只开关管的导通信号发出几十ns后，第二只开关管再导通；关断时刻：第一只开光管先开关断，在第一只开关管的关断信号发出几十ns后，第二只开关管再关断。
由于顺序导通的控制方式中开关管依次导通，如果开关管的数量较多，如多于两只开关管时，会出现第一只开关管与最后一只开关管的导通或关断延时较大，从而出现无法均压的技术问题，输出精度较低。为避免这一问题，可以仅采用两只开关管，但会导致直流输入电压的范围有限，局限性较大。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对现有技术中所存在的上述缺陷，提供一种具有宽输入电压范围、高输出精度的基于同步导通技术的高压直流取能变换器。
解决本发明技术问题所采用的技术方案是：
本发明提供一种基于同步导通技术的高压直流取能变换器，其包括高频高压变压器、高压串联开关组、同步驱动发生装置、高压二极管串联组和控制器，
所述控制器用于输出与电源输出电压、电源输入电压、电源输入电流相对应的PWM调制信号至同步驱动发生装置；
所述同步驱动发生装置用于对所述PWM调制信号进行隔离、整形处理，并输出多个正负对称的具有驱动能力的脉冲信号至高压串联开关组；
所述高压串联开关组用于在多个所述脉冲信号的控制下以同步导通的方式实现开关功能；
所述高频高压变压器用于实现原副边的隔离，以及在高压串联开关组的作用下将输入电压降低到预设的输出电压等级；
所述高压二极管串联组用于将高频高压变压器的副边输出的交流电压整流后，形成预设的恒定直流电压输出。
可选地，所述高压串联开关组包括依次串联的多个开关单元，每个开关单元包括并联的开关器件S3i、具有静态均压作用的静态均压电路和具有动态均压作用的第一动态均压电路，其中1<i≤n，且i、n为整数。
可选地，所述静态均压电路包括功率电阻R3i'、所述第一动态均压电路包括功率电阻R3i、电容C3i和电容C3i'，功率电阻R3i和电容C3i串联后再分别与电容C3i'、功率电阻R3i'、开关器件S3i并联；每个所述静态均压电路中的功率电阻R3i'用于静态均压，每个第一动态均压电路中的功率电阻R3i和电容C3i用于动态均压、电容C3i'用于动态均压补偿。
可选地，在所述同步驱动发生装置输出的脉冲信号的上升沿时刻，各个开关单元的开关器件S3i均为上升沿触发；在所述同步驱动发生装置输出的脉冲信号的下降沿时刻，各个开关单元的开关器件S3i均为下降沿触发。
可选地，所述开关器件S3i可以为MOSFET、IGBT或SiC功率管。
可选地，还包括RCD吸收电路，其用于吸收高压串联开关组中的各个开关器件S3i的漏极与源极间的电压尖刺。
可选地，所述RCD吸收电路包括依次串联的RC并联电路和多个第一二极管基础单元，所述第一二极管基础单元包括电阻R1j、电容C1j和二极管D1j，其中1<j≤n，且j、n为整数；电阻R1j与电容C1j串联后再与二极管D1j并联，且二极管D1j的负极与电阻R1j的一端连接、正极与电容C1j的一端连接，电阻R1j的另一端与电容C1j的另一端连接。
可选地，所述高压二极管串联组包括依次串联的多个第二二极管基础单元，所述第二二极管基础单元包括并联的二极管D5k和具有动态均压作用的第二动态均压电路，其中1<k≤n，且k、n为整数。
可选地，所述第二动态均压电路包括电容C5k、电容C5k'和电阻R5k；电容C5k'和电阻R5k串联后分别与电容C5k、二极管D5k并联，且二极管D5k的正极与电容C5k'的一端连接、负极与电阻R5k的一端连接，电容C5k'的另一端与电阻R5k的另一端连接；每个所述第二动态均压电路中的电容C5k'和电阻R5k用于动态均压、电容C5k用于动态均压补偿。
可选地，所述同步驱动发生装置包括驱动变压器，其具有一个初级绕组和多个次级绕组，所述同步驱动发生装置还包括与驱动变压器初级绕组的第一端连接的隔直电容C4、与隔直电容C4并联的NPN三极管T4，以及与驱动变压器每个次级绕组连接的驱动处理电路，所述初级绕组的第二端接地；所述隔直电容C4用于对控制器输出的PWM调制信号进行隔离处理，各个驱动处理电路用于对经过隔离处理的PWM调制信号进行整形后输出正负对称的具有驱动能力的脉冲信号至高压串联开关组。
可选地，所述驱动处理电路包括位移电容C4h、驱动电阻R4h、PNP三极管T4h和稳压管D4h，其中1<h≤n，且h、n为整数；位移电容C4h的一端与对应次级绕组的第一端连接、另一端与驱动电阻R4h的一端连接，PNP三极管T4h的基极与位移电容C4h和驱动电阻R4h的节点连接、发射极与驱动电阻R4h的另一端连接、集电极与对应次级绕组的第二端连接，稳压管D4h的两端分别与PNP三极管T4h的发射极和集电极连接。
有益效果：
本发明所述高压直流取能变换器中的高压串联开关组由于采用同步导通的控制方式，极大地扩展了直流输入电压的范围，且直流输出电压的精度较高。
附图说明
图1为本发明实施例提供的基于同步导通技术的高压直流取能变换器的示意图；
图2为图1中的高压串联开关组的电路结构示意图；
图3为图1中的RCD吸收电路的电路结构示意图；
图4为图1中的高压二极管串联组的电路结构示意图；
图5为图1中的同步驱动发生装置的电路结构示意图。
图中：100－RCD吸收电路；101－RC并联链路；102－第一二极管基础单元；200－高频高压变压器；300－高压串联开关组；301－开关单元；400－同步驱动发生装置；401－驱动变压器；402－驱动处理电路；500－高压二极管串联组；501－第二二极管基础单元；600－控制器。
具体实施方式
为使本领域技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细描述。
本发明实施例提供一种基于同步导通技术的高压直流取能变换器，属于电能变换装置、柔性直流输电、静止无功发生器(SVG,Static Var Generator)等领域，主要用于将300V～4000V的直流电压变换为预设的恒定直流电压输出，具体为一种宽输入电压范围(即300V～4000V)、高输出精度(即输出电压精度为1％额定输出值)的开关变换电路。本发明中，所述“高压”的范围为300V～4000V。
如图1所示，所述高压直流取能变换器包括高频高压变压器200、高压串联开关组300、同步驱动发生装置400、高压二极管串联组500和控制器600。
其中，控制器600分别与直流输入端、同步驱动发生装置400连接，用于输出与电源输出电压、电源输入电压、电源输入电流相对应的PWM调制信号至同步驱动发生装置400；
同步驱动发生装置400还与高压串联开关组300连接，用于对所述PWM调制信号进行隔离、整形处理，并输出多个正负对称的具有驱动能力的脉冲信号至高压串联开关组300；
高压串联开关组300用于在多个所述脉冲信号的控制下以同步导通的方式实现开关功能，进而控制输出电压；
高频高压变压器200的原边通过高压串联开关组300与直流输入端连接、副边通过高压二极管串联组500与直流输出端连接，用于实现原副边的隔离，以及在高压串联开关组300的作用下将输入电压降低到预设的输出电压等级，所述“高频”指的是工作频率大于20kHz；
高压二极管串联组500用于将高频高压变压器200的副边输出的交流电压整流后，形成预设的恒定直流电压输出。
需要说明的是，所述预设的输出电压等级和预设的恒定直流电压可由本领域技术人员根据实际需求进行设定，本发明对此不做限定；本发明中提及的多个即为n个，且n≥2。
本实施例中，高压串联开关组300与高频高压变压器200的原边绕组连接的一端，和高压二极管串联组500与高频高压变压器200的副边绕组连接的一端，为同名端。
具体地，高频高压变压器200可包括磁芯、骨架、沿与骨架的轴线垂直的方向由内至外依次绕制在骨架上的第一内绝缘层、磁屏蔽层、第二内绝缘层、第一原边层、第一原副边间绝缘层、副边层、第二原副边间绝缘层、第二原边层和外绝缘层。所述磁芯可采用高频磁性材料制成，例如，采用铁氧体材料制成。
其中，第一内绝缘层用于对骨架的中间部进行绝缘处理，从而对骨架进行绝缘加强；第一内绝缘层和第二内绝缘层将磁屏蔽层夹在中间，作为高频高压变压器的最内层，以对磁屏蔽层进行绝缘处理，满足其高压绝缘要求；磁屏蔽层可采用现有的磁屏蔽胶带缠绕而成，而磁屏蔽胶带的截止频率优选为变压器的工作频率，本实施例中，磁屏蔽胶带的截止频率优选为15kHz。而且，由于设置有磁屏蔽层，实现了磁绝缘，使得所述变压器具有高频性能，具体地，当变压器工作在高频场合时，其中的磁屏蔽层可避免漏磁对导线的切割作用，降低导线的损耗，且磁屏蔽层的截止频率为变压器的工作频率，从而滤除了除开关频率以上的漏磁对导线的影响。
所述第一原边层包括至少一层第一初级绕组层和至少一层第一原边绝缘层，第一初级绕组层和第一原边绝缘层间隔设置且一一对应，位于最内侧的第一初级绕组层绕制在第二内绝缘层上；所述副边层包括至少一层次级绕组层和至少一层副边绝缘层，次级绕组层和副边绝缘层间隔设置且一一对应，位于最内侧的次级绕组层绕制在第一原副边间绝缘层上；所述第二原边层包括至少一层第二初级绕组层和至少一层第二原边绝缘层，第二初级绕组层和第二原边绝缘层间隔设置且一一对应，位于最内侧的第二初级绕组层绕制在第二原副边间绝缘层上。而且，第一原副边间绝缘层的绝缘等级(电压等级)需与第一原边层的初级绕组和副边层的次级绕组相对应，第二原副边间绝缘层的绝缘等级(电压等级)需与副边层的次级绕组和第二原边层的初级绕组相对应；第一原边绝缘层的绝缘等级(电压等级)需与第一初级绕组层相对应；副边绝缘层的绝缘等级(电压等级)需与次级绕组层相对应；第二原边绝缘层的绝缘等级(电压等级)需与第二初级绕组层相对应。
较优地，所述第一原边层中包含的初级绕组的匝数与所述第二原边层中包含的初级绕组的匝数相同，且二者所包含的初级绕组的匝数之和等于高频高压变压器应包含的初级绕组的总匝数。换言之，第一原边层中包含的初级绕组的匝数占所述变压器应包含的初级绕组的总匝数的一半，而第二原边层中包含的初级绕组的匝数占所述变压器应包含的初级绕组的总匝数的另一半，采用这种将初级绕组分成两半，而次级绕组夹在其中的三明治绕法形成的变压器可有效地降低初级绕组的漏感，从而降低对电路的影响。
进一步地，高频高压变压器200还可包括设置于第一原边层和第一原副边间绝缘层之间的第一铜箔层；和/或，设置于副边层和第二原副边间绝缘层之间的第二铜箔层。由于在磁屏蔽层的基础上增设了铜箔层，进一步提升了所述变压器的高频性能。而且，由于铜具有较好的导热效果，通过增设铜箔层，还可以将不同层间的铜损引起的损耗引导到外部，从而降低变压器线包温升。此外，第一/第二铜箔层分别与第一/第二初级绕组层的参考点相接，而在第一/第二原边层与副边层之间均增设铜箔层，可将初级绕组层的参考点引入变压器内部，从而实现了初级、次级高频电场的隔离，因而有效地降低了初级电场对次级绕组层的影响。
此外，所述骨架包括中间部和分别位于中间部首尾两侧的两个端部，且骨架在其两个端部处折弯，上述第一内绝缘层、磁屏蔽层、第二内绝缘层、第一原边层、第一铜箔层、第一原副边间绝缘层、副边层、第二铜箔层、第二原副边间绝缘层、第二原边层和外绝缘层依次绕制在中间部上，且位于端部和的内侧之间，而两个端部的内侧表面相对设置、外侧表面相背设置；高频高压变压器200还可包括绕制在第一内绝缘层上且分别紧贴骨架两个端部内侧设置的两个绝缘挡墙，除第一内绝缘层和外绝缘层之外的其他层均设于所述两个绝缘挡墙之间，外绝缘层包裹于变压器的内部导线、第二原边层和所述两个绝缘挡墙之外，以防止内部材质裸露。由于设置了绝缘挡墙，故增大了第一初级绕组层和第二初级绕组层、第一初级绕组层与次级绕组层、第二初级绕组层与次级绕组层之间的爬电距离，从而能保证绕组间对爬电距离的要求。
可见，高频高压变压器200适用于高频、高压场合，有效的解决了高压绝缘、高频漏感、高压损耗等问题，从而为高压直流取能变换器解决了磁性材料方面的问题。
具体地，如图2所示，高压串联开关组300包括依次串联的多个开关单元301，各个开关单元301采用同步导通的控制方式，其包括并联的开关器件S3i、具有静态均压作用的静态均压电路和具有动态均压作用的第一动态均压电路，其中1<i≤n，且i、n为整数。换言之，开关器件S3i分别与静态均压电路、第一动态均压电路并联。
进一步地，如图2所示，每个开关单元301中，静态均压电路包括功率电阻R3i'、第一动态均压电路包括功率电阻R3i、电容C3i和电容C3i'，功率电阻R3i和电容C3i串联后再分别与电容C3i'、功率电阻R3i'、开关器件S3i并联。
由各个功率电阻R3i'构成分压网络，在开关器件S3i关断期间，均衡分配由开关器件S3i的输出电容C3i'构成的串联电容网络，即实现电容C3i'两端的静态均压，因此，每个静态均压电路中的功率电阻R3i'用于静态均压；由于在各个开关器件S3i两端并联了电容C3i'，且高压串联开关组300需要开通时，各个开关单元301中的电容C3i'两端的电压不能突变，此时需要先对各个电容C3i'进行充电，故可通过调节各个电容C3i'的大小来优化动态均压的效果，因此，每个第一动态均压电路中的功率电阻R3i和电容C3i用于动态均压、电容C3i'用于动态均压补偿。换言之，各个静态均压电路中的功率电阻R3i'构成了高压串联开关组300的静态均压部分，各个第一动态均压电路中的功率电阻R3i和电容C3i构成了高压串联开关组300的动态均压部分，各个第一动态均压电路中的电容C3i'构成了高压串联开关组300的动态均压补偿部分。
此外，在同步驱动发生装置400输出的所述脉冲信号的上升沿时刻，各个开关单元301的开关器件S3i均为上升沿触发；在同步驱动发生装置400输出的所述脉冲信号的下降沿时刻，各个开关单元301的开关器件S3i均为下降沿触发。
本实施例中，开关器件S3i可以为MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)或SiC(碳化硅)功率管。
本实施例中，采用多个开关器件S3i串联的方式形成高压串联开关组300，且这些开关器件S3i同步导通、关断。具体地，在导通时刻，所有开关器件S3i同时导通，在关断时刻，所有开关器件S3i同时关断，从而形成了在高压场合能够同步导通、关断的串联开关器件组。本发明通过对高压串联开关组300中的各个开关单元301进行合理设计，实现多个开关器件等效为一个开关器件的功能，从而为高压直流取能变换器解决了高压应用场合无高压器件可用的问题，也有效地解决了器件串联中的均压问题。而且，与级联方式构成的高压取能变换器相比，形成了适用于高压场合的基于同步导通技术的直流取能变换器，提高了变换器的功率密度、可靠性等；与串联器件顺序导通方式构成的高压取能变换器相比，同步导通方式可以通过增加同步导通的开关器件的数量来增加直流输入电压的电压上限，具有能够满足更高电压等级要求的能力，且从理论上讲可以扩展至无限，从而极大地扩展了直流输入电压的范围，因此同步导通方式更适合高压场合，在目前的高压直流柔性输电、高压SVG等场合具有较大的技术优势。
如图1所示，所述高压直流取能变换器还包括RCD吸收电路100，其用于吸收高压串联开关组300中的各个开关器件S3i的漏极(D极)与源极(S极)间的电压尖刺。当然，RCD吸收电路100为可选器件，本领域技术人员可根据实际情况选择是否应用RCD吸收电路100。
具体地，如图3所示，RCD吸收电路100包括依次串联的RC并联电路101和多个第一二极管基础单元102，可以将所述多个第一二极管基础单元102称为吸收电路二极管串联组。其中，RC并联电路101包括并联的电阻R1和电容C1。每个第一二极管基础单元102包括电阻R1j、电容C1j和二极管D1j，其中1<j≤n，且j、n为整数；电阻R1j与电容C1j串联后再与二极管D1j并联，且二极管D1j的负极与电阻R1j的一端连接、正极与电容C1j的一端连接，电阻R1j的另一端与电容C1j的另一端连接。
可见，RCD吸收电路100通过使用电阻R1j、电容C1j和二极管D1j构成基本RCD电路，一般地，高压场合下二极管D1j的反向耐压较高，而本发明中二极管D1j反向耐压可达到上万伏特，并且在二极管D1j侧并联电阻R1j和电容C1j构成RCD吸收电路100中的二极管串联均压电路，从而可实现二极管D1j的无限熟练串联，即满足高电压场合的电压应力要求。
如图4所示，高压二极管串联组500包括依次串联的多个第二二极管基础单元501，每个第二二极管基础单元501包括并联的二极管D5k和具有动态均压作用的第二动态均压电路，其中1<k≤n，且k、n为整数。
具体地，如图4所示，每个第二二极管基础单元501中，第二动态均压电路包括电容C5k、电容C5k'和电阻R5k。其中，电容C5k'和电阻R5k串联后分别与电容C5k、二极管D5k并联，且二极管D5k的正极与电容C5k'的一端连接、负极与电阻R5k的一端连接，电容C5k'的另一端与电阻R5k的另一端连接。
由于在各个二极管D5k两端并联了电容C5k，且高压二极管串联组500需要开通时，各个第二二极管基础单元501中的电容C5k两端的电压不能突变，此时需要先对各个电容C5k进行充电，故可通过调节各个电容C5k的大小来优化动态均压的效果，因此，每个第二动态均压电路中的电容C5k'和电阻R5k用于动态均压、电容C5k用于动态均压补偿。换言之，各个第二动态均压电路中的电容C5k'和电阻R5k构成了高压二极管串联组500的动态均压部分，各个第二动态均压电路中的电容C5k构成了高压二极管串联组500的动态均压补偿部分。
如图5所示，同步驱动发生装置400包括驱动变压器401，其具有一个初级绕组和多个次级绕组，初级绕组的第一端与各个次级绕组的第一端为同名端。同步驱动发生装置400还包括与驱动变压器401的初级绕组的第一端连接的隔直电容C4、与隔直电容C4并联的NPN三极管T4，以及与驱动变压器401的每个次级绕组连接的驱动处理电路402。
其中，NPN三极管T4的发射极和集电极分别与隔直电容C4的两端连接，以实现原边驱动封波，解决了整机关机时驱动电路误导通的问题，具体地，隔直电容C4的第一端连接NPN三极管T4的集电极和控制器600输出的PWM调制信号，隔直电容C4的第二端连接NPN三极管T4的发射极和驱动变压器401的初级绕组的第一端(即同名端)；驱动变压器401的初级绕组的第二端接地。
驱动变压器401可采用具有高隔离等级的脉冲变压器，以满足高隔离电压应用场合的需求，其工作电压可高于2000V。隔直电容C4用于对控制器600输出的PWM调制信号进行隔离处理，滤去PWM调制信号的直流分量，防止驱动变压器401饱和，并形成各个开关器件S3i的驱动PWM信号，各个驱动处理电路402用于分别对各个开关器件S3i的驱动PWM信号进行整形后输出正负对称的具有驱动能力的脉冲信号至高压串联开关组300中的各个开关器件S3i。
如图5所示，每个驱动处理电路402包括位移电容C4h、驱动电阻R4h、PNP三极管T4h和稳压管D4h，其中1<h≤n，且h、n为整数；位移电容C4h的一端与对应次级绕组的第一端连接、另一端与驱动电阻R4h的一端连接，PNP三极管T4h的基极与位移电容C4h和驱动电阻R4h的节点连接、发射极与驱动电阻R4h的另一端连接、集电极与对应次级绕组的第二端连接，稳压管D4h的两端分别与PNP三极管T4h的发射极和集电极连接；PNP三极管T4h的发射极与对应开关器件S3i的栅极连接、集电极与对应开关器件S3i的源极连接，PNP三极管T4h在开关器件S3i关断的时候给开关器件S3i提供一个泄放回路，加速管子关断，提高驱动波形质量。
其中，稳压管D4h包括阳极对接的第一二极管和第二二极管，较优地，第一二极管的电压为18V，第二二极管的电压为2V，由18V的第一二极管和2V的第二二极管阳极对接、并接在开关器件S3i的栅极和源极之间，起到了钳位正向和负向驱动电平的作用，保护了开关器件S3i不被过高的电压击穿。
而且，位移电容C4h可以抵消原边隔直电容C4的影响，抬高PWM调制信号的输出波形，使驱动处理电路402输出的驱动信号的占空比可以从0变化到90％以上，从而有效地解决无法大范围调节占空比的问题；驱动电阻R4h能够限制驱动处理电路402的电流大小。
控制器600具体用于对电源输出电压、电源输入电压、电源输入电流进行采样和处理，并在PWM的调制方式下，形成与电源输出电压、电源输入电压、电源输入电流相对应的0～24V的正半周交流PWM调制信号，然后传输给同步驱动发生装置400进行处理，从而推动高压串联开关组300工作，实现电源的功能。
当隔直电容C4前端收到控制器600输出的0～24V的正半周交流PWM调制信号时，隔直电容C4将该正半周交流PWM调制信号变换成-12V～+12V的交流对称PWM调制信号，但变换后的交流对称PWM调制信号的幅值易受到变换前的正半周交流PWM调制信号的脉冲宽度的影响，且脉冲宽度越大，幅值越大。本实施例中通过驱动变压器401的初级绕组侧的隔直电容C4进行信号隔离，再经过位移电容C41后输出的调制信号可以有效改善脉冲宽度对初级绕组侧变换后的交流对称PWM调制信号幅值的影响。
本实施例中，同步驱动发生装置400所采用的变压器驱动技术实现了高压串联开关组300的驱动信号的传递，解决了传递过程中多路驱动信号的信号同步性问题，驱动信号的原、副边的高压场合的隔离问题，从而突破了现有高压直流取能变换器的串联开关器件的驱动技术瓶颈。
综上所述，相比于现有技术，本发明实施例所述高压直流取能变换器具有如下优势：
(1)现有的由高电压等级的开关器件和无源器件构成的高压直流取能变换器，其本质上需要采用高压场合器件，但是在器件方面，满足高压、低电流应用的开关管的电压上限为1500V左右、电流仅为几个安培，其仅适用于直流输入电压为1000V左右的场合；而本发明实施例所述高压直流取能变换器的高压串联开关组300采用同步导通的控制方式，可以串联任意多个开关器件(开关器件数量可以为无穷大)，理论上可以满足任意直流输入电压等级的要求。
(2)现有的使用多个低电压等级的变换器单元进行级联来构成高压直流取能变换器的技术方案，由于各个级联的变换器单元需要重复功率单元，其虽然可以通过使用低压器件的拓扑级联来满足高压场合的要求，但同时也造成了如下问题：
A、降低了整机功率密度；
B、提高了系统复杂程度；
C、降低了系统的可靠性；
D、输入侧串联是通过输入侧电容构成的，所以输入侧电容成为级联方式最薄弱的因素，由于电容容值的偏差等因素，会造成电容电压的漂移，此漂移是随着输出功率的变化而变化的，为了避免电容电压的发散，需要引入电容电压的均压检测、控制、保护等技术，因此级联方式中虽然功率电路可以实现简单的串联，但需要配备较为复杂的均压控制、保护电路。而本发明实施例所述高压直流取能变换器不存在上述问题。
(3)现有的包括开关管串联形成高压开关组的高压直流取能变换器中，各个开关管顺序导通，如果开关管的数量较多，如多于两只开关管时，会出现第一只开关管与最后一只开关管的导通或关断延时较大，从而出现无法均压的技术问题；而本发明实施例所述高压直流取能变换器的高压串联开关组300中的各个开关器件S3i同步导通，实现了多个开关器件等效为一个开关器件的功能，从而有效地解决了器件串联中的均压问题，更适合高压场合，在目前的高压直流柔性输电、高压SVG等场合具有较大的技术优势。
可以理解的是，以上实施方式仅仅是为了说明本发明的原理而采用的示例性实施方式，然而本发明并不局限于此。对于本领域内的普通技术人员而言，在不脱离本发明的精神和实质的情况下，可以做出各种变型和改进，这些变型和改进也视为本发明的保护范围。

Claims (11)

1.一种基于同步导通技术的高压直流取能变换器，其特征在于，包括高频高压变压器、高压串联开关组、同步驱动发生装置、高压二极管串联组和控制器，
所述控制器用于输出与电源输出电压、电源输入电压、电源输入电流相对应的PWM调制信号至同步驱动发生装置；
所述同步驱动发生装置用于对所述PWM调制信号进行隔离、整形处理，并输出多个正负对称的具有驱动能力的脉冲信号至高压串联开关组；
所述高压串联开关组用于在多个所述脉冲信号的控制下以同步导通的方式实现开关功能；
所述高频高压变压器用于实现原副边的隔离，以及在高压串联开关组的作用下将输入电压降低到预设的输出电压等级；
所述高压二极管串联组用于将高频高压变压器的副边输出的交流电压整流后，形成预设的恒定直流电压输出；
所述高频高压变压器包括：磁芯、骨架、沿与骨架的轴线垂直的方向由内至外依次绕制在骨架上的第一内绝缘层、磁屏蔽层、第二内绝缘层、第一原边层、第一铜箔层、第一原副边间绝缘层、副边层、第二铜箔层、第二原副边间绝缘层、第二原边层和外绝缘层；其中，所述磁屏蔽层采用磁屏蔽胶带缠绕而成，且磁屏蔽胶带的截止频率为变压器的工作频率，其中第一铜箔层与第一原边层的参考点相接，第二铜箔层与第二原边层的参考点相接。
2.根据权利要求1所述的高压直流取能变换器，其特征在于，所述高压串联开关组包括依次串联的多个开关单元，每个开关单元包括并联的开关器件S3i、具有静态均压作用的静态均压电路和具有动态均压作用的第一动态均压电路，其中1<i≤n，且i、n为整数。
3.根据权利要求2所述的高压直流取能变换器，其特征在于，所述静态均压电路包括功率电阻R3i'、所述第一动态均压电路包括功率电阻R3i、电容C3i和电容C3i'，功率电阻R3i和电容C3i串联后再分别与电容C3i'、功率电阻R3i'、开关器件S3i并联；每个所述静态均压电路中的功率电阻R3i'用于静态均压，每个第一动态均压电路中的功率电阻R3i和电容C3i用于动态均压、电容C3i'用于动态均压补偿。
4.根据权利要求2所述的高压直流取能变换器，其特征在于，在所述同步驱动发生装置输出的脉冲信号的上升沿时刻，各个开关单元的开关器件S3i均为上升沿触发；在所述同步驱动发生装置输出的脉冲信号的下降沿时刻，各个开关单元的开关器件S3i均为下降沿触发。
5.根据权利要求2所述的高压直流取能变换器，其特征在于，所述开关器件S3i可以为MOSFET、IGBT或SiC功率管。
6.根据权利要求2所述的高压直流取能变换器，其特征在于，还包括RCD吸收电路，其用于吸收高压串联开关组中的各个开关器件S3i的漏极与源极间的电压尖刺。
7.根据权利要求6所述的高压直流取能变换器，其特征在于，所述RCD吸收电路包括依次串联的RC并联电路和多个第一二极管基础单元，所述第一二极管基础单元包括电阻R1j、电容C1j和二极管D1j，其中1<j≤n，且j、n为整数；电阻R1j与电容C1j串联后再与二极管D1j并联，且二极管D1j的负极与电阻R1j的一端连接、正极与电容C1j的一端连接，电阻R1j的另一端与电容C1j的另一端连接。
8.根据权利要求1所述的高压直流取能变换器，其特征在于，所述高压二极管串联组包括依次串联的多个第二二极管基础单元，所述第二二极管基础单元包括并联的二极管D5k和具有动态均压作用的第二动态均压电路，其中1<k≤n，且k、n为整数。
9.根据权利要求8所述的高压直流取能变换器，其特征在于，所述第二动态均压电路包括电容C5k、电容C5k'和电阻R5k；电容C5k'和电阻R5k串联后分别与电容C5k、二极管D5k并联，且二极管D5k的正极与电容C5k'的一端连接、负极与电阻R5k的一端连接，电容C5k'的另一端与电阻R5k的另一端连接；每个所述第二动态均压电路中的电容C5k'和电阻R5k用于动态均压、电容C5k用于动态均压补偿。
10.根据权利要求1-9中任一项所述的高压直流取能变换器，其特征在于，所述同步驱动发生装置包括驱动变压器，其具有一个初级绕组和多个次级绕组，所述同步驱动发生装置还包括与驱动变压器初级绕组的第一端连接的隔直电容C4、与隔直电容C4并联的NPN三极管T4，以及与驱动变压器每个次级绕组连接的驱动处理电路，所述初级绕组的第二端接地；所述隔直电容C4用于对控制器输出的PWM调制信号进行隔离处理，各个驱动处理电路用于对经过隔离处理的PWM调制信号进行整形后输出正负对称的具有驱动能力的脉冲信号至高压串联开关组。
11.根据权利要求10所述的高压直流取能变换器，其特征在于，所述驱动处理电路包括位移电容C4h、驱动电阻R4h、PNP三极管T4h和稳压管D4h，其中1<h≤n，且h、n为整数；位移电容C4h的一端与对应次级绕组的第一端连接、另一端与驱动电阻R4h的一端连接，PNP三极管T4h的基极与位移电容C4h和驱动电阻R4h的节点连接、发射极与驱动电阻R4h的另一端连接、集电极与对应次级绕组的第二端连接，稳压管D4h的两端分别与PNP三极管T4h的发射极和集电极连接。
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