CN109104106B - 单相电力电子变压器的控制方法 - Google Patents

单相电力电子变压器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电力电子技术领域，具体提供了一种单相电力电子变压器的控制方法，旨在解决如何提高电力电子变压器可靠性与电能变换效率的技术问题。为此目的，本发明提供的单相电力电子变压器中第一换流电路分别与第一高压绕组和单相高压交流电源连接，第二换流电路分别与第二高压绕组和单相高压交流电源连接，第二电能变换电路与低压绕组连接。基于上述结构并利用包含在任意时刻电压极性相反的高频方波信号的交流输出电压参考值来分别对第一换流电路和第二换流电路进行输出电压控制，使得单相高压交流电源的电流为低频正弦电流，谐波含量较低。同时，由于高频变压器的高压绕组侧持续承受高频方波电压，从而利用高频变压器即可实现单相电力电子变压器高压侧与低压侧的电气隔离。

Description

单相电力电子变压器的控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种单相电力电子变压器的控制方法。
背景技术
电力电子变压器(power electronic transformer，PET)是一种将电力电子变换技术和基于电磁感应原理的电能变换技术相结合，实现将一种电力特征的电能转变为另一种电力特征的电能的新型智能变压器。相较于传统的工频变压器，电力电子变压器不仅具备无功补偿、谐波补偿和电气隔离等多种功能，还能够提供不同电压等级的直流端口，以满足直流电网或交直流混合电网中直流设备的需求。
当前适用于电压等级在10kV以上的电力电子变压器主要利用多级电能变换器(电能变换器可以是AC/DC、DC/AC或AC/AC)进行电能变换。然而，由于多级电能变换器所使用的电力电子器件数量较大，这不仅增加了电力电子变压器的结构复杂度，还降低了电力电子变压器的工作可靠性和电能变换效率。例如，公开号是CN1402421A、 CN101572495A、CN101707446A、CN103036451A和CN103973121A等的发明专利申请公开的电力电子变压器均是利用由AC/DC、DC/AC和 AC/DC构成的三级电能变换器和高频变压器来实现不同电压端口之间的电气隔离。公开号是CN104767212A的发明专利申请公开的电力电子变压器利用工频变压器和多个单相电压源换流器(每个单相电压源换流器分别设置于两个交流端口之间)来进行电能变换，不能实现交流端口之间的电气隔离。
发明内容
为了解决现有技术中的上述问题，即为了解决如何提高电力电子变压器可靠性与电能变换效率的技术问题。为此目的，本发明提供了一种单相电力电子变压器及其控制方法。
在第一方面，本发明提供的一种单相电力电子变压器主要包括顺次连接的第一电能变换电路、高频变压器和第二电能变换电路；
所述高频变压器包括第一高压绕组、第二高压绕组和低压绕组；所述第一高压绕组的负极端子和第二高压绕组的正极端子分别与单相高压交流电源的正极端子连接；
所述第一电能变换电路包括第一换流电路和第二换流电路，所述第一换流电路中交流侧端口的正极端子与所述第一高压绕组的正极端子连接，所述交流侧端口的负极端子与所述单相高压交流电源的负极端子连接；所述第二换流电路中交流侧端口的正极端子与所述第二高压绕组的负极端子连接，所述交流侧端口的负极端子与所述单相高压交流电源的负极端子连接；
所述第二电能变换电路的交流侧端口与所述低压绕组连接，所述第二电能变换电路的直流侧端口与低压直流电源连接。
进一步地，本发明提供的一个优选技术方案是：
所述第一电能变换电路包括多个功率子模块，每个所述功率子模块的交流侧端口顺次连接而形成所述第一电能变换电路的交流侧端口；
所述第二电能变换电路包括多个功率子模块，每个所述功率子模块的交流侧端口顺次连接而形成所述第二电能变换电路的交流侧端口；
其中，所述第一电能变换电路与第二电能变换电路中功率子模块的数量相同。
进一步地，本发明提供的一个优选技术方案是：
所述第二电能变换电路包括交流-直流电能变换器。
进一步地，本发明提供的一个优选技术方案是：
所述高频变压器中第一高压绕组与第二高压绕组的变比相同。
在第二方面，本发明提供的一种单相电力电子变压器的控制方法主要包括下列步骤：
根据预先获取的第一交流输出电压参考值和第二交流输出电压参考值分别对第一换流电路与第二换流电路进行输出电压控制，以及
根据预设的功率传输方向和预设的电压相位，调整第二电能变换电路中交流侧端口的输出电压相位；
其中，所述的第一交流输出电压参考值和第二交流输出电压参考值分别包含在任意时刻电压极性相反的高频方波信号，所述预设的电压相位取决于所述高频方波信号的相位。
进一步地，本发明提供的一个优选技术方案是：
所述第一交流输出电压参考值和第二交流输出电压参考值如下式所示：
Figure GDA0002241555570000031
其中，所述uTI-M_ref和uT4-M_ref分别是所述第一交流输出电压参考值和第二交流输出电压参考值，所述uCC12_closeloop是对所述第一换流电路和第二换流电路进行双闭环控制后所得的输出电压，所述 usquare_HF是预设的高频方波信号。
进一步地，本发明提供的一个优选技术方案是：
所述双闭环控制包括：
根据预设的第一电压参考值对所述第一换流电路和第二换流电路中所有功率子模块的直流电容的电压之和进行电压外环控制，以及
根据预设的第二电压参考值对流经所述单相高压交流电源的交流电流进行电流内环控制；
其中，所述第二电压参考值的幅值与所述电压闭环控制的输出电压幅值相同，所述第二电压参考值的相位与所述单相高压交流电源的交流电压相位相同。
进一步地，本发明提供的一个优选技术方案是：
所述高频方波信号usquare_HF的占空比是50％。
进一步地，本发明提供的一个优选技术方案是：
“根据预设的功率传输方向和预设的电压相位，调整第二电能变换电路中交流侧端口的输出电压相位”的步骤包括：
当所述功率传输方向是由高频变压器的高压侧绕组向低压侧绕组传输功率时，控制所述输出电压相位滞后于所述高频方波信号的相位；
当所述功率传输方向是由高频变压器的低压侧绕组向高压侧绕组传输功率时，控制所述输出电压相位超前于所述高频方波信号的相位。
与最接近的现有技术相比，上述技术方案至少具有如下有益效果：
1、本发明提供的单相电力电子变压器主要包括顺次连接的第一电能变换电路、高频变压器和第二电能变换电路。高频变压器主要包括第一高压绕组、第二高压绕组和低压绕组，第一电能变换电路主要包括第一换流电路和第二换流电路。具体地，第一换流电路中交流侧端口的正极端子与第一高压绕组的正极端子连接，交流侧端口的负极端子与单相高压交流电源的负极端子连接。第二换流电路中交流侧端口的正极端子与第二高压绕组的负极端子连接，交流侧端口的负极端子与单相高压交流电源的负极端子连接。基于上述结构并利用包含在任意时刻电压极性相反的高频方波信号的交流输出电压参考值来分别对第一换流电路和第二换流电路进行输出电压控制，使得单相高压交流电源的电流为低频正弦电流，谐波含量较低。同时，由于高频变压器的高压绕组侧持续承受高频方波电压(即高频变压器中的电流是高频脉冲电流)，从而利用高频变压器即可实现单相电力电子变压器高压侧与低压侧的电气隔离。
2、本发明提供的单相电力电子变压器只包括第一电能变换电路、高频变压器和第二电能变换电路三个电能变换环节，所使用的电力电子器件数量较小，因而不仅降低了单相电力电子变压器的结构复杂度并且还提高了单相电力电子变压器的电能变换效率。
附图说明
图1是本发明实施例中一种单相电力电子变压器的主要结构示意图；
图2是本发明实施例中一种功率子模块的主要结构示意图；
图3是本发明实施例中单相高压交流电源的电压及电流仿真结果示意图；
图4是本发明实施例中功率子模块中直流电容的电容电压仿真结果示意图；
图5是本发明实施例中高频变压器中第一高压绕组的电压及电流仿真结果示意图；
图6是本发明实施例中高频变压器中第二高压绕组的电压及电流仿真结果示意图；
图7是本发明实施例中高频变压器中低压绕组的电压及电流仿真结果示意图；
图8是本发明实施例中第二电能变换电路中直流侧端口的输出电压仿真结果示意图。
具体实施方式
下面参照附图来描述本发明的优选实施方式。本领域技术人员应当理解的是，这些实施方式仅仅用于解释本发明的技术原理，并非旨在限制本发明的保护范围。
参阅附图1，图1示例性示出了本实施例中一种单相电力电子变压器的主要结构。如图1所示，本实施例中单相电力电子变压器主要包括第一电能变换电路、第二电能变换电路和高频变压器。
具体地，本实施例中高频变压器主要包括第一高压绕组、第二高压绕组和低压绕组。第一高压绕组的负极端子(图1所示的绕组端子T2)和第二高压绕组的正极端子(图1所示的绕组端子T3)分别与单相高压交流电源的正极端子(图1所示的电极端子W)连接。其中，高频变压器中第一高压绕组与第二高压绕组的变比相同。
本实施例中第一电能变换电路主要包括第一换流电路和第二换流电路。第一换流电路中交流侧端口的正极端子与第一高压绕组的正极端子(图1所示的绕组端子T1)连接，第一换流电路中交流侧端口的负极端子与单相高压交流电源的负极端子(图1所示的电极端子M) 连接。第二换流电路中交流侧端口的正极端子与第二高压绕组的负极端子(图1所示的绕组端子T4)连接，第二换流电路中交流侧端口的负极端子与单相高压交流电源的负极端子(图1所示的电极端子M)连接。
本实施例中第二电能变换电路的交流侧端口(图1中正极端子Z1和负极端子Z2构成的端口)与低压绕组连接(即正极端子Z1与低压绕组的正极端子T5连接，负极端子Z2与低压绕组的负极端子T6连接)，第二电能变换电路的直流侧端口(图1中正极端子P和负极端子N构成的端口)与低压直流电源连接(即正极端子P与低压直流电源的正极端子连接，负极端子N与低压直流电源的负极端子连接)。可选的，第二电能变换电路可以包括交流-直流电能变换器。
进一步地，本实施例中图1所示的单相电力电子变压器中第一换流电路还可以包括多个功率子模块(图1所示的功率子模块PM-11 至功率子模块PM-1K)。具体地，每个功率子模块的交流侧端口顺次连接而形成第一换流电路的交流侧端口。其中，功率子模块PM-11的负极端子Z1是第一换流电路的交流侧端口的负极端子，功率子模块PM-1K 的正极端子Z2是第一换流电路的交流侧端口的正极端子。也就是说，功率子模块PM-11的负极端子Z1与单相高压交流电源的负极端子(图1 所示的电极端子M)连接，功率子模块PM-1K的正极端子Z2与第一高压绕组的正极端子(图1所示的绕组端子T1)连接。
相应的，本实施例中图1所示的单相电力电子变压器中第二换流电路也可以包括多个功率子模块(图1所示的功率子模块PM-21 至功率子模块PM-2K)。具体地，每个功率子模块的交流侧端口顺次连接而形成第二换流电路的交流侧端口。其中，功率子模块PM-21的负极端子Z1是第二换流电路的交流侧端口的负极端子，功率子模块PM-2K 的正极端子Z2是第二换流电路的交流侧端口的正极端子。也就是说，功率子模块PM-21的负极端子Z1与单相高压交流电源的负极端子(图1 所示的电极端子M)连接，功率子模块PM-2K的正极端子Z2与第二高压绕组的负极端子(图1所示的绕组端子T4)连接。
继续参阅附图2，图2示例性示出了本实施例中图1所示第一换流电路和第二换流电路所采用的功率子模块的主要结构。如图2 所示，本实施例中功率子模块可以包括直流电容Cdc、第一电力电子器件 T1、第二电力电子器件T2、第三电力电子器件T3和第四电力电子器件T4。
可选的，本实施例中第一电力电子器件T1、第二电力电子器件T2、第三电力电子器件T3和第四电力电子器件T4可以是全控型功率半导体器件，如金属氧化物半导体场效应晶体管 (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)或集成门极换流晶闸管(IntegratedGate Commutated Thyristor，IGCT)等器件。同时，这些全控型功率半导体器件均为三端器件，如MOSFET包含源极、漏极和门极，IGBT包含集电极、发射极和栅极，IGCT包含集电极、发射极和栅极。其中，源极、漏极、集电极和发射极是主电极，门极和栅极是控制极。为了清楚描述功率子模块的结构，本发明中将电力电子器件中电源输入方向的主电极描述为第一主电极(如MOSFET的漏极和IGBT 的集电极)，电源输出方向的主电极描述为第二主电极(如MOSFET的源极和IGBT的发射极)。
具体地，本实施例中图2所示的功率子模块中第一电力电子器件T1的第一主电极分别与直流电容Cdc的正极以及第三电力电子器件T3的第一主电极连接，第一电力电子器件T1的第二主电极与第二电力电子器件T2的第一主电极连接。第二电力电子器件T2的第二主电极分别与直流电容Cdc的负极以及第四电力电子器件T4的第二主电极连接。第三电力电子器件T3的第二主电极与第四电力电子器件T4的第一主电极连接。同时，该功率子模块的负极端子Z1设置于第一电力电子器件T1的第二主电极与第二电力电子器件T2的第一主电极之间，正极端子Z2设置于第三电力电子器件T3的第二主电极与第四电力电子器件T4的第一主电极之间。
在本实施例提供的一个优选实施方案中，可以按照下列步骤对上述变压器实施例所述的单相电力电子变压器进行控制，具体为：
步骤S101：根据预先获取的第一交流输出电压参考值和第二交流输出电压参考值分别对第一换流电路与第二换流电路进行输出电压控制。具体地，本实施例中第一交流输出电压参考值uTI-M_ref和第二交流输出电压参考值uT4-M_ref如下式(1)所示：
Figure GDA0002241555570000071
公式(1)中各参数含义是：
uCC12_closeloop是对第一换流电路和第二换流电路进行双闭环控制后所得的输出电压，usquare_HF是预设的高频方波信号。可选的，高频方波信号usquare_HF的占空比是50％，频率是fsquare_HF。
在本实施例中双闭环控制主要包括电压外环控制和电流内环控制。电压外环控制指的是根据预设的第一电压参考值对第一换流电路和第二换流电路中所有功率子模块(即图1所示的功率子模块PM-11 至功率子模块PM-1K以及功率子模块PM-21至功率子模块PM-2K)中的直流电容(即图2所示的直流电容Cdc)的电压之和进行电压外环控制。电流内环控制指的是根据预设的第二电压参考值对流经单相高压交流电源的交流电流进行电流内环控制。其中，第二电压参考值的幅值与电压闭环控制的输出电压幅值相同，第二电压参考值的相位与单相高压交流电源的交流电压相位相同。
步骤S102：根据预设的功率传输方向和预设的电压相位，调整第二电能变换电路中交流侧端口的输出电压相位。
本实施例中功率传输方向主要包括由高频变压器的高压侧绕组向低压侧绕组传输功率(为了描述简洁，将“由高频变压器的高压侧绕组向低压侧绕组传输功率”描述为“第一功率传输方向”)以及由高频变压器的低压侧绕组向高压侧绕组传输功率(为了描述简洁，将“由高频变压器的低压侧绕组向高压侧绕组传输功率”描述为“第一功率传输方向”)。
具体地，当功率传输方向是第一功率传输方向时，控制第二电能变换电路中交流侧端口的输出电压相位滞后于高频方波信号 usquare_HF的相位。当功率传输方向是第二功率传输方向时，控制第二电能变换电路中交流侧端口的输出电压相位超前于高频方波信号usquare_HF的相位。其中，第二电能变换电路中交流侧端口的输出电压也是高频方波电压，该高频方波电压的频率与上述高频方波信号的频率fsquare_HF相同。
下面结合附图1-8对本实施例中单相电力电子变压器的仿真控制进行说明。在本实施方案中对图1所示的单相电力电子变压器进行仿真控制，该单相电力电子变压器的第一换流电路和第二换流电路均包括6 个图2所示的功率子模块并且该功率子模块中直流电容Cdc的电容电压额定值是1.9kV，单相高压交流电源us＝8165sin(100πt)，高频变压器中第一高压绕组、第二高压绕组和低压绕组的变比是1900:1900:750。高频方波信号usquare_HF的占空比是50％，频率fsquare_HF＝2kHz，单相电力电子变压器的传输功率是300kW。利用上述步骤S101-S102所示的单相电力电子变压器的控制方法对上述单相电力电子变压器进行仿真控制，可以得到附图3-8所示的仿真结果。
参阅附图3-8，图3示例性示出了本实施例中单相高压交流电源us的电压(图3所示的曲线1)和电流(图3所示的曲线2)，图4示例性示出了本实施例中单相电力电子变压器中12个功率子模块中直流电容Cdc的电容电压，图5示例性示出了本实施例中高频变压器中第一高压绕组的电压(图5所示的曲线1)和电流(图5所示的曲线2)，图6示例性示出了本实施例中高频变压器中第二高压绕组的电压(图6 所示的曲线1)和电流(图6所示的曲线2)，图7示例性示出了本实施例中高频变压器中低压绕组的电压(图7所示的曲线1)和电流(图7所示的曲线2)，图8示例性示出了本实施例中第二电能变换电路中直流侧端口的直流输出电压。如图3所示，单相高压交流电源us的电流谐波含量较小并且电流与电压相位相同。如图4所示，每个功率子模块中直流电容Cdc的电容电压均在电容电压额定值是1.9kV附近。如图5-7所示，高频变压器的三个绕组的电压均是高频方波电压。
在本实施例中利用包含在任意时刻电压极性相反的高频方波信号的交流输出电压参考值来分别对第一换流电路和第二换流电路进行输出电压控制，使得单相高压交流电源的电流为低频正弦电流，谐波含量较低。同时，高频变压器的高压绕组侧持续承受高频方波电压(即高频变压器中的电流是高频脉冲电流)，从而利用高频变压器即可实现单相电力电子变压器高压侧与低压侧的电气隔离。
上述实施例中虽然将各个步骤按照上述先后次序的方式进行了描述，但是本领域技术人员可以理解，为了实现本实施例的效果，不同的步骤之间不必按照这样的次序执行，其可以同时(并行)执行或以颠倒的次序执行，这些简单的变化都在本发明的保护范围之内。
本领域的技术人员能够理解，尽管在此所述的一些实施例包括其它实施例中所包括的某些特征而不是其它特征，但是不同实施例的特征的组合意味着处于本发明的范围之内并且形成不同的实施例。例如，在本发明的权利要求书中，所要求保护的实施例的任意之一都可以以任意的组合方式来使用。
应该注意的是上述实施例对本发明进行说明而不是对本发明进行限制，并且本领域技术人员在不脱离所附权利要求的范围的情况下可设计出替换实施例。单词“包括”不排除存在未列在权利要求中的元件或步骤。位于元件之前的单词“一”或“一个”不排除存在多个这样的元件。本发明可以借助于包括有若干不同元件的硬件以及借助于适当编程的PC来实现。在列举了若干模块的单元权利要求中，这些模块中的若干个可以是通过同一个硬件项来具体体现。
至此，已经结合附图所示的优选实施方式描述了本发明的技术方案，但是，本领域技术人员容易理解的是，本发明的保护范围显然不局限于这些具体实施方式。在不偏离本发明的原理的前提下，本领域技术人员可以对相关技术特征作出等同的更改或替换，这些更改或替换之后的技术方案都将落入本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种单相电力电子变压器的控制方法，其特征在于，所述单相电力电子变压器包括顺次连接的第一电能变换电路、高频变压器和第二电能变换电路；
所述高频变压器包括第一高压绕组、第二高压绕组和低压绕组；所述第一高压绕组的负极端子和第二高压绕组的正极端子分别与单相高压交流电源的正极端子连接；
所述第一电能变换电路包括第一换流电路和第二换流电路，所述第一换流电路中交流侧端口的正极端子与所述第一高压绕组的正极端子连接，所述第一换流电路中交流侧端口的负极端子与所述单相高压交流电源的负极端子连接；所述第二换流电路中交流侧端口的正极端子与所述第二高压绕组的负极端子连接，所述第二换流电路中交流侧端口的负极端子与所述单相高压交流电源的负极端子连接；
所述第二电能变换电路的交流侧端口与所述低压绕组连接，所述第二电能变换电路的直流侧端口与低压直流电源连接；
所述第一换流电路包括多个功率子模块，每个所述功率子模块的交流侧端口顺次连接而形成所述第一换流电路的交流侧端口；
所述第二换流电路包括多个功率子模块，每个所述功率子模块的交流侧端口顺次连接而形成所述第二换流电路的交流侧端口；
其中，所述第一换流电路与所述第二换流电路中功率子模块的数量相同；
所述控制方法包括：
根据预先获取的第一交流输出电压参考值和第二交流输出电压参考值分别对第一换流电路与第二换流电路进行输出电压控制，以及
根据预设的功率传输方向和预设的电压相位，调整第二电能变换电路中交流侧端口的输出电压相位；
其中，所述第一交流输出电压参考值中包括的高频方波信号与第二交流输出电压参考值中包括的高频方波信号在任意时刻电压极性相反，所述预设的电压相位取决于所述高频方波信号的相位。
2.根据权利要求1所述的单相电力电子变压器的控制方法，其特征在于，所述第一交流输出电压参考值和第二交流输出电压参考值如下式所示：
Figure FDA0002408022380000021
其中，所述uTI-M_ref和uT4-M_ref分别是所述第一交流输出电压参考值和第二交流输出电压参考值，双闭环控制是对第一换流电路和第二换流电路进行控制的，所述uCC12_closeloop是所述双闭环控制中电压外环控制的输出电压，所述usquare_HF是预设的高频方波信号。
3.根据权利要求2所述的单相电力电子变压器的控制方法，其特征在于，所述双闭环控制包括：
根据预设的第一电压参考值对所述第一换流电路和第二换流电路中所有功率子模块的直流电容的电压之和进行电压外环控制，以及
根据预设的第二电压参考值对流经所述单相高压交流电源的交流电流进行电流内环控制；
其中，所述第二电压参考值的幅值与所述电压外环控制的输出电压幅值相同，所述第二电压参考值的相位与所述单相高压交流电源的交流电压相位相同。
4.根据权利要求2所述的单相电力电子变压器的控制方法，其特征在于，所述高频方波信号usquare_HF的占空比是50％。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的单相电力电子变压器的控制方法，其特征在于，根据预设的功率传输方向和预设的电压相位，调整第二电能变换电路中交流侧端口的输出电压相位的步骤包括：
当所述功率传输方向是由高频变压器的高压侧绕组向低压侧绕组传输功率时，控制所述输出电压相位滞后于所述高频方波信号的相位；
当所述功率传输方向是由高频变压器的低压侧绕组向高压侧绕组传输功率时，控制所述输出电压相位超前于所述高频方波信号的相位。
6.根据权利要求1所述的单相电力电子变压器的控制方法，其特征在于，所述第二电能变换电路包括交流-直流电能变换器。
7.根据权利要求1或2所述的单相电力电子变压器的控制方法，其特征在于，所述高频变压器中第一高压绕组与第二高压绕组的变比相同。
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