CN116111854A - 一种恒流驱动电路、恒流驱动器及恒流驱动控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种恒流驱动电路、恒流驱动器及恒流驱动控制方法，恒流驱动电路包括同步整流模块和控制模块，同步整流模块用于将目标供电电流经同步整流后向负载供电，同步整流模块设置有两路同步整流开关元件以及并联每路同步整流开关元件所在回路的输出滤波电容。控制模块用于采样流经负载的电流，以及驱动两路同步整流开关元件交替工作，并在流经负载的电流小于预设电流阈值时，驱动待关断的同步整流开关元件延迟关断，以使输出滤波电容其中一端的放电电流经待关断的同步整流开关元件的所在回路回到输出滤波电容的另一端，从而实现在负载电流大动态阶跃跳变情况下，储能电容上的储存电荷能快速泄放，脉冲输出电流的下降沿得到快速平滑地下降。

Description

一种恒流驱动电路、恒流驱动器及恒流驱动控制方法
技术领域
本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种恒流驱动电路、恒流驱动器及恒流驱动控制方法。
背景技术
目前，市面上的部分电源的恒流驱动方案采用碳化硅、氮化镓功率器件制作的AC/DC高频恒流源，内部设置两级功率变换，前级为PFC（Power Factor Correction，功率因数校正）整流拓扑，后级为隔离DC-DC变换。
该方案的后级功率变换还包括同步整流电路，传统的同步整流电路采用碳化硅二极管作为同步整流管，恒流源连续模式工作正常，但是在断续脉冲工作模式时，由于同步整流电路输出设置输出滤波电容储能的原因，导致脉冲输出电流的下降沿速度慢，有电流拖尾。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：提供一种恒流驱动电路、恒流驱动器及恒流驱动控制方法，以解决脉冲输出电流的下降沿速度慢的问题。
为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：
一种恒流驱动电路，包括：
同步整流模块，所述同步整流模块用于连接负载，并接入目标供电电流，将所述目标供电电流经同步整流后向所述负载供电，所述同步整流模块设置有两路同步整流开关元件以及并联每路所述同步整流开关元件所在回路的输出滤波电容；以及
控制模块，所述控制模块与所述同步整流模块连接，用于连接负载，采样流经所述负载的电流，以及驱动两路所述同步整流开关元件交替工作，并在流经所述负载的电流小于预设电流阈值时，驱动待关断的所述同步整流开关元件延迟关断，以使所述输出滤波电容其中一端的放电电流经待关断的所述同步整流开关元件的所在回路回到输出滤波电容的另一端。
进一步的，所述同步整流模块的输入端设置有第一次级绕组和第二次级绕组，所述同步整流模块还包括第一电感，两路所述同步整流开关元件分别为第一场效应管和第二场效应管；
所述第一次级绕组的一端连接所述第一场效应管的漏极，所述第一次级绕组的另一端连接所述第二次级绕组；
所述第一场效应管的源极连接所述输出滤波电容的另一端，所述第一场效应管的栅极连接所述控制模块；
所述第二场效应管的漏极连接所述第二次级绕组的另一端，所述第二场效应管的源极连接所述输出滤波电容的另一端；
所述第一电感的一端连接所述第一次级绕组的另一端，所述第一电感的另一端连接所述输出滤波电容的另一端。
进一步的，恒流驱动电路还包括全桥谐振变压模块，所述全桥谐振变压模块与所述控制模块连接，并通过所述第一次级绕组和所述第二次级绕组连接所述同步整流模块，用于接入初始供电电流，并根据所述初始供电电流向所述同步整流模块输出所述目标供电电流；
所述控制模块还用于驱动所述全桥谐振变压模块工作。
进一步的，所述全桥谐振变压模块包括：
开关单元，所述开关单元与所述控制模块电连接，用于接入所述初始供电电流，并控制初始供电电流的通断；
谐振单元，所述谐振单元与所述开关单元电连接，用于在所述初始供电电流的所在回路中产生谐振；
初级绕组，所述初级绕组分别与所述开关单元以及所述谐振单元电连接，所述初级绕组、所述第一次级绕组以及所述第二次级绕组共同组成变压器，所述变压器用于根据所述初始供电电流向所述同步整流模块提供所述目标供电电流；以及
第一电容，所述第一电容的一端连接所述开关单元的正极，所述第一电容的另一端连接所述开关单元的负极。
进一步的，所述开关单元包括第三场效应管、第四场效应管、第五场效应管以及第六场效应管，所述谐振单元包括第二电感以及第二电容；
所述第三场效应管的漏极分别连接所述第一电容的一端以及所述初级绕组的一端，所述第三场效应管的源极连接所述第二电感的一端，所述第三场效应管的栅极连接所述控制模块；
所述第四场效应管的漏极连接所述电感的一端，所述第四场效应管的源极连接所述第一电容的另一端以及所述初级绕组的一端，所述第四场效应管的栅极连接所述控制模块；
所述第五场效应管的漏极分别连接所述第一电容的一端以及所述初级绕组的一端，所述第五场效应管的源极连接所述第二电容的一端，所述第五场效应管的栅极连接所述控制模块；
所述第六场效应管漏极连接所述第二电容的一端，所述第六场效应管的源极分别连接所述第一电容的另一端以及所述初级绕组的一端，所述第六场效应管的栅极连接所述控制模块；
所述第二电容的另一端连接所述初级绕组的另一端。
进一步的，所述控制模块包括：
电流采样电阻，所述电流采样电阻的一端连接所述输出滤波电容的另一端，所述电流采样电阻的另一端用于连接负载的负极；以及
PWM控制器，所述PWM控制器分别连接第一场效应管的栅极、第二场效应管的栅极、第三场效应管的栅极、第四场效应管的栅极、第五场效应管的栅极、第六场效应管的栅极以及所述电流采样电阻的两端。
一种恒流驱动器，包括如上述任一项所述的恒流驱动电路。
一种恒流驱动控制方法，应用于恒流驱动电路，所述恒流驱动电路包括用于与负载并联的输出滤波电容，包括步骤：
采样流经负载的电流；
将流经所述负载的电流与预设电流阈值进行比较；
在流经所述负载的电流小于所述预设电流阈值时驱动待关断的同步整流开关元件延迟关断，以使所述输出滤波电容其中一端的放电电流经待关断的每路所述同步整流开关元件的所在回路回到输出滤波电容的另一端。
进一步的，所述方法还包括步骤：
获取初始供电电流；
根据所述初始供电电流获得目标供电电流；
向所述负载提供所述目标供电电流。
进一步的，所述根据所述初始供电电流获得目标供电电流的步骤包括：
将所述初始供电电流进行逆变、谐振以及变压后获得所述目标供电电流。
本发明的有益效果在于：本申请通过设置控制模块驱动两路同步整流开关元件交替工作，并通过控制模块在流经所述负载的电流即将进行阶跃跳变，且电流小于预设电流阈值时驱动待关断的同步整流开关元件延迟关断，以使所述储能电容其中一端的放电电流经待关断的同步整流开关元件的所在回路回到储能电容的另一端，从而实现恒流源在负载电流大动态阶跃跳变情况下，储能电容上的储存电荷能快速泄放，因此，脉冲输出电流的下降沿得到快速平滑地下降。
附图说明
图1为现有技术中线性电流源的电路原理框图；
图2为现有技术中BUCK恒流源的电路原理框图；
图3为现有技术中AC/DC高频恒流源的电路原理框图；
图4为现有技术中AC/DC高频恒流源的功率拓扑原理图；
图5为现有技术中AC/DC高频恒流源增加恒功率的回馈电路的原理图；
图6为本发明实施例的恒流驱动电路的原理框图；
图7为本发明实施例的恒流驱动电路的原理图；
图8为本发明实施例的恒流驱动电路的时序图；
图9为本发明实施例的恒流驱动电路的电流流向的第一示意图；
图10为本发明实施例的恒流驱动电路的电流流向的第二示意图；
图11为本发明实施例的恒流驱动电路的电流流向的第三示意图；
图12为本发明实施例二的恒流驱动控制方法的第一流程框图；
图13为本发明实施例二的恒流驱动控制方法的第二流程框图。
标号说明：
10、恒流驱动电路；100、同步整流模块；110、同步整流元件；200、控制模块；210、PWM控制器；300、全桥谐振变压模块；310、开关单元；320、谐振单元；331、初级绕组；332、第一次级绕组；333、第二次级绕组；20、负载。
具体实施方式
为详细说明本发明的技术内容、所实现目的及效果，以下结合实施方式并配合附图予以说明。
为了更好描述本申请的技术方案，此处进一步描述本领域背景技术的内容，以激光泵浦为例，目前，激光器的泵浦源恒流驱动器控制方案有如下3种：
请参照图1，第一种方案采用线性电流源的恒流方案来实现，此种方案效率相对低下，特别是50~70%负载情况下，功率器件（MOS管）工作在线性区两端压降大，损耗大，器件散热困难，容易出现过热损坏。
请参照图2，第二种方案采用BUCK（降压式变换电路）恒流源方案，功率器件工作在PWM高频开关状态，根据输出功率改变功率器件的脉宽，输出功率大则脉宽宽，功率小脉宽小，整机效率高，输出50~70%负载情况下损耗小，此种方案相对方案1电路复杂，器件数量多，成本高。
上述2种恒流方案的前端采用定制的专用AC/DC电源作为直流输入，恒流驱动器对前端的AC/DC电源要求高，要求输出电压稳定，满足恒流驱动器的快速动态阶跃要求。电源供电方案实际为3级功率变换，效率相对低下。线性电流源的恒流方案，存在不容易满足功率器件的散热而过热损坏；BUCK电流源的恒流方案有电路复杂、体积大、成本高等难点问题，导致整机体积增加、可靠性降低。
请参照图3，第三种方案采用碳化硅、氮化镓功率器件制作的AC/DC高频恒流源，内部为两级功率变换，前级为PFC整流拓扑，后级为隔离DC-DC变换，与前2种方案，减少了一级功率变化电路，电路结构简单，器件数量少，可靠性高。
第三种方案的恒流驱动器在恒流源处于连续模式时工作正常；但是在恒流源处于断续脉冲工作模式时，由于同步整流电路设置输出滤波电容进行储能的原因，脉冲输出电流的下降沿速度慢，有电流拖尾，时间长，造成激光器的加工精确度下降、边缘有毛刺，如果情况严重的，需要二次加工打磨。
示例性地，输出滤波电容C1容量为10uF,泵浦源100%最大功率40A电流,需要的工作电压为125V,待机阈值5%功率工作电压60V,电压下降时的平均功率2500W计算输出滤波电容C1储存能量能维持24uS,此时即使电源停止工作,C1上储能电荷都能维持输出电流24uS的时间,如果缩短下降沿的时间,只能减小C1的容量,需要进一步提高DC-DC拓扑的工作频率，但是频率越高，功率器件的开关损耗越大，导致整机效率越低。
目前采用的解决措施有两种，请参照图4，第一种在C1两端并联假负载R1放电。如果按照0.5A电流，125V电压计算，电阻功率约63W，损耗大，R1必须增加散热器散热，影响效率。
请参照图5，第二种在C1两端增加恒功率的回馈电源做假负载，将输出电容C1上的能量经过图5的高频变压器T2回馈，D3整流到电源初级高压电容上，回馈电源采样R2上的电流信号控制开关管Q1的PWM占空比，与第一种措施相比较，当输出滤波电容C1的电压随放电过程下降时，回馈功率相对稳定，利于输出低电压时，输出滤波电容C1存储能量的快速泄放。但该方案存在成本高，电路复杂的缺陷。
实施例
请参照图6，本实施例提供一种恒流驱动电路10，包括：同步整流模块100，所述同步整流模块100用于连接负载20，并接入目标供电电流，将所述目标供电电流经同步整流后向所述负载20供电，所述同步整流模块100设置有两路同步整流开关元件以及并联所述同步整流开关元件所在回路的输出滤波电容C1。控制模块200，所述控制模块200与所述同步整流模块100连接，用于连接负载20，采样流经所述负载20的电流，以及驱动两路所述同步整流开关元件交替工作，并在流经所述负载20的电流小于预设电流阈值时，驱动待关断的所述同步整流开关元件延迟关断，以使所述输出滤波电容C1其中一端的放电电流经待关断的所述同步整流开关元件的每路所在回路回到输出滤波电容C1的另一端。示例性地，所述负载20可以为激光泵浦源，所述目标供电电流由恒流源提供，同步整流开关元件的延迟关断时间可以根据输出滤波电容C1实际放电情况进行设定，此处不做限制。
本实施例中的恒流驱动电路10的工作原理为：同步整流模块100设置同步整流元件110，并通过同步整流元件110对目标供电电流进行同步整流，并提供给负载20供电，具体为控制模块200驱动两路同步整流开关元件交替开启和关断，以形成脉冲输出电流。输出滤波电容C1与同步整流开关元件组成回路，对输出至负载20的目标供电电流进行滤波，在工作过程中储存电荷。负载20电流大动态阶跃跳变情况下，即两路同步整流开关元件交替开启和关断时，控制模块200采样流经负载20的电流，并将流经负载20的电流与预设电流阈值进行比较，当流经负载20的电流小于预设电流阈值时，延迟待关断的同步整流开关元件，以使输出滤波电容C1一端储存的电荷经待关断的同步整流开关元件的所在回路回到输出滤波电容C1的另一端，使输出滤波电容C1储存的电荷得到快速释放。其中，预设电流阈值可以根据实际需求进行调整，示例性地，预设电流阈值设置为最大输出电流的10%~30%。
可以理解的，本实施例提供的恒流驱动电路10通过驱动两路同步整流开关元件交替工作，并通过控制模块200在流经所述负载20的电流小于预设电流阈值时驱动待关断的同步整流开关元件延迟关断，以使所述储能电容其中一端的放电电流经待关断的同步整流开关元件回到储能电容的另一端，从而实现在负载20电流大动态阶跃跳变情况下，储能电容上的储存电荷能快速泄放，因此，脉冲输出电流的下降沿得到快速平滑地下降。另外，相较于现有技术的恒流驱动电路10，本实施例的恒流驱动电路10电荷泄放效率更高，成本更低，电路更加简洁且稳定可靠。
请参照图7，具体的，所述同步整流模块100的输入端设置有第一次级绕组332和第二次级绕组333，所述同步整流模块100还包括第一电感L1，两路所述同步整流开关元件分别为第一场效应管Q1和第二场效应管Q2。所述第一次级绕组332的一端连接所述第一场效应管Q1的漏极，所述第一次级绕组332的另一端连接所述第二次级绕组333。所述第一场效应管Q1的源极连接所述输出滤波电容C1的另一端，所述第一场效应管Q1的栅极连接所述控制模块200。所述第二场效应管Q2的漏极连接所述第二次级绕组333的另一端，所述第二场效应管Q2的源极连接所述输出滤波电容C1的另一端。所述第一电感L1的一端连接所述第一次级绕组332的另一端，所述第一电感L1的另一端连接所述输出滤波电容C1的另一端。
示例性地，以第一场效应管Q1导通、第二场效应管Q2关断为例，请参照图9，第一次级绕组332响应感应磁场生成目标供电电流，目标供电电流由第一次级绕组332的另一端输出，经第一电感L1后输出至输出滤波电容C1以及负载20正极，以向负载20供电和向输出滤波电容C1充电。目标供电电流流经负载20后再经过第一场效应管Q1回到第一次级绕组332的一端。第一场效应管Q1和第二场效应管Q2交替，即流经负载20的电流大动态阶跃跳变时，控制模块200检测到流经负载20的电流低于预设电流阈值，控制模块200延迟关断同步整流模块100中的第一场效应管Q1，使储能电感L1的电流反向。请参照图11，具体的，在第一场效应管Q1延迟关断时间内，输出滤波电容C1的放电电流从连接有第一电感L1的一端输出，依次经过第一电感L1、第一次级绕组332以及第一场效应管Q1后回到输出滤波电容C1的另一端，从而实现储存电荷的快速泄放。
请继续参照图7，具体的，本实施例的恒流驱动电路10还包括全桥谐振变压模块300，全桥谐振变压模块300为恒流源的部分组成电路，所述全桥谐振变压模块300与所述控制模块200连接，并通过所述第一次级绕组332和所述第二次级绕组333连接所述同步整流模块100，用于接入初始供电电流，并根据所述初始供电电流向所述同步整流模块100输出所述目标供电电流。所述控制模块200还用于驱动所述全桥谐振变压模块300工作。
示例性地，以对激光泵浦恒流驱动为例，恒流驱动电路10采用碳化硅、氮化镓功率器件制作的AC/DC高频恒流源，内部为两级功率变换，前级PFC整流拓扑，将电网的220V、380V交流电压转换为直流400V或800V；后级通过全桥谐振变压模块300以及同步整流模块100进行隔离DC-DC变换，将直流400V或800V电压转换为泵浦源需要的电流源，DC-DC变换的工作频率为300KHZ以上。本实施例中，控制模块200驱动全桥谐振模块对初始供电电流进行逆变、谐振、变压等处理。
请继续参照图7，具体的，所述全桥谐振变压模块300包括开关单元310、谐振单元320、初级绕组331以及第一电容E1，其中，第一电容E1可以采用高压电容。所述开关单元310与所述控制模块200电连接，用于接入所述初始供电电流，并控制初始供电电流的通断。所述谐振单元320与所述开关单元310电连接，用于在所述初始供电电流的所在回路中产生谐振。所述初级绕组331分别与所述开关单元310以及所述谐振单元320电连接，所述初级绕组331、所述第一次级绕组332以及所述第二次级绕组333共同组成变压器T1，所述变压器T1用于根据所述初始供电电流向所述同步整流模块100提供所述目标供电电流。所述第一电容E1的一端连接所述开关单元310的正极，所述第一电容E1的另一端连接所述开关单元310的负极。
其中，所述开关单元310包括第三场效应管Q3、第四场效应管Q4、第五场效应管Q5以及第六场效应管Q6，所述谐振单元320包括第二电感L2以及第二电容C2。所述第三场效应管Q3的漏极分别连接所述第一电容E1的一端以及所述初级绕组331的一端，所述第三场效应管Q3的源极连接所述第二电感L2的一端，所述第三场效应管Q3的栅极连接所述控制模块200。所述第四场效应管Q4的漏极连接所述电感的一端，所述第四场效应管Q4的源极连接所述第一电容E1的另一端以及所述初级绕组331的一端，所述第四场效应管Q4的栅极连接所述控制模块200。
所述第五场效应管Q5的漏极分别连接所述第一电容E1的一端以及所述初级绕组331的一端，所述第五场效应管Q5的源极连接所述第二电容C2的一端，所述第五场效应管Q5的栅极连接所述控制模块200。所述第六场效应管Q6漏极连接所述第二电容C2的一端，所述第六场效应管Q6的源极分别连接所述第一电容E1的另一端以及所述初级绕组331的一端，所述第六场效应管Q6的栅极连接所述控制模块200。所述第二电容C2的另一端连接所述初级绕组331的另一端。
请继续参照图7，所述控制模块200包括电流采样电阻RS和PWM（Pulse widthmodulation，脉冲宽度调制）控制器210。所述电流采样电阻RS的一端连接所述输出滤波电容C1的另一端，所述电流采样电阻RS的另一端用于连接负载20的负极。PWM控制器210，所述PWM控制器210分别连接第一场效应管Q1的栅极、第二场效应管Q2的栅极、第三场效应管Q3的栅极、第四场效应管Q4的栅极、第五场效应管Q5的栅极、第六场效应管Q6的栅极以及所述电流采样电阻RS的两端。
其中，PWM控制器210可由分立元件组成或者采用独立的逻辑器件。分立元件可以是ISL6572或其他类似芯片，逻辑器件可以是数字信号处理器件（DSP）或复杂可编程逻辑器件（CPLD）。示例性地，可以采用型号为TMS320F28035的DSP，或用其它具有相同功能但不同型号的逻辑器件。在其他实施例中，电流采样电阻RS也可以采用电流采样芯片替代。
传统的主动式同步整流控制方案为输出电感工作在电流连续模式，两路同步整流开关元件交替导通，驱动电压的占空比尽量宽，死区时间两路同步整流开关元件同时导通，降低续流损耗。输出小负载20或控制情况下，输出电感工作电流临近断续模式前，控制电路关闭两路同步整流开关元件的驱动电压，使得输出滤波电容C1上储存的电荷无法泄放。
传统的被动式同步整流控制方案为控制电路采样到同步整流晶体管的体二极管有电流流过，控制电路输出驱动电压，使同步整流晶体管导通。当同步整流晶体管的体二极管没有电流流过，控制电路无驱动电压输出，同步整流晶体管截止。负载20处于小电流状态下，同步整流晶体管工作在线性区，导致输出滤波电容C1泄放效率低。
请参照图8至图11，其中，图8包括第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第四场效应管Q4的栅极电压时序，以及第二电感L2的电压时序以及图7中AB点之间的电压时序（VAB）。相较于传统主动式和被动式的同步整流控制方案，本实施例以一路桥臂第四场效应管Q4和第五场效应管Q5导通为例，初级回路的初始供电电流依次经过第五场效应管Q5、第二电容C2、变压器T1的初级绕组331、第二电感L2、第四场效应管Q4。次级回路的目标供电电流依次经过变压器T1的次级绕组、第一电感L1、负载20、电流采样电阻RS、第一场效应管Q1。当开关单元310的场效应管截止期间，第二电感L2续流，次级回路的目标供电电流依次经第一场效应管Q1、变压器T1的第一次级线圈、第一电感L1，以继续向负载20提供能量。PWM控制器210通过电流采样模块获取流经负载20的电流，当负载20电流大动态阶跃跳变时，PWM控制器210检测到流经负载20的电流小于预设电流阈值，驱动第一场效应管Q1延迟关断，使第一电感L1的电流反向。此时输出滤波电容C1放电，放电电流依次经过第一电感L1、变压器T1的第一次级绕组332、第一场效应管Q1回到输出滤波电容C1。而初级变压器T1的初级绕组331产生感应电流，并依次经过第二电容C2、第五场效应管Q5、第四场效应管Q4、第二电感L2给第一电容E1充电。另一路桥臂工作类似，此处不在赘述。
由此可见，当输出负载20电流较小时，驱动待关断的同步整流开关元件延时关断，此时同步整流开关元件仍然处于完全导通的状态，实现光纤激光器的恒流驱动电源在负载20电流大动态阶跃跳变情况下，输出电流下降沿快速平滑地下降，输出滤波电容C1上储存电荷能快速泄放，并高效回馈到初级侧的第一电容E1上。
实施例
本实施例提供一种恒流驱动器，包括如实施例一所述的恒流驱动电路10。其中，所述恒流驱动器设置于电源上，用于连对连接的负载20进行恒流驱动。示例性地，所述负载20可以为激光泵浦源。
实施例
请参照图12和图13，本实施例提供一种恒流驱动控制方法，应用于实施例一的恒流驱动电路，所述恒流驱动电路包括用于与负载并联的输出滤波电容。
请参照图12，所述方法包括步骤：
S10、采样流经负载的电流；
本步骤中，可以通过设置电流采样电阻或电流采样芯片采集流经负载的电流。
S20、将流经所述负载的电流与预设电流阈值进行比较；
示例性地，预设电流阈值可以设置负载最大输出电流的10%~30%。
S30、在流经所述负载的电流小于所述预设电流阈值时驱动待关断的同步整流开关元件延迟关断，以使所述输出滤波电容其中一端的放电电流经待关断的所述同步整流开关元件的每路所在回路回到输出滤波电容的另一端。
可以理解的，本实施例通过在所述负载的电流跳变且小于预设电流阈值时驱动待关断的同步整流开关元件，以使所述储能电容其中一端的放电电流经待关断的同步整流开关元件回到储能电容的另一端，从而实现在负载电流大动态阶跃跳变情况下，储能电容上的储存电荷能快速泄放，因此，脉冲输出电流的下降沿得到快速平滑地下降。
请参照图13，具体的，所述方法还包括步骤：
S40、获取初始供电电流；
S50、根据所述初始供电电流获得目标供电电流；
S60、向所述负载提供所述目标供电电流。
具体的，步骤S50包括：将所述初始供电电流进行逆变、谐振以及变压后获得所述目标供电电流。
综上所述，本发明提供的恒流驱动电路、恒流驱动器及恒流驱动控制方法，通过驱动两路同步整流开关元件交替工作，并通过控制模块在流经所述负载的电流小于预设电流阈值时驱动待关断的同步整流开关元件延迟关断，以使所述储能电容其中一端的放电电流经待关断的同步整流开关元件回到储能电容的另一端，从而实现在负载电流大动态阶跃跳变情况下，储能电容上的储存电荷能快速泄放，因此，脉冲输出电流的下降沿得到快速平滑地下降。另外，相较于现有技术的恒流驱动电路，本申请的恒流驱动电路电荷泄放效率更高，成本更低，电路更加简洁且稳定可靠。
以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等同变换，或直接或间接运用在相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围。

Claims (10)

1.一种恒流驱动电路，其特征在于，包括：
同步整流模块，所述同步整流模块用于连接负载，并接入目标供电电流，将所述目标供电电流经同步整流后向所述负载供电，所述同步整流模块设置有两路同步整流开关元件以及并联每路所述同步整流开关元件所在回路的输出滤波电容；以及
控制模块，所述控制模块与所述同步整流模块连接，用于连接负载，采样流经所述负载的电流，以及驱动两路所述同步整流开关元件交替工作，并在流经所述负载的电流小于预设电流阈值时，驱动待关断的所述同步整流开关元件延迟关断，以使所述输出滤波电容其中一端的放电电流经待关断的所述同步整流开关元件的所在回路回到输出滤波电容的另一端。
2.根据权利要求1所述的恒流驱动电路，其特征在于，所述同步整流模块的输入端设置有第一次级绕组和第二次级绕组，所述同步整流模块还包括第一电感，两路所述同步整流开关元件分别为第一场效应管和第二场效应管；
所述第一次级绕组的一端连接所述第一场效应管的漏极，所述第一次级绕组的另一端连接所述第二次级绕组；
所述第一场效应管的源极连接所述输出滤波电容的另一端，所述第一场效应管的栅极连接所述控制模块；
所述第二场效应管的漏极连接所述第二次级绕组的另一端，所述第二场效应管的源极连接所述输出滤波电容的另一端；
所述第一电感的一端连接所述第一次级绕组的另一端，所述第一电感的另一端连接所述输出滤波电容的另一端。
3.根据权利要求2所述的恒流驱动电路，其特征在于，还包括全桥谐振变压模块，所述全桥谐振变压模块与所述控制模块连接，并通过所述第一次级绕组和所述第二次级绕组连接所述同步整流模块，用于接入初始供电电流，并根据所述初始供电电流向所述同步整流模块输出所述目标供电电流；
所述控制模块还用于驱动所述全桥谐振变压模块工作。
4.根据权利要求3所述的恒流驱动电路，其特征在于，所述全桥谐振变压模块包括：
开关单元，所述开关单元与所述控制模块电连接，用于接入所述初始供电电流，并控制初始供电电流的通断；
谐振单元，所述谐振单元与所述开关单元电连接，用于在所述初始供电电流的所在回路中产生谐振；
初级绕组，所述初级绕组分别与所述开关单元以及所述谐振单元电连接，所述初级绕组、所述第一次级绕组以及所述第二次级绕组共同组成变压器，所述变压器用于根据所述初始供电电流向所述同步整流模块提供所述目标供电电流；以及
第一电容，所述第一电容的一端连接所述开关单元的正极，所述第一电容的另一端连接所述开关单元的负极。
5.根据权利要求4所述的恒流驱动电路，其特征在于，所述开关单元包括第三场效应管、第四场效应管、第五场效应管以及第六场效应管，所述谐振单元包括第二电感以及第二电容；
所述第三场效应管的漏极分别连接所述第一电容的一端以及所述初级绕组的一端，所述第三场效应管的源极连接所述第二电感的一端，所述第三场效应管的栅极连接所述控制模块；
所述第四场效应管的漏极连接所述电感的一端，所述第四场效应管的源极连接所述第一电容的另一端以及所述初级绕组的一端，所述第四场效应管的栅极连接所述控制模块；
所述第五场效应管的漏极分别连接所述第一电容的一端以及所述初级绕组的一端，所述第五场效应管的源极连接所述第二电容的一端，所述第五场效应管的栅极连接所述控制模块；
所述第六场效应管漏极连接所述第二电容的一端，所述第六场效应管的源极分别连接所述第一电容的另一端以及所述初级绕组的一端，所述第六场效应管的栅极连接所述控制模块；
所述第二电容的另一端连接所述初级绕组的另一端。
6.根据权利要求5所述的恒流驱动电路，其特征在于，所述控制模块包括：
电流采样电阻，所述电流采样电阻的一端连接所述输出滤波电容的另一端，所述电流采样电阻的另一端用于连接负载的负极；以及
PWM控制器，所述PWM控制器分别连接第一场效应管的栅极、第二场效应管的栅极、第三场效应管的栅极、第四场效应管的栅极、第五场效应管的栅极、第六场效应管的栅极以及所述电流采样电阻的两端。
7.一种恒流驱动器，其特征在于，包括如权利要求1-6任一项所述的恒流驱动电路。
8.一种恒流驱动控制方法，应用于恒流驱动电路，所述恒流驱动电路包括用于与负载并联的输出滤波电容，其特征在于，包括步骤：
采样流经负载的电流；
将流经所述负载的电流与预设电流阈值进行比较；
在流经所述负载的电流小于所述预设电流阈值时驱动待关断的同步整流开关元件延迟关断，以使所述输出滤波电容其中一端的放电电流经待关断的每路所述同步整流开关元件的所在回路回到输出滤波电容的另一端。
9.根据权利要求8所述的恒流驱动控制方法，其特征在于，所述方法还包括步骤：
获取初始供电电流；
根据所述初始供电电流获得目标供电电流；
向所述负载提供所述目标供电电流。
10.根据权利要求9所述的恒流驱动控制方法，其特征在于，所述根据所述初始供电电流获得目标供电电流的步骤包括：
将所述初始供电电流进行逆变、谐振以及变压后获得所述目标供电电流。
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