JPH10337012A - 電源装置 - Google Patents

電源装置

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JPH10337012A
JPH10337012A JP15452097A JP15452097A JPH10337012A JP H10337012 A JPH10337012 A JP H10337012A JP 15452097 A JP15452097 A JP 15452097A JP 15452097 A JP15452097 A JP 15452097A JP H10337012 A JPH10337012 A JP H10337012A
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JP
Japan
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circuit
current
capacitor
power supply
converter circuit
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JP15452097A
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English (en)
Inventor
Tsutomu Shiomi
務 塩見
Hiroshi Niihori
博市 新堀
Yutaka Iwabori
裕 岩堀
Toshiaki Nakamura
俊朗 中村
Masanao Okawa
将直 大川
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Panasonic Electric Works Co Ltd
Original Assignee
Matsushita Electric Works Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【課題】スイッチング素子の数を減らすとともに、スイ
ッチング素子における損失を低減し、装置の低価格化を
図るとともに信頼性を向上させ、同時に装置の小型化が
可能な電源装置を提供するにある。 【解決手段】コンバータ回路１は、インダクタＬ1 、ダ
イオードＤ1 、コンバータ回路２と共用するスイッチン
グ素子Ｑ1 から電流を例えば単調増加の波形とする波形
整形回路を持つチョッパ回路を構成して、電圧を変換
し、電解コンデンサからなる平滑用のコンデンサＣ1 に
エネルギを蓄積する。コンバータ回路２はスイッチング
素子Ｑ1 を共用するスイッチング回路２１と、整流素子
たるダイオードＤ3 、イダンクタＬ3 、コンデンサＣ3
にて電流共振回路を構成する波形整形回路２２と、イン
ダクタＬ4 、ダイオードＤ4 、コンデンサＣ4 からなる
平滑回路２３とで構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電源装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図７は従来の直流を得るための電源装置
の回路図を示しており、この回路に於いては、コンバー
タ回路１とコンバータ回路２の従属接続により構成され
ており、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ1 、整流
素子たるダイオードＤ1 から昇圧型チョッパを構成する
コンバータ回路１により直流電源Ｅの電圧Ｖ1 を昇圧し
て電解型コンデンサからなるコンデンサＣ1 にエネルギ
が蓄積され、スイッチング素子Ｑ2 、インダクタＬ2 、
整流素子たるダイオードＤ2 、コンデンサＣ2 から降圧
型チョッパを構成するコンバータ回路２の作用によりコ
ンデンサＣ1 の電圧Ｖ2 を降圧してその電圧ＶZ を負荷
Ｚに印加する。
【０００３】このような回路は負荷Ｚが放電灯のように
負性抵抗を示すような特性を持つものに電力を供給する
場合によく用いられる。コンバータ回路２は降圧作用を
行うが、これは負荷Ｚに放電灯などを使用した場合は、
インタクタンス素子Ｌ2 はダイオードＤ2 の両端電圧を
平滑する作用のはかに、限流要素として働き、負性抵抗
を示す負荷Ｚに対しても安定して電力を供給することが
できる。
【０００４】このように、負荷電圧Ｖｚよりも高い電圧
をコンバータ回路２の入力電圧として必要とするために
一般には昇圧回路が前段に従属接続され、直流電源Ｅの
電圧を昇圧する。図８は、図７の回路の各部の波形を示
しており、同図（ａ）はスイッチング素子Ｑ1 のオン、
オフ状態を、同図（ｂ）はインダクタＬ1 の電流ｉL1、
同図（ｃ）はスイッチング素子Ｑ1 の電流ｉQ1、同図
（ｄ）はダイオードＤ1の電流ｉD1を示し、更に同図
（ｅ）はスイッチング素子Ｑ2 のオン、オフ状態を、同
図（ｆ）はスイッチング素子Ｑ2 に流れる電流ｉQ2、同
図（ｇ）はダイオードＤ2 に流れる電流ｉD2 を、同図
（ｈ）は同上のインダクタＬ2 に流れる電流ｉL2を示
す。
【０００５】また、入力電源として図９に示すように商
用の交流電源ＡＣをダイオードブリッジからなる全波整
流器ＤＢで整流して得られる脈流を電源として使用する
際には、最近問題となっている、電源装置の入力電流の
高調波成分を低減するために、図９の如く入力段に昇圧
型のチョッパ回路からなるコンバータ回路１を接続する
ことが広く一般に行われており、負荷Ｚが放電灯のよう
なものであれば降圧型のチョッパ回路からなるコンバー
タ回路２が後段に使用される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述のように図７又は
図９に示すようにな従来例においては、各コンバータ回
路１，２に夫々スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が必要とな
っており、そのためスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を駆動
する回路も２組必要とすることは明らかである。本発明
は、このような点に鑑みて為されたもので、その目的と
するところはスイッチング素子の数を減らすとともに、
スイッチング素子における損失を低減し、装置の低価格
化を図るとともに信頼性を向上させ、同時に装置の小型
化が可能な電源装置を提供するにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１の発明では、電源と、負荷に電力を供給し、
スイッチング素子のスイッチング周波数やデュテーティ
を変えることで電力を調整する複数のコンバータ回路と
を備えるとともに各コンバータ回路を従属接続し、各コ
ンバータ回路にはスイッチング回路と電流波形成形回路
及び整流素子を設けた電源装置において、複数のコンバ
ータ回路のスイッチング回路のスイッチング素子は共有
して成ることを特徴とする。
【０００８】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、負荷に供給する電力と各コンバータ回路の波形成
形回路によって決まる各コンバータ回路に流れる電流の
内共有化したスイッチング素子を流れる電流の、（スイ
ッチング素子のオン期間における最大値の総和／スイッ
チング素子のオン期間における平均値の総和）から計算
される値より、少なくとも共有化したスイッチング素子
の合成電流の、（スイッチング素子のオン期間における
最大値／スイッチング素子のオン期間における平均値）
から計算される値が小さくなるように各コンバータ回路
の電流波形が設定されて成ることを特徴とする。
【０００９】請求項３の発明では、請求項１の発明にお
いて、スイッチング素子に流れる各コンバータ回路の合
成電流の、（スイッチング素子のオン期間に於ける最大
値／平均値）から求まる値が２より小さくなるように各
コンバータ回路の電流波形が設定されて成ることを特徴
とする。請求項４の発明では、請求項２の発明におい
て、１つのコンバータ回路に流れる電流の電流波形の極
大値の発生時点が他のコンバータ回路に流れる電流の電
流波形の極大値の発生時点と異なるようにしたことを特
徴とする。
【００１０】請求項５の発明では、請求項１の発明にお
いて、少なくとも１つのコンバータ回路に流れる電流の
電流波形の極大値の発生時点が他のコンバータ回路に流
れる電流の電流波形の極小値の発生時点付近となるよう
にしたことを特徴とする。請求項６の発明では、少なく
とも１つのコンバータ回路に流れる電流の電流波形の極
大値と隣合う２つの極小値間の平均電流の最も大きい区
間が、他のコンバータ回路に流れる電流の電流波形の極
大値と隣合う２つの極小値間の平均電流の最も大きい区
間とは異なるように電流波形を設定したことを特徴とす
る。
【００１１】請求項７の発明では、請求項１の発明にお
いて、少なくとも１つのコンバータ回路に流れる電流の
電流波形がスイッチング素子のオフ時に極大値とならな
いことを特徴とする。請求項８の発明では、請求項１の
発明において、少なくとも１つのコンバータ回路は共有
したスイッチング素子に略正弦波電流を流すことを特徴
とする。
【００１２】請求項９の発明では、請求項１の発明にお
いて、少なくとも１つのコンバータ回路は波形成形回路
として共振回路を備えたことを特徴とする。請求項１０
の発明では、請求項１乃至９の発明において、少なくと
も１つのコンバータ回路ではスイッチング素子から流れ
込む電流が単調増加の電流波形となるような波形成形回
路を持つコンバータ回路で、他のコンバータ回路が共振
回路を波形成形回路として用いたコンバータ回路である
ことを特徴とする。
【００１３】請求項１１の発明では、請求項２乃至１０
の発明において、コンバータ回路として、第１のコンバ
ータ回路、第２のコンバータ回路を備えたもので、波形
成形回路は複数のインピーダンス要素により構成され、
スイッチング素子がオン状態にある時の電流の波形が略
鋸歯状波と、略正弦波とを加算した波形であることを特
徴とする。
【００１４】請求項１２の発明では、請求項２乃至１０
の発明において、共振回路を構成する波形成形回路がイ
ンダクタンス要素と、キャパシタンス要素との直列回路
により構成されて成ることを特徴とする。請求項１３の
発明では、請求項１１の発明において、第１のコンバー
タ回路として、第２のコンバータ回路と共有するスイッ
チング素子がオンすることにより第１のインダクタにエ
ネルギを蓄積し、スイッチング素子がオフすると第１の
整流素子を介して第１のインダクタに蓄積されたエネル
ギとともに電源のエネルギを第１のコンデンサに移動し
て蓄積させるチョッパからなることを特徴とする。
【００１５】請求項１４の発明では、請求項１１の発明
において、第１のコンバータ回路として、第２のコンバ
ータ回路と共有するスイッチング素子がオンすることに
より第１のインダクタにエネルギを蓄積し、スイッチン
グ素子がオフすると第１のお整流素子を介して第１のイ
ンダクタに蓄積されたエネルギを第１のコンデンサに移
動して蓄積させることを特徴とする。
【００１６】請求項１５の発明では、請求項１２又は１
３の発明では、第２のコンバータ回路として、第２のイ
ンダクタと第２のコンデンサと第２の整流素子の直列回
路からなる直列共振回路で構成された波形成形回路と、
負荷に並列に接続される第３のコンデンサとこの並列回
路に直列接続される第３のインダクタと第２のコンデン
サに並列接続され第３のインダクタの電流を還流させる
ための第３の整流素子とからなる平滑回路とを有し、ス
イッチング素子がオンした際には第１のコンデンサとス
イッチング素子と波形成形回路の直列回路が形成される
と共に平滑回路を波形成形回路の第２のコンデンサの電
圧が印加されるように接続して第２のコンデンサの電圧
変動を第３のインダクタと第３のコンデンサにより平滑
し、負荷に供給することを特徴とする。
【００１７】請求項１６の発明では、請求項１５の発明
において、平滑回路は第２のコンデンサと電源の電圧を
加算したものを第３のインダクタ、第３のコンデンサに
より平滑して負荷に供給することを特徴とする．請求項
１７の発明では、請求項１５の発明において、平滑回路
にエネルギを供給する経路に第１のコンバータ回路の第
１の整流素子が含まれ、スイッチング素子がオフで、第
１のコンバータ回路の第１のインダクタのエネルギが第
１の整流素子を導通させ、第１のコンデンサに供給する
電流と、平滑回路にエネルギを供給する電流とが、逆向
きに流れることを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
参照して説明する。 （実施形態１）図１は本発明の実施形態１の概念的な構
成を示しており、この実施形態１は、スイッチング素子
Ｑ1 を共用する２つのコンバータ回路１，２から構成さ
れている。コンバータ回路１は、インダクタＬ1 、ダイ
オードＤ1 、コンバータ回路２と共用するトランジス
タ、ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなるスイッ
チング素子Ｑ1 により電流を例えば単調増加の波形とす
る波形整形回路を持つチョッパ回路を構成して、電圧を
変換し、電解コンデンサからなる平滑用のコンデンサＣ
1 にエネルギを蓄積するようになっている。
【００１９】コンバータ回路２はコンバータ回路１と共
有するスイッチング素子Ｑ1 よりなるスイッチング回路
２１と、整流素子たるダイオードＤ3 、イダンクタ
Ｌ3 、コンデンサＣ3 にて電流共振回路を構成する波形
整形回路２２と、インダクタＬ4、整流素子たるダイオ
ードＤ4 、コンデンサＣ4 からなる平滑回路２３とで構
成されており、コンバータ回路１の出力によりコンデン
サＣ1 に蓄積されたエネルギは、スイッチング素子Ｑ1
が図２（ａ）に示すようにオンしているとき、スイッチ
ング素子Ｑ1 の電流ｉQ1の波形が波形成形回路２２の作
用により、図２（ｂ）に示すように略鋸歯状波（コンバ
ータ回路１の成分（イ））と略正弦波の半波（コンバー
タ回路２の成分（ロ））とを加算した波形となる。
【００２０】このように、コンバータ回路１、コンバー
タ回路２が１つのスイッチング素子Ｑ1 を共用すること
で、電源装置内のスッチング素子を一石とすることが可
能となる。そして、この両端に発生する高周波電圧を平
滑回路２３に入力し、負荷Ｚに直流電圧を印加する。
【００２１】また図２（ｂ）に示す波形は、コンバータ
回路２における電流波形を略正弦波状にすることによ
り、両者の波形が鋸歯状波である場合よりも、スイッチ
ング素子Ｑ1 にオン時に流れる電流の実効値を低くする
ことができるとともに、スイッチング素子Ｑ1 がオフす
る瞬間の電流値を低くすることができる。これによりス
イッチング素子Ｑ1 のオン時の損失を低減するととも
に、スイッチング損失をも低減することが可能となって
いる。
【００２２】なお、この回路においては、スイッチング
素子Ｑ1 のスイッチング周波数ｆｈに対して、インダク
タＬ3 、コンデンサＣ3 の共振周波数は遙に低いものと
してある。尚図１にはスイッチング素子Ｑ1 の駆動回路
及び制御回路については図示していないが、電源装置の
使用形態等により適宜な駆動回路及び制御回路を用いる
ことは言うまでもない。
【００２３】（実施形態２）図３は本実施形態の回路図
を示している。本実施形態ではコンバータ回路１は、直
流電源Ｅに接続される半導体スイッチング素子からなる
スイッチング素子Ｑ1 とインダクタＬ1 との直列回路
と、スイッチング素子Ｑ1 の両端にコンデンサＣ1 を介
して接続したダイオードＤ1 とで昇圧型のチョッパ回路
を構成し、コンバータ回路２は、コンデンサＣ1 に上記
スイッチング素子Ｑ1 を介して接続されたダイオードＤ
3 、インダクタＬ3 、コンデンサＣ3 からなる波形整形
回路２２と、直流電源ＥとコンデンサＣ2 の直列回路の
両端に接続されたインダクタＬ4とコンデンサＣ4 の直
列回路及びコンデンサＣ4 に並列に接続したダイオード
Ｄ4 からなる平滑回路２３、及び上記スイッチング素子
Ｑ1 で構成されるスイッチング回路とから成る。
【００２４】而してスイッチング素子Ｑ1 がオンする
と、コンバータ回路１では直流電源ＥからインダクタＬ
1 に電流が流れてインダクンス素子Ｌ1 にエネルギが
蓄積される。一方コンバータ回路２では波形整形回路２
２のダイオードＤ3 、インダクタＬX 、コンデンサＣX
を介してコンデンサＣ1 の電荷が放出され、コンデンサ
Ｃ3 が充電される。その際波形整形回路２２がＬＣの直
列共振回路を構成し且つダイオードＤ3 を挿入している
ため、コンデンサＣ3 を充電する電流の波形は略正弦波
状なり、コンデンサＣ3 の両端には高周波の電圧が発生
する。コンデンサＣ3 は直流電源Ｅと直列に接続されて
おり、この直列回路の両端電圧Ｖｚが平滑回路２３によ
り平滑されて負荷Ｚに印加されることになる。
【００２５】スイッチング素子Ｑ1 がオフすると、コン
バータ回路１では、インダクタＬ1の蓄積エネルギはイ
ンダクタＬ1 →直流電源Ｅ→ダイオードＤ1 、コンデン
サＣ1 →インダクタＬ1 の経路で放出され（）、コン
デンサＣ1 を充電する。このコンデンサＣ1 の両端電圧
は直流電源Ｅの電圧よりも高い昇圧した電圧となる。こ
のようにして本実施形態ではスイッチング素子Ｑ1 がオ
ンしている期間の電流波形において、その期間の前半部
分にコンバータ回路２の電流が主として流れ、後半部分
にはコンバータ回路１の電流が主として流れるようにで
き、そのため電流値の実効値を少なく押えることがで
き、結果スイッチング素子Ｑ1 のオン損失を低減するこ
とができるのである。
【００２６】またインダクタＬ3 ，コンデンサＣ3 の値
を、スイッチング素子Ｑ1 がオフするまでに、コンデン
サＣ3 の充電動作が終了するようにすることで、スイッ
チング素子Ｑ1 がオフする際にはコンバータ回路２の電
流が零となるようにしてあり、スイッチング素子Ｑ1 に
はコンバータ回路１の電流のみ流れる状態になり、これ
によりスイッチング素子Ｑ1 のスイッチング損失を大幅
に低減することができる。
【００２７】更に負荷Ｚに電力を供給する際に、そのル
ープの中に直流電源ＥとコンデンサＣ3 が直列挿入さ
れるため、コンデンサＣ3 が蓄積したエネルギ以上に直
流電源Ｅから負荷Ｚにエネルギを供給することができ
る。このことは少ないスイッチの電流で大きな負荷電流
を供給することができることを示す。つまりスイッチン
グ素子Ｑ1 を大きくせずに、大きな電力を扱うことがで
きるのである。
【００２８】（実施形態３）上記実施形態２ではコンバ
ータ回路１に昇圧型チョッパを用いるが、本実施形態で
は、図４に示すように直流電源Ｅの両端にスイッチング
素子Ｑ1 を介してインダクタＬ11を接続するとともに、
このインダクタＬ1 にコンデンサＣ1 とダイオードＤ11
の直列回路を接続して構成される極性逆転型（昇降圧
型）チョッパによりコンバータ回路１を形成している。
またコンバータ回路２では波形成形回路２２のコンデン
サＣ3 をコンデンサＣ1 とスイッチング素子Ｑ1 の直列
回路の両端にダイオードＤ3 とインダクタＬ3 との直列
回路を介して接続している。そして平滑回路２３の入力
には実施形態２と同様に波形整形回路２２のコンデンサ
Ｃ3 と直流電源Ｅの直列回路を接続してあって、直流電
源Ｅの電圧とコンデンサＣ3 の電圧とが加算される形で
電圧が印加されるようになっている。
【００２９】而して本実施形態ではスイッチング素子Ｑ
1 がオンすると、このオンによりコンバータ回路１のイ
ンダクタＬ11に直流電源Ｅ→スイッチング素子Ｑ1 →イ
ンダクタＬ11→直流電源Ｅの経路で電流が流れて、エネ
ルギが蓄積される。一方コンバータ回路２ではコンデン
サＣ1 →ダイオードＤ3 →インダクタＬ3 →コンデンサ
Ｃ3 →スイッチング素子Ｑ1 →コンデンサＣ1 の経路で
コンデンサＣ1 の電荷が放出されてコンデンサＣ3 にエ
ネルギが蓄積される。このときコンバータ回路２にはコ
ンデンサＣ3 、インダクタＬ3 の直列共振作用及びダイ
オードＤ3 により略正弦波の半波の電流が流れる。
【００３０】そしてスイッチング素子Ｑ1 がオフする
と、まずインダクタＬ11の蓄積エネルギがインダクタＬ
11→ダイオードＤ11→コンデンサＣ1 →インダクタＬ11
の経路で放出され、コンデンサＣ1 にエネルギが蓄積さ
れる。一方コンデンサＣ3 の電圧と直流電源Ｅの電圧と
が加算されて平滑回路２３に印加され、該平滑回路２３
を介して負荷Ｚに電力を供給する。
【００３１】本実施形態も実施形態２の場合と同様に、
コンデンサＣ3 の電荷が放出する際に電流が流れる経路
に直流電源Ｅを含んでいるため、スイッチング素子Ｑ1
を大きくせずに、大きな電力を扱うことができるように
なっている。 （実施形態４）本実施形態はコンバータ回路１に図５に
示すように直流電源Ｅにスイッチング素子Ｑ1 を介して
インダクタＬ1 を接続するとともに、インダクタンスＬ
1 と直流電源Ｅの直列回路にダイオードＤ1 、Ｄ4 を介
してコンデンサＣ1 を接続し、昇圧型チョッパを構成し
ている。
【００３２】一方、コンバータ回路２は波形整形回路２
２のコンデンサＣ3 をダイオードＤ4 に並列に接続する
とともに、コンデンサＣ3 、ダイオードＤ3 、インダク
タＬ3 の直列回路をスイッチング素子Ｑ1 を介してコン
デンサＣ1 に並列接続してある。そして平滑回路２３で
は、上記ダイオードＤ4 と、インダクタＬ4 、コンデン
サＣ4 から構成される点は従来と同じであるが、ダイオ
ードＤ1 と直流電源ＥとコンデンサＣ3 の直列回路の両
端をダイオードＤ5 とインダクタＬ4 を介してコンデン
サＣ4 と負荷Ｚとの並列回路に接続し、実施形態２、３
と同様に平滑回路２３の入力をコンデンサＣ3 と直流電
源Ｅとの直列回路の両端電圧としている。
【００３３】而して、本実施形態では、スイッチング素
子Ｑ1 がオンすると、コンバータ回路１ではスイッチン
グ素子Ｑ1 を介してインダクタＬ1 に直流電源Ｅより電
流が流れてインダクタＬ1 にエネルギが蓄積される。コ
ンバータ回路２ではコンデンサＣ1 →コンデンサＣ3 →
ダイオードＤ3 →インダクタＬ3 →スイッチング素子Ｑ
1 →コンデンサＣ1 の経路でコンデンサＣ1 の電荷が放
出され、コデンサＣ3を充電する。ここでインダクタＬ
2 、コンデンサＣ2 の直列共振回路の共振作用によりス
イッチング素子Ｑ1 に流れる電流が略正弦波状の半波波
形となる。
【００３４】スイッチング素子Ｑ1 がオフすると、イン
ダクタＬ1 の蓄積エネルギが直流電源Ｅ、ダイオードＤ
1 、Ｄ4 、コンデンサＣ1 の経路で放出され、コンデン
サＣ1 を充電する。そしてコンバータ回路２のコンデン
サＣ3 は、ダイオードＤ4 の遮断方向に電荷が充電され
ているため、コンデンサＣ3 と、直流電源Ｅとの電圧が
加算された形で平滑回路２２に入力することになる。
【００３５】本実施形態も実施形態２の場合と同様に、
コンデンサＣ3 の電荷が放出する際の電流が流れる経路
に直流電源Ｅを含んでいるため、スイッチング素子を大
きくせずに、大きな電力を扱うことができるようになっ
ている。 （実施形態６）本実施形態は、コンバータ回路１に図６
に示すように直流電源Ｅにスイッチング素子Ｑ1 を介し
てインダクタＬ11を接続し、このインダクタＬ11にコン
デンサＣ1 をダイオードＤ11を介して接続した極性逆転
型（昇降圧型）のチョッパを用いたものであり、コンバ
ータ回路２はコンデンサＣ1 とスイッチング素子Ｑ1 と
の直列回路に、波形整形回路２２を構成するコンデンサ
Ｃ2 とダイオードＤ2 とインダクタＬ3 との直列回路を
接続してある。そして平滑回路２２に含まれるダイオー
ドＤ4 をコンデンサＣ2 に並列に接続し、またダイオー
ドＤ2 とインダクタＬ3 との直列回路に並列にダイオー
ドＤ4 とインダクタＬ3 とコンデンサＣ3の直列回路を
接続してある。
【００３６】而して本実施形態では、スイッチング素子
Ｑ1 がオンすると、コンバータ回路１ではインダクタＬ
11にスイッチング素子Ｑ1 を介して直流電源Ｅより電流
が流れてエネルギを蓄積する。またコンデンサＣ1 の電
荷が、コンデンサＣ1 →スイッチング素子Ｑ1 →コンデ
ンサＣ3 →ダイオードＤ3 →インダクタＬ3 →コンデン
サＣ1 の経路で放出され、コンデンサＣ3 を充電する。
この時波形整形回路２２ではＬＣの直列共振回路と挿入
されたダイオードＤ3 によりコンデンサＣ3 を充電する
電流が略正弦波の半波となる。
【００３７】スイッチング素子Ｑ1 がオフすると、コン
バータ回路１ではインダクタＬ11の蓄積エネルギがイン
ダクタＬ11→コンデンサＣ1 →ダイオードＤ11→インダ
クタＬ1 の経路で放出されコンデンサＣ1 を充電する。
この時ダイオードＤ1 が導通することを利用して、コン
デンサＣ3 と直流電源Ｅとの直列回路の両端電圧がダイ
オードＤ11を介して平滑回路２２の入力に印加されるこ
とになり、コンデンサＣ3 の電荷の放出による電流とイ
ンダクタＬ1 の蓄積エネルギの放出による電流との向き
が互いに逆向きとなってダイオードＤ11に流れ、見掛け
上ダイオードＤ11に流れる電流を低減するとともに、直
流電源Ｅからも電力供給が得られ、だい電力に対応する
ことができる。
【００３８】本実施形態もコンデンサＣ3 の電荷が放出
する際の電流が流れる経路に直流電源Ｅを含んでいるた
め、スイッチング素子Ｑ1 を大きくせずに、大きな電力
を扱うことができるようになっている。ができるのであ
る。尚本発明は、上記実施形態に限定されずものではな
く、要は２つのコンバータ回路１，２により構成される
電源装置において、スイッチング素子を共用し、それに
流れる電流波形を略鋸歯状波と略正弦波に加算したもの
で、コンデンサＣ3から負荷Ｚに電力を供給する経路に
電源があれば良いということは言うまでもない。
【００３９】
【発明の効果】請求項１の発明は、電源と、負荷に電力
を供給し、スイッチング素子のスイッチング周波数やデ
ュテーティを変えることで電力を調整する複数のコンバ
ータ回路とを備えるとともに各コンバータ回路を従属接
続し、各コンバータ回路にはスイッチング回路と電流波
形成形回路及び整流素子を設けた電源装置において、複
数のコンバータ回路のスイッチング回路のスイッチング
素子は共有してあるので、スイッチング素子が１つで済
むため低価格化及び小型化が可能となるという効果があ
る。
【００４０】請求項２の発明乃至請求項１０の発明は上
述のように構成しているので、スイッチング素子に流れ
る実効電流を低減できるとともに、スイッチング素子が
オフする電流値を低くすることができ、そのためスイッ
チング素子の導通損失を低減や、スイッチング損失を低
減でき、結果小型で安価なスイッチング素子を使用する
ことができ、また装置の高効率化、低価格化、小型化を
図ることができるという効果がある。
【００４１】また請求項１１、請求項１２の発明は、波
形成形回路が簡単になるという効果がある。また請求項
１３乃至請求項１７の発明は大電力の場合でも効率良く
出力側にエネルギを伝達できるという効果がある。特に
請求項１６の発明では、平滑回路が第２のコンデンサと
電源の電圧を加算したものを第３のインダクタ、第３の
コンデンサにより平滑して負荷に供給するので、スイッ
チング素子の電流容量を大きくすることなく、大きな電
力を扱える電源装置が実現でき、また請求項１７の発明
では、第１の整流素子の電流容量を小さくすることがで
き、低価格化と小型化を一層図ることができるという効
果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の回路構成図である。
【図２】同上の波形図である。
【図３】本発明の実施形態２の回路構成図である。
【図４】本発明の実施形態３の回路構成図である。
【図５】本発明の実施形態４の回路構成図である。
【図６】本発明の実施形態５の回路構成図である。
【図７】従来例の回路構成図である。
【図８】同上の動作説明用波形図である。
【図９】同上の動作説明用波形図である。
【符号の説明】
Ｅ 電源 １ 第１のコンバータ回路 ２ 第２のコンバータ回路 ２１ スイッチング回路 ２２ 波形成形回路 ２３ 平滑回路 Ｑ1 スイッチング素子 Ｄ1 ，Ｄ3 ，Ｄ4 ダイオード Ｃ3 ，Ｃ4 コンデンサ Ｌ1 ，Ｌ3 ，Ｌ4 インダクタ Ｚ 負荷 Ｃ1 コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中村 俊朗 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 大川 将直 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内

Claims (17)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】電源と、負荷に電力を供給し、スイッチン
    グ素子のスイッチング周波数やデュテーティを変えるこ
    とで電力を調整する複数のコンバータ回路とを備えると
    ともに各コンバータ回路を従属接続し、各コンバータ回
    路にはスイッチング回路と電流波形成形回路及び整流素
    子を設けた電源装置において、複数のコンバータ回路の
    スイッチング回路のスイッチング素子は共有して成るこ
    とを特徴とする電源装置。
  2. 【請求項２】負荷に供給する電力と各コンバータ回路の
    波形成形回路によって決まる各コンバータ回路に流れる
    電流の内共有化したスイッチング素子を流れる電流の、
    （スイッチング素子のオン期間における最大値の総和／
    スイッチング素子のオン期間における平均値の総和）か
    ら計算される値より、少なくとも共有化したスイッチン
    グ素子の合成電流の、（スイッチング素子のオン期間に
    おける最大値／スイッチング素子のオン期間における平
    均値）から計算される値が小さくなるように各コンバー
    タ回路の電流波形が設定されて成ることを特徴とする請
    求項１記載の電源装置。
  3. 【請求項３】スイッチング素子に流れる各コンバータ回
    路の合成電流の、（スイッチング素子のオン期間に於け
    る最大値／平均値）から求まる値が２より小さくなるよ
    うに各コンバータ回路の電流波形が設定されて成ること
    を特徴とする請求項１記載の電源装置。
  4. 【請求項４】１つのコンバータ回路に流れる電流の電流
    波形の極大値の発生時点が他のコンバータ回路に流れる
    電流の電流波形の極大値の発生時点と異なるようにした
    ことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
  5. 【請求項５】少なくとも１つのコンバータ回路に流れる
    電流の電流波形の極大値の発生時点が他のコンバータ回
    路に流れる電流の電流波形の極小値の発生時点付近とな
    るようにしたことを特徴とする請求項１記載の電源装
    置。
  6. 【請求項６】少なくとも１つのコンバータ回路に流れる
    電流の電流波形の極大値と隣合う２つの極小値間の平均
    電流の最も大きい区間が、他のコンバータ回路に流れる
    電流の電流波形の極大値と隣合う２つの極小値間の平均
    電流の最も大きい区間とは異なるように電流波形を設定
    したことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
  7. 【請求項７】少なくとも１つのコンバータ回路に流れる
    電流の電流波形がスイッチング素子のオフ時に極大値と
    ならないことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
  8. 【請求項８】少なくとも１つのコンバータ回路は共有し
    たスイッチング素子に略正弦波電流を流すことを特徴と
    する請求項１記載の電源装置。
  9. 【請求項９】少なくとも１つのコンバータ回路は波形成
    形回路として共振回路を備えたことを特徴とする請求項
    １記載の電源装置。
  10. 【請求項１０】少なくとも１つのコンバータ回路ではス
    イッチング素子から流れ込む電流が単調増加の電流波形
    となるような波形成形回路を持つコンバータ回路で、他
    のコンバータ回路が共振回路を波形成形回路として用い
    たコンバータ回路であることを特徴とする請求項１乃至
    ９記載の電源装置。
  11. 【請求項１１】コンバータ回路として、第１のコンバー
    タ回路、第２のコンバータ回路を備えたもので、波形成
    形回路は複数のインピーダンス要素により構成され、ス
    イッチング素子がオン状態にある時の電流の波形が略鋸
    歯状波と、略正弦波とを加算した波形であることを特徴
    とする請求項２乃至１０記載の電源装置。
  12. 【請求項１２】共振回路を構成する波形成形回路がイン
    ダクタンス要素と、キャパシタンス要素との直列回路に
    より構成されて成ることを特徴とする請求項２乃至１１
    記載の電源装置。
  13. 【請求項１３】第１のコンバータ回路として、第２のコ
    ンバータ回路と共有するスイッチング素子がオンするこ
    とにより第１のインダクタにエネルギを蓄積し、スイッ
    チング素子がオフすると第１の整流素子を介して第１の
    インダクタに蓄積されたエネルギと電源のエネルギが第
    １のコンデンサに移動して蓄積させることを特徴とする
    請求項１１記載の電源装置。
  14. 【請求項１４】第１のコンバータ回路として、第２のコ
    ンバータ回路と共有するスイッチング素子がオンするこ
    とにより第１のインダクタにエネルギを蓄積し、スイッ
    チング素子がオフすると第１の整流素子を介して第１の
    インダクタに蓄積されたエネルギを第１のコンデンサに
    移動して蓄積させることを特徴とする請求項１１記載の
    電源装置。
  15. 【請求項１５】第２のコンバータ回路として、第２のイ
    ンダクタと第２のコンデンサと第２の整流素子の直列回
    路からなる直列共振回路で構成された波形成形回路と、
    負荷に並列に接続される第３のコンデンサとこの並列回
    路に直列接続される第３のインダクタと第２のコンデン
    サに並列接続され第３のインダクタの電流を還流させる
    ための第３の整流素子とからなる平滑回路とを有し、ス
    イッチング素子がオンした際には第１のコンデンサとス
    イッチング素子と波形成形回路の直列回路が形成される
    と共に平滑回路を波形成形回路の第２のコンデンサの電
    圧が印加されるように接続して第２のコンデンサの電圧
    変動を第３のインダクタと第３のコンデンサにより平滑
    し、負荷に供給することを特徴とする請求項１３又は１
    ４記載の電源装置。
  16. 【請求項１６】平滑回路は第２のコンデンサと電源の電
    圧を加算したものを第３のインダクタ、第３のコンデン
    サにより平滑して負荷に供給することを特徴とする請求
    項１５記載の電源装置。
  17. 【請求項１７】平滑回路にエネルギを供給する経路に第
    １のコンバータ回路の第１の整流素子が含まれ、スイッ
    チング素子がオフで、第１のコンバータ回路の第１のイ
    ンダクタのエネルギが第１の整流素子を導通させ、第１
    のコンデンサに供給する電流と、平滑回路にエネルギを
    供給する電流とが、逆向きに流れることを特徴とする請
    求項１５記載の電源装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014239638A (ja) * 2013-06-07 2014-12-18 三星電子株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 無線電力送信装置
JP2015533469A (ja) * 2012-11-02 2015-11-24 ダンマルクス テクニスケ ウニベルシテット 自己発振共振電力変換器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015533469A (ja) * 2012-11-02 2015-11-24 ダンマルクス テクニスケ ウニベルシテット 自己発振共振電力変換器
US10027237B2 (en) 2012-11-02 2018-07-17 Danmarks Tekniske Universitet Self-oscillating resonant power converter
JP2014239638A (ja) * 2013-06-07 2014-12-18 三星電子株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 無線電力送信装置

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