WO2006041102A1

WO2006041102A1 - トランスの駆動装置及び駆動方法

Info

Publication number: WO2006041102A1
Application number: PCT/JP2005/018805
Authority: WO
Inventors: Akira Mizutani; Yasuhide Matsuo
Original assignee: Tamura Corporation
Priority date: 2004-10-13
Filing date: 2005-10-12
Publication date: 2006-04-20
Also published as: JPWO2006041102A1; DE112005002201T5; US20080290812A1

Description

明細書

トランスの駆動装置及び駆動方法

技術分野

[0001] 本発明は、圧電振動子の共振現象を利用して交流電圧を変圧する圧電トランスなどのトランスに関し、詳しくはその駆動装置及び駆動方法に関する。

背景技術

[0002] 圧電トランス (ソリッドフォーマ）は、圧電振動子の共振現象を利用することにより、低電圧を入力し高電圧を出力するようにしたものである。圧電トランスの特長は、電磁型に比べて圧電振動子のエネルギ密度が高い点にある。そのため、小型化が可能であるので、冷陰極管点灯用、液晶バックライト点灯用、小型 ACアダプタ用、小型高電圧電源用などに使われている。また、液晶ノックライトとして冷陰極管を用い、この冷陰極管の点灯用として圧電トランスを用いる技術が知られている (例えば特許文献 1)

[0003] 特許文献 1 :特開平 10— 200174号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0004] 液晶バックライトとして、複数本の冷陰極管を使用し、各冷陰極管に圧電トランスを設ける場合がある。この場合、個々の冷陰極管に流れる管電流を同じにしないと、バックライトの輝度むらが発生する。その解決方法として、個々の管電流を制御して同じ電流値にする技術が考えられる。しかし、それでは、特別の制御回路が必要となるので、その回路での電力損失による効率の低下、及び製造コストの増大を招いてしまう

[0005] そこで、本発明の目的は、簡単な構成でありながら負荷電流を一定にできる、トランスの駆動装置及び駆動方法を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0006] 本発明に係る駆動装置は、二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加するものである。そして、前記駆動電圧の周波数は、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける当該駆動装置の出力側の等価回路によって与えられる直列共振周波数である (請求項 1)。駆動電圧の周波数を一定にするには、ォープン制御でも、フィードバック制御でもよい。これにより、簡単な構成でありながら負荷電流を一定にできる。

[0007] 以上のように、本発明者は、「駆動装置の出力側がトランス及び負荷力なるとき、当該駆動装置の出力側の等価回路は、直列共振回路 (RLC直列回路)と、この直列共振回路の C成分に並列接続された負荷とで表わされる。」こと、及び「その負荷のィンピーダンスを無限大にしたときにおける直列共振周波数の駆動電圧をトランスに印加すると、負荷に流れる電流が負荷のインピーダンスに関係なく一定になる。」ことを見出した。上記本発明は、この知見に基づきなされたものである。

[0008] また本発明に係る駆動装置は、前記等価回路は、インダクタンスと、抵抗と、第一の静電容量と、第二の静電容量とが直列に接続され、前記第二の静電容量に並列に前記負荷のインピーダンスが接続されたものである。これは請求項 1における等価回路を具体ィ匕したものである。負荷のインピーダンスには、抵抗成分の他に、インダクタンス成分や静電容量成分が含まれて、てもよヽ。

[0009] また本発明に係る駆動装置は、前記第二の静電容量は、前記トランスの二次側の静電容量と前記負荷の漂遊容量とが並列接続されたものである。このとき、負荷のィンピーダンスに関係なぐ負荷電流は一定となる。例えば、前記直列共振周波数を直列共振角周波数 ω、前記インダクタンスを L、前記抵抗を R、前記第一の静電容量

0

を C、前記第二の静電容量を Cとしたとき、当該直列共振角周波数は、 ω

し 0 = l/ V

L{CC Z(C + C ) }] (ただし、 R 《 ΐΖω Cとする。）で与えられる。

しし 0 し

[0010] また本発明に係る駆動装置は、前記負荷に流れる負荷電流の位相を検出する電流位相検出部と、前記駆動電圧の位相を検出する電圧位相検出部と、前記電圧位相検出部で検出された駆動電圧の位相が前記電流検出部で検出された負荷電流の位相に対して 90度進むように前記駆動電圧の周波数を制御する周波数制御部と、を備えたものである。

[0011] 駆動装置の出力側がトランス及び負荷力もなるとき、当該駆動装置の出力側の等価回路は、直列共振回路 (RLC直列回路)と、この直列共振回路の C成分に並列接続された負荷とで表わされる。そして、負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおけるその等価回路の直列共振周波数の駆動電圧をトランスに印加すると、負荷電流が負荷のインピーダンスに関係なく一定になる。このとき、後述するように、負荷電流は駆動電圧に対して位相が 90度遅れている。すなわち、駆動電圧に対して負荷電流の位相が 90度遅れているとき、駆動電圧の周波数 (以下「駆動周波数」という。）は、負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける等価回路の直列共振周波数に一致する。

[0012] 一方、駆動周波数をオープン制御によって一定にする場合は、厳密に言えば、電圧、電流、温度、時間等によって、駆動装置の各構成部品の特性や等価回路の各成分が変化することにより、駆動周波数や直列共振周波数が変化してしまう。したがつて、駆動電圧及び負荷電流の位相を検出して、駆動電圧の位相が負荷電流に対して 90度進むように、駆動電周波数を制御することにより（すなわちフィードバック制御により）、負荷電流を精度良く一定にできる。

[0013] また本発明に係る駆動装置は、前記駆動装置において、前記トランスが圧電トランスであるというものである。トランスは、電磁型 (卷線型）トランスでも良いが、圧電トランスとすると小型化及び軽量化に有利である。また、圧電トランスとすると、各定数値 (L , C等)を電磁型よりも高精度に実現できる。

[0014] また本発明に係る駆動装置は、前記負荷が放電管であると、うものである。放電管には、後述する冷陰極管 (冷陰極蛍光管)の他に、熱陰極管 (熱陰極蛍光管）、水銀灯、ナトリウム灯、メタルノヽライド灯、ネオン等が含まれる。

[0015] 前記放電管が冷陰極管であってもよ!/、ものである。

[0016] 冷陰極管を始め放電管の電流電圧特性は、一部に負性抵抗が現れる。この負性抵抗とは、冷陰極管に流れる電流が増えるほど、冷陰極管の両端の電圧が減る性質である。また、駆動装置とトランスとからなる交流電圧源にその出力インピーダンスと冷陰極管とが直列に接続されていると考えた場合に、その負荷直線と前述の冷陰極管の電流-電圧特性とから冷陰極管の動作点が定まる。しかし、冷陰極管は一部に負性抵抗を呈するため、交流電圧源の出力インピーダンスが低いと、冷陰極管の動作点が複数生じる。その結果、冷陰極管の動作が不安定となる。 [0017] 一方、本発明において、冷陰極管からトランス及び駆動装置を見た場合、これらは定電流源となる。なぜなら、冷陰極管のインピーダンスに関係なぐ冷陰極管に流れる電流が一定になるからである。そのため、交流電圧源の出力インピーダンスはほぼ無限大とみなせる。その結果、冷陰極管の動作点がただ一つとなるので、冷陰極管は安定に動作する。

[0018] また、本発明に係る駆動装置と冷陰極管とを一対一とし、これらを複数組み合わせて液晶ディスプレイのバックライトを構成した場合に、各冷陰極管のインピーダンスに関係なく各冷陰極管に流れる電流を均一にできるので、ノックライトの輝度むらを抑制できる。

[0019] 本発明に係る駆動方法は、本発明に係る駆動装置を方法の発明として捉え直したものである。すなわち、本発明に係る駆動方法は、二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加するものである。そして、前記トランス及び前記負荷を含めた等価回路を作成し、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときに前記等価回路によって与えられる直列共振周波数を、前記駆動電圧の周波数とするものであってもよい。前記負荷に流れる負荷電流の位相を検出するとともに、前記駆動電圧の位相を検出し、検出された駆動電圧の位相が検出された負荷電流の位相に対して 90度進むように、前記駆動電圧の周波数を制御するようにしてもよ!、ものである。

[0020] 換言すると、本発明は、ノックライトインバータに使用する圧電トランス (高圧トランス )の出力インピーダンスをより大きくする動作条件を見出す方法を提供する。つまり、ノックライトハウスに実装された冷陰極管の高圧端子と GNDとの間の浮遊容量を含む、圧電トランス二次側の直列共振周波数で駆動する。又は、ノックライトハウスに実装された冷陰極管の高圧端子と GNDとの間の浮遊容量と、圧電トランス二次側のィンダクタンス成分と、によって共振した周波数でインバータを駆動する。これにより、圧電トランスを定電流源に近づけることができ、個々の管電流を制御することなぐ冷陰極管に流れる個々の管電流の偏差を低減することが可能となるので、効率が良ぐ安価で、輝度むらの少なヽバックライトインバータを提供できる。

[0021] さらに、本発明に係るトランスの駆動装置は、負荷が二次側に接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動装置において、前記トランスは、前記負荷に対して定電流源としての機能を有しており、前記トランスは、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の前記駆動電圧が印加され継続して共振状態を生じることにより、前記定電流源として機能することを特徴とするものである。

[0022] 本発明によれば、負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の電圧をトランスの一次側に印加する。前記共振周波数の電圧の印加を受けて、前記トランスは定電流源として機能し、前記負荷側から前記トランスを見た場合における前記トランスの出力インピーダンスが増大されることとなる。

[0023] 前記共振周波数は、理想トランスの回路に現れる前記トランスのインダクタンス成分及び静電容量成分と、前記負荷の浮遊容量と前記理想トランスの二次側線間容量の並列容量成分により決められることが望ましいものである。前記理想トランスは、前記トランスの動作を理解するために想定したものであり、前記理想トランスの動作は実際の前記トランスの基本的動作となる。

[0024] 以上の構成によれば、前記トランスを理想トランスとして現したときに、前記理想トランスのパラメータとして現れるインダクタンス成分及び静電容量、前記負荷の浮遊容量のみを利用して、前記トランスに共振状態を生じさせることが可能となる。

[0025] この場合、前記周波数を ω、前記トランスのインタクタンス成分を L '、静電容量を C '

2次側線間容量を C 、前記負荷の浮遊容量を C '、理想トランスの卷線比を φとし

02 し

/こ口ゝ

前記周波数 ωは、

[数 1]

であることが望ましい。

[0026] 前記トランスを駆動する駆動電圧の周波数を上記のように設定することにより、前記トランスの出力イン一ダンスが最大限に増大することとなる。

[0027] また、前記負荷を流れる負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を 90度進める制御を行うことにより、共振状態を維持する周波数制御部を有することが望ましいものである。

[0028] 前記駆動電圧の周波数をオープン制御によって一定にする場合は、厳密に言えば、電圧、電流、温度、時間等によって、駆動装置及びトランスの各構成部品の特性が変化することにより、前記トランスの共振状態が抑制される。そこで、前記負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を 90度進める制御を行う（位相のフィードバック制御)。これにより、前記トランスの共振状態が継続され、前記負荷側から見た前記トランスの出力インピーダンスは最大値を維持することとなる。

[0029] 本発明に係る負荷駆動方法は、負荷が二次側に接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動方法にお!、て、

前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の前記駆動電圧を前記トランスに印加することにより、前記トランスを前記定電流源として作動させることを特徴するものである。

発明の効果

[0030] 本発明によれば、二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に印加する駆動電圧の周波数を、負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける駆動装置の出力側の等価回路によって与えられる直列共振周波数とすることにより、簡単な構成でありながら、負荷のインピーダンスに関係なく負荷電流を一定にできる。したがって、負荷のインピーダンスが変動しても、負荷電流を常に一定にできる。

[0031] また、駆動電圧と負荷電流との位相を検出し、駆動電圧の位相が負荷電流に対して 90度進むように、駆動電圧の周波数を制御することにより、駆動周波数や直列共振周波数が変化しても、負荷電流を精度良く一定にできる。

[0032] また、負荷が負性抵抗を呈する場合でも、負荷側から見た出力インピーダンスをほぼ無限大にできるので、負荷の動作点をただ一つに決めることができ、これにより負荷の動作を安定ィ匕できる。

[0033] また、トランスを圧電トランス、かつ負荷を複数の冷陰極管とした場合は、小型かつ軽量で、輝度むらの無、液晶ディスプレイのバックライトを実現できる。

[0034] さらに本発明によれば、トランスの二次側出力インピーダンスを部品の追加なしに増大する構成としたため、複数の負荷に個々に接続した場合にも、個々の負荷に流れる電流を制御することなぐ個々の負荷に流れる電流の偏差を低減することができる。

発明を実施するための最良の形態

[0035] 図 1は本発明に係る駆動装置の第一実施形態を示し、図 1 [1]は実際の回路図、図 1 [2]は図 1 [1]の等価回路図であり、図 1 [3]は図 1 [2]の等価回路図であり、図 1 [4]は駆動電圧と負荷電流との関係を示すベクトル図である。以下、この図面に基づき説明する。

[0036] 本実施形態の駆動装置 10は、二次側に負荷 12が接続された圧電トランス 11の一次側に駆動電圧 Vdを印加するものである。そして、駆動電圧 Vdの角周波数 ωは、

0 負荷 12のインピーダンスを無限大にしたときに、駆動装置 10の出力側の等価回路によって与えられる直列共振角周波数である。なお、負荷 12には、冷陰極管を用いている。

[0037] 圧電トランス 11は、圧電振動体 21に一次電極 22, 23と二次電極 24とを設け、一次側を厚さ方向（図 1 [1]上下方向）に分極し、二次側を長さ方向（図 1 [1]左右方向 )に分極し、これらを榭脂ケース（図示せず）に収容したものである。一次電極 22, 23 は、圧電振動体 21を挟んで対向している。圧電振動体 21は、 ΡΖΤ等の圧電セラミツタスからなり、板状 (直方体状)を呈している。圧電振動体 21の長さ方向において、一端力もその長さの半分までに一次電極 22, 23が設けられ、他端に二次電極 24が設けられてヽる。一次側に長さ寸法で決まる固有共振周波数 frの駆動電圧 Vdを入力すると、逆圧電効果により強い機械振動を起こし、圧電効果によりその振動に見合つた高い出力電圧 V。が二次側から出力される。出力電圧 V。は負荷 12に印加される。

[0038] 駆動装置 10によれば、簡単な構成でありながら、負荷 12のインピーダンス Zに関し係なく負荷電流 I

しを一定にできる。したがって、負荷 12のインピーダンス Z

しが変動しても、負荷電流 I

しを常に一定にできる。その理由について、以下に詳しく説明する。

[0039] 図 1 [1]に示す実際の回路は、図 1 [2]に示す等価回路で表わすことができる。図 1 [2]において、圧電トランス 11は、静電容量 C , C , C'、インダクタンス L'、抵抗 R'

Ol 02

、卷数比 1: φの理想トランス等に置き換えている。駆動電圧 Vdは、駆動電圧 E'とする。静電容量 C 'は負荷 12の漂遊容量である。

し

[0040] そして、図 1[2]の等価回路は、更に負荷 12側力も圧電トランス 11側を見た図 1[3] の等価回路で表わすことができる。ここで、 Ε= φ E'、 L= φ ²L'、 C = C'Z Φ ²、 R= ¾\ ϋ =C +C 'である。図 1 [3]の等価回路は、インダクタンス Lと、抵抗 Rと、

L 02 L

静電容量 C と、静電容量 Cとが直列に接続され、静電容量 Cに並列に負荷 12のィ

02 L L

ンピーダンス Zが接続されたものである。インピーダンス Zには、抵抗成分の他に、ィしし

ンダクタンス成分や静電容量成分が含まれていてもよい。なお、図 1[1]は付随する部品等を省略して単純ィ匕している力それらの部品等が接続されていたとしても、最終的に図 1 [3]の等価回路で表わすことができる。

[0041] 図 1 [3]において、駆動装置 10から出力される全電流を I、静電容量 Cに流れる電し

流を I、インピーダンス Zに流れる負荷電流を Iとする。つまり、

C L L

1=1 C +1 L …ひ）

である。また、 Zの両端の電圧は I Zであり、静電容量 Cの両端の電圧も I Zであるししししししから、

I =jcoC I Z ··· (2)

C L L L

である。ゆえに全電流 Iは、式（1), (2)から、

1 = 1 +1 =1 (1+jcoC Z ) ··· (3)

C L L L L

となる。一方、 L, C, Rによる電圧降下は、式（3)から、

{R+j L—lZ oC)}l

= {R+j(coL—lZ oC)}l (1+jcoC Z )

L L L

=RI (1+jcoC Z )+I j(coL—lZ oC) (1+jcoC Z )

L L L L L L

= {R— (coL— lZ oC) coC Z }l +j{ coC Z R+ (coL— 1/coC) }l …（4)

L L L L L L

となる。ゆえに、式 (4)から、

E={R-(_WL-1/_WC) ωΟ Ζ }l +j{ coC Ζ R+ (coL—lZ oC) }l +Ζ I

L L L L L L L L

••• (5)

となるので、負荷電流 Iは、式（5)から、 I =E/[{R+Z一（coL— lZ oC) coC Z }+j{coC Z R+ (coL— lZ oC) }]

L L L L L L

•••(6)

で与えられる。

[0042] ここで、

ω=ΐΖ [L{CC Z(C + C )}] = ω · · · (7)

L L 0

とする。この角周波数 ωは、図 1 [3]においてインピーダンス Ζを無限大にしたときの

0 し

、 L, R, C及び C力なる直列共振回路の直列共振角周波数である。このとき、

し

(o)L—lZo)C)=lZ ) C · · · (8)

0 し

となるので、式（7) , (8)を式 (6)に代入して、

I I =E/{R+j(_W C Z R+1/ω C )}

ω=ω0 0 L L 0 L …（9)

L

が得られる。通常、 R《 ΐΖω Cであるから、

0 し

I I C ) = -]ω C ·Ε ·'·(10)

し ω=ω0 0 し 0 し

となる。

[0043] したがって、駆動電圧 Εの角周波数が式 (7)で与えられるとき、負荷電流 Iは、式（1 し

0)から明らかなように、負荷 12のインピーダンス Ζに関係なく一定となる。このとき、し

図 1 [4]に示すように、負荷電流 Iの位相は駆動電圧 Εよりも 90度遅れる。

し

[0044] 図 2は図 1の駆動装置の効果を示し、図 2[1]は等価回路図であり、図 2[2]は冷陰極管の電流-電圧特性図である。以下、図 1及び図 2に基づき説明する。

[0045] ここでは、図 1[1]における負荷 12を冷陰極管 12と言い換える。図 2[1]では、図 1[ 1]における駆動装置 10及び圧電トランス 11を、交流電圧源 13及びその出力インピ一ダンス Ζに置き換えている。そのため、交流電圧源 13に出力インピーダンス Ζと ο ο 冷陰極管 12とが直列に接続されている。

[0046] ここで、冷陰極管 12の両端電圧を V、冷陰極管 12に流れる負荷電流を I、交流電しし圧源 13の出力電圧を Vとすると、負荷直線は次式で与えられる。

ο

V =-Z I +V ·(11)

L o L o

[0047] 一方、図 2[2]に示すように、冷陰極管 12は、その電流電圧特性の一部に負性抵抗が現れる。この負性抵抗とは、負荷電流 Iが増えるほど両端電圧 Vが減る性質しし

である。 [0048] ここで、図 2[2]において、冷陰極管 12の動作点を P (I , V )に定めたい。しかし、

Ρ Ρ

インピーダンス Ζ力、さいと、負荷直線の傾きが小さくなるので、動作点 Ρの他に動 ο

作点 P'も生じてしまう。すると、動作点が複数存在することになるので、冷陰極管 12 の動作が不安定となる。

[0049] これに対し、本実施形態では、冷陰極管 12から交流電圧源 13側を見た場合、交流電圧源 13側は定電流源となる。なぜなら、冷陰極管 12のインピーダンス Ζに関係しなぐ冷陰極管 12に流れる負荷電流 Iが一定になるからである。そのため、交流電圧し

源 13の出力インピーダンス Ζはほぼ無限大とみなせる。その結果、負荷直線の傾き ο

が大きくなることにより、冷陰極管 12の動作点がただ一つの Ρだけとなるので、冷陰極管 12は安定に動作する。

[0050] 図 3は、本発明に係る駆動装置の第二実施形態を示すブロック図である。図 4[1] は図 3における 45° シフト回路の一例を示す回路図、図 4[2]は図 3におけるスィツチング回路の一例を示す回路図である。以下、これらの図面に基づき説明する。ただし、図 3において図 1と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。

[0051] 本実施形態の駆動装置 30は、電流位相検出回路 31、一 45° シフト回路 32, 33、

D—FZF (Dフリップフロップ） 34、積分器 35、 VCO (電圧制御発振器） 36、スィッチング回路 37、 LPF (ローパスフィルタ） 38等を備えて!/、る。

[0052] 電流位相検出回路 31は、例えば冷陰極管 12と GND端子との間に挿入された抵抗器からなり、負荷電流 Iと同位相の位相信号 aを出力する。

し

[0053] —45° シフト回路 32, 33は、電流位相検出回路 31からの位相信号 aの位相をそれぞれ—45度ずつ、合計— 90度回転させる。—45° シフト回路 32, 33は同じ構成であるので、— 45° シフト回路 32について図 4[1]に基づき説明する。— 45° シフト回路 32は、抵抗器 321とコンデンサ 322とからなる積分回路の出力側に、バッファ回路 323が接続されたものである。抵抗器 321の抵抗を R、コンデンサ 322の静電容

1

量を C、負荷電流 Iの角周波数を ωとしたとき、 ω = 1Z (R C )の関係を満たすよう

1 し 1 1

に各数値を選定する。

[0054] このとき、—45° シフト回路 32の出力電圧 Voは、次式によって近似できるので、

1

位相が 45° シフト回路 32の入力電圧 Viから 45度遅れる。 Vo = (l/2-j/2)Vi · ' · (12)

1 1

[0055] なお、厳密に言えば、角周波数 ωが変化すると、 ω = 1Z (R C )の関係が成り立

1 1

たなくなつて、位相回転量に誤差が生じる。しかし、実際の角周波数 ωの精度は ±0 . 5%程度となるため、—45° シフト回路 32での位相回転量の誤差は問題とならない。

[0056] D— FZF34は、 D入力端子、 CLK入力端子及び Q出力端子を有する一般的なものであり、 CLK入力信号の立ち上がりで D入力信号の状態を記憶する。つまり、 D入力端子が Ηレベルのときは、 CLK入力端子が Lレベル→Ηレベルとなった時に、 Q出力端子が Ηレベルになる。逆に、 D入力端子が Lレベルのときは、 CLK入力端子が L レベル→Ηレベルとなった時に、 Q出力端子力レベルになる。

[0057] 積分器 35は、 D— FZF34の Q出力信号 cと基準電圧 Vrefとの差電圧を積分する。

基準電圧 Vrefは、 Q出力信号 cの Hレベル電圧と Lレベル電圧とのほぼ中間の値とする。このとき、 Q出力信号 cのデューティ比がほぼ 50%となるとき、積分器 35の出力電圧 dは時間に対して一定となる。

[0058] VC036は、入力信号の電圧値に対応して出力信号の周波数値を変える機能を有し、具体的には積分器 35の出力電圧 dに対応した周波数からなる周波数信号 eを発生する。

[0059] スイッチング回路 37は、 VC036からの周波数信号 eに付勢されてオン ·オフすることにより、圧電トランス 11に駆動電圧 Vdを印加する。例えば図 4[2]に示すように、スイッチング回路 37は、トランジスタ 371〜374からなる一般的なフルブリッジ回路である。トランジスタ 371は、 pチャネルパワー MOSFETであり、 VC036からの周波数信号 eの反転信号 Zeが Lレベルのときにオンし、同じく Hレベルのときにオフする。トランジスタ 372は、 nチャネルパワー MOSFETであり、 VC036からの周波数信号 eの反転信号 Zeが Hレベルのときにオンし、同じく Lレベルのときにオフする。トランジスタ 373は、 pチャネルパワー MOSFETであり、 VC036からの周波数信号 eが Hレべルのときにオフし、同じく Lレベルのときにオンする。トランジスタ 374は、 nチャネルパヮー MOSFETであり、 VC036からの周波数信号 eが Hレベルのときにオンし、同じく Lレベルのときにオフする。そのため、トランジスタ 372, 373がオフからオンかつトランジスタ 371, 374がオンからオフとなったとき、駆動電圧 Vd ( = 2Vcc)が圧電トランス 11に印加される。したがって、周波数信号 eと駆動電圧 Vdとは位相が 180度ずれている。なお、図 4[2]に示したフルブリッジ回路は一例に過ぎず、フルブリッジ回路の代わりに例えばプッシュプル回路などを用いてもょ、。

[0060] LPF38は、例えば図 4 [2]〖こ示すコイル 375力らなり、駆動電圧 Vdに含まれる 3次以上の高調波成分を除去して、駆動電圧 Vdの基本波を通過させる。

[0061] 図 5は、図 3における D—FZFの動作を示すタイミングチャートである。図 6は、図 3 における圧電トランスの駆動周波数出力電流特性を示すグラフである。以下、図 3 乃至図 6に基づき、駆動装置 30の動作を説明する。

[0062] 駆動装置 30の出力側が圧電トランス 11及び冷陰極管 12からなるとき、駆動装置 3 0の出力側の等価回路は、前述したように、直列共振回路 (RLC直列回路）と、この直列共振回路の C成分に並列接続された冷陰極管 12とで表わされる。そして、その直列共振周波数 ω Ζ2πの駆動電圧 Vdを圧電トランス

0 11に印加すると、冷陰極管

12の負荷電流 Iが冷陰極管 12のインピーダンスに関係なく一定になる。このとき、負し

荷電流 Iは、駆動電圧 Vdに対して、位相が 90度遅れている。すなわち、駆動電圧 V し

dに対して負荷電流 Iの位相が 90度遅れているとき、駆動周波数は等価回路の直列し

共振周波数 ω

0 Ζ2πに一致する。

[0063] 一方、駆動周波数をオープン制御によって一定にする場合は、厳密に言えば、電圧、電流、温度、時間等によって、駆動装置 30の各構成部品の特性や等価回路の各成分が変化することにより、駆動周波数や直列共振周波数が変化してしまう。したがって、駆動電圧 Vd及び負荷電流 Iの位相を検出して、駆動電圧 Vdの位相が負荷し

電流 Iに対して 90度進むように、駆動電圧 Vdの周波数を制御することにより（すなわし

ちフィードバック制御により）、負荷電流 I

しを精度良く一定にできる。

[0064] 更に詳しく説明する。まず、電流位相検出回路 31は、負荷電流 Iと同位相の位相し

信号 aを出力する。位相信号 aは、—45° シフト回路 32で出力信号 a'となり、更に— 45° シフト回路 33で出力信号 bとなる。これにより、出力信号 bは、位相信号 aよりも 9 0度位相が遅れるので、駆動電圧 Vdに対して位相が反転してヽる。

[0065] 出力信号 bは、 D—FZF34の CLK入力端子に入力される。一方、 VC036から出力された周波数信号 eは、導線 39を介して0— 7 34の0入カ端子に入カされる。周波数信号 eも駆動電圧 Vdに対して位相が反転してヽるので、本来ならば出力信号 bと周波数信号 eとは同位相になる。しかし、何らかの理由によって、出力信号 bと周波数信号 eとの位相がずれると、 D— FZF34等は次のように動作する。

[0066] 出力信号 bが周波数信号 eよりも位相が遅れると、図 5に示すように Q出力信号は H レベルとなり、積分器 35の出力電圧 dが上昇し、図 6に示すように VC036の周波数信号 eの周波数が上昇する。その結果、出力信号 bの位相が進む。これとは逆〖こ、出力信号 bが周波数信号 eよりも位相が進むと、図 5に示すように Q出力信号は Lレベルとなり、積分器 35の出力電圧 dが低下し、図 6に示すように VC036の周波数信号 e の周波数が低下する。その結果、出力信号 bの位相が遅れる。

[0067] このように、駆動装置 30は、駆動電圧 Vd及び負荷電流 Iの位相を検出して、駆動し

電圧 Vdの位相が負荷電流 Iに対して 90度進むように、駆動電圧 Vdの周波数を制し

御する。

[0068] また、特許請求の範囲における「電流位相検出部」、「電圧位相検出部」、「周波数制御部」は、それぞれ、「電流位相検出回路 31」、「導線 39」、「駆動装置 30のその他の構成要素」に相当する。

[0069] なお、本発明は、言うまでもなぐ上記第一及び第二実施形態に限定されるものではない。例えば、圧電トランスの代わりに電磁型トランスでもよい。冷陰極管の代わりに、例えば負性抵抗を有する負荷でもよいし、その他の一般の負荷でもよい。

[0070] 以上の実施形態では、圧電トランスの一次側に印加する駆動電圧の周波数に注目した実施形態として説明したが、次に、圧電トランスの機能面力も本発明を捉えた実施形態を本発明の他の実施形態として説明する。この実施形態を図 1〜図 6に基づいて説明する。

[0071] 本発明の実施形態は図 1に示すように基本的構成として、負荷 12が二次側に接続されたトランス 11の一次側に駆動電圧 Vdを駆動装置 10に印加するものであり、前記トランス 11は、負荷 12に対して定電流源として機能するものである。前記トランス 11 は、負荷 12のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の駆動電圧 Vd が印加され継続して共振状態を生じることにより、前記定電流源として機能するものである。

[0072] 次に、前記トランスとして圧電トランス 11を用い、前記負荷として冷陰極官 21を用いた場合を具体的に説明する。本発明の実施形態の基本的動作を明らかにするために、図 1 [1]に示す実際の回路を、図 1 [2]に示す、損失が零である理想トランスの回路として現している。

[0073] 圧電トランス 11は、矩形板状の圧電振動体 21に半分の対向面に一次電極 22, 23 を形成し、その反対側の端面に二次電極 24を形成した形状であり、一次電極 22, 2 3側を厚さ方向（図 1 [1]上下方向）に分極し、二次側を長さ方向（図 1 [1]左右方向）に分極している。そして、圧電トランス 11は榭脂ケース（図示せず）に収容されている。一次電極 22, 23は、圧電振動体 21を挟んで対向している。圧電振動体 21は、 PZ T等の圧電セラミックス力なり、矩形板状を呈している。圧電振動体 21の長さ方向において、一端からその長さの半分までに一次電極 22, 23が設けられ、他端に二次電極 24が設けられている。一次側に長さ寸法で決まる固有共振周波数 frの駆動電圧 Vdを圧電トランス 11の一次電極 22, 23に入力すると、圧電振動体 21の逆圧電効果により強い機械振動を起こし、圧電効果によりその振動に見合った高い出力電圧 Voが圧電トランス 11の二次電極 24に出力される。出力電圧 Voは負荷 12に印加される。

[0074] 図 1 [1]に示す実際の圧電トランス 11を理想トランスの回路として現すと、図 1 [2]に示すように、圧電トランス 11の一次側にインダクタンス成分 L'と静電容量成分 C'と抵抗成分 R'の直列回路と、線間容量 C が現れる。圧電トランス 11の二次側に線間容

01

量 C が現れる。また、バックライトハウスに実装された冷陰極管 12は、冷陰極管 12

02

の高圧端子と GND端子の間に存在する浮遊容量 C 'と抵抗成分 Zの等価的な並列

しし

回路として表される。なお、負荷としての冷陰極管 12の抵抗成分 Zには、純粋な抵

し

抗分に加えて静電容量が含まれていてもよいため、これを冷陰極管 12のインピーダンス Zとして定義し、明細書では冷陰極管 12の抵抗成分 Zをインピーダンス Zとしししして用いる。

[0075] 前記冷陰極管 12の浮遊容量 C 'とインピーダンス Zは、理想トランスの二次側に現

しし

れる圧電トランス 11の線間容量 C と並列に現れる。また、圧電トランス 11の一次側に印加される駆動装置 10の駆動電圧を Eで表している。また、理想トランス 11の一次と二次の卷線比を 1 : φに設定している。なお、実際の圧電トランス 11では、卷線型トランスの卷線に相当するものが存在しないが、圧電トランスにおいても一次側の電圧を二次側の電圧に変圧するものであるから、卷線比を用いている。

[0076] 本発明の実施形態では、図 1 [2]に示す理想トランスの二次側に現れるインダクタンス成分及び線間容量と冷陰極管 12の浮遊容量の共振現象を利用するものであるから、図 1 [2]に示す理想トランスの一次側を一次側に換算する、すなわち理想トランスのパラメータを 2次換算した図 1 [3]に示す等価回路を考える。

[0077] 図 1 [3]に示す等価回路は、 2次換算したインダクタンス成分 Lと静電容量 Cと抵

2 2 抗成分 Rの直列回路と、並列接続された理想トランスの二次側の線間容量 C と冷

2 02 陰極管 12の浮遊容量 Cの並列容量 C との回路力形成される。ここで、 2次換算し

しし 2

たパラメータであるインダクタ L,静電容量 C,抵抗 R及び並列容量 Cは次のように表

し

される。すなわち、 Ε= φ E，、 L= φ ²L，、 C = C，Z 4> ²、 R二 Φ ，、 C =C +C

L 02 L，となる。

[0078] 本発明の実施形態においては、図 1 [3]に示す圧電トランス 11の二次側に現れるインダクタンス成分 Lと、静電容量 Cと、並列容量 Cによる共振を引き起す共振周波

し

数の駆動電圧 Eを圧電トランス 11の一次側に印加する。このときの共振周波数 ω は

0

[数 2]

ω =

c+c,

(12)

で表される。

[0079] このとき、冷陰極管 12に流れる負荷電流 Iを求めると、

し

[数 3]

(13)

となる。

式（ 13)に式（ 12)を代入すると、 [数 4]

(14)

となる。

通常、

[数 5]

く」であるから、

式（14)は、

[数 6]

(15)

となる。

[0082] したがって、冷陰極管のインピーダンス Zに無関係となり、冷陰極管のインピーダン

し

ス Zに対して定電流源となる。

し

[0083] そこで、本発明の実施形態では、負荷 12が二次側に接続されたトランス 11の一次側に駆動電圧を印加する駆動装置において、前記トランス 11は、前記負荷 12に対して定電流源としての機能を有しており、前記トランス 11は、前記負荷 12のインピーダンス Zを無限大にしたときにおける共振周波数 ω の駆動電圧 Vdが印加され継続しし 0

て共振状態を生じることにより、前記定電流源として機能させた構成としたものである

[0084] 上述したように前記共振周波数 ω は、理想トランスの回路に現れる前記トランスの

0

インダクタンス成分及び静電容量成分と、前記負荷の浮遊容量と前記理想トランスの二次側線間容量の並列容量成分により決められる。この場合、前記共振周波数を ω 、前記トランスのインタクタンス成分を L'、前記静電容量をび、前記二次側線間容量を C 、前記負荷の浮遊容量を C '、理想トランスの卷線比を φとした場合、

02 し

前記共振周波数 ω は、

0

[数 7]

に設定する。この共振周波数 ω を、二次換算したパラメータで表すと、式（12)とな

0

る。

[0085] 以上の説明では、図 1 [2]に示す理想トランスを二次換算した図 1 [3]に示す等価回路において、インダクタンス成分 L'と静電容量 C'と抵抗成分 R'とを直列回路で示した場合について説明した力これに限られるものではない。テブナンの定理を応用して、静電容量 C'と線間容量 C02と浮遊容量 CL'の合成容量と、インダクタンス成分 L'の並列回路として表し、その並列回路における並列共振状態において、前記負荷 12のインピーダンス Zを無限大にしたときにおける共振周波数 ω の駆動電圧 Vdが

し 0

トランス 11に印加し、トランス 11に継続して共振状態を生じさせることにより、トランス 1 1を定電流源として機能させた構成としたものであってもよいものである。

[0086] 図 2は図 1の駆動装置の効果を示し、図 2[1]は等価回路図であり、図 2[2]は冷陰極管の電流-電圧特性図である。以下、図 1及び図 2に基づき説明する。

[0087] 図 2[1]では、図 1 [1]における駆動装置 10及び圧電トランス 11を、交流電圧源 13 及びその出力インピーダンス Zに置き換えている。そのため、交流電圧源 13に出力 o

インピーダンス Zと冷陰極管 12とが直列に接続されて!、る。

o

[0088] ここで、冷陰極管 12の両端電圧を V、冷陰極管 12に流れる負荷電流を I、交流電しし圧源 13の出力電圧を Vとすると、負荷直線は次式で与えられる。

o

V =— Z I +V · (16)

L O L Ο

[0089] 図 2[2]に示すように、冷陰極管 12は、その電流電圧特性の一部に負性抵抗が現れる。この負性抵抗とは、負荷電流 Iが増えるほど両端電圧 Vが減る性質である。

しし

[0090] 図 2[2]において、冷陰極管 12の動作点を Ρ (Ι , V )に定めたい。しかし、インピー

Ρ Ρ

ダンス Ζ

ο力、さいと、負荷直線の傾きが小さくなるので、動作点 Ρの他に動作点 P'も生じてしまう。すると、動作点が複数存在することになるので、冷陰極管 12の動作が不安定となる。図 1 [4]に示すように、負荷電流 Iの位相は駆動電圧 Εよりも 90度遅し

れる。本発明の実施形態では、冷陰極管 12を流れる負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を 90度進める制御を行うことにより、共振状態を維持させている。具体例を用いて詳細に説明する。

[0091] 図 3に示す本実施形態の駆動装置には符号 30を付して説明する。この駆動装置 3

0は図 3に示すように、電流位相検出回路 31、—45° シフト回路 32, 33、 D—FZF

(Dフリップフロップ） 34、積分器 35、 VCO (電圧制御発振器） 36、スイッチング回路

37、 LPF (ローパスフィルタ） 38等を備えている。

[0092] 電流位相検出回路 31は、例えば冷陰極管 12と GND端子との間に挿入された抵抗器からなり、負荷電流 Iと同位相の位相信号 aを出力する。

し

[0093] —45° シフト回路 32, 33は、電流位相検出回路 31からの位相信号 aの位相をそれぞれ—45度ずつ、合計— 90度回転させる。—45° シフト回路 32, 33は同じ構成であるので、— 45° シフト回路 32について図 4[1]に基づき説明する。— 45° シフト回路 32は、抵抗器 321とコンデンサ 322とからなる積分回路の出力側に、バッファ回路 323が接続されたものである。抵抗器 321の抵抗を R、コンデンサ 322の静電容

1

1 し 1 1

に各数値を選定する。

[0094] このとき、—45° シフト回路 32の出力電圧 Voは、次式によって近似できるので、

1

位相が 45° シフト回路 32の入力電圧 Viから 45度遅れる。

1

Vo = (l/2-j/2)Vi · ' · (16)

1 1

[0095] なお、厳密に言えば、角周波数 ωが変化すると、 ω = 1Z (R C )の関係が成り立

1 1

[0096] D— FZF34は、 D入力端子、 CLK入力端子及び Q出力端子を有する一般的なものであり、 CLK入力信号の立ち上がりで D入力信号の状態を記憶する。つまり、 D入力端子が Ηレベルのときは、 CLK入力端子が Lレベル→Ηレベルとなった時に、 Q出力端子が Ηレベルになる。逆に、 D入力端子が Lレベルのときは、 CLK入力端子が L レベル→Ηレベルとなった時に、 Q出力端子力レベルになる。

[0097] 積分器 35は、 D— FZF34の Q出力信号 cと基準電圧 Vrefとの差電圧を積分する。

[0098] VC036は、入力信号の電圧値に対応して出力信号の周波数値を変える機能を有し、具体的には積分器 35の出力電圧 dに対応した周波数からなる周波数信号 eを発生する。

[0099] スイッチング回路 37は、 VC036からの周波数信号 eに付勢されてオン ·オフすることにより、圧電トランス 11に駆動電圧 Vdを印加する。例えば図 4[2]に示すように、スイッチング回路 37は、トランジスタ 371〜374からなる一般的なフルブリッジ回路である。トランジスタ 371は、 pチャネルパワー MOSFETであり、 VC036からの周波数信号 eの反転信号 Zeが Lレベルのときにオンし、同じく Hレベルのときにオフする。トランジスタ 372は、 nチャネルパワー MOSFETであり、 VC036からの周波数信号 eの反転信号 Zeが Hレベルのときにオンし、同じく Lレベルのときにオフする。トランジスタ 373は、 pチャネルパワー MOSFETであり、 VC036からの周波数信号 eが Hレべルのときにオフし、同じく Lレベルのときにオンする。トランジスタ 374は、 nチャネルパヮー MOSFETであり、 VC036からの周波数信号 eが Hレベルのときにオンし、同じく Lレベルのときにオフする。そのため、トランジスタ 372, 373がオフからオンかつトランジスタ 371, 374がオンからオフとなったとき、駆動電圧 Vd ( = 2Vcc)が圧電トランス 11に印加される。したがって、周波数信号 eと駆動電圧 Vdとは位相が 180度ずれている。なお、図 4[2]に示したフルブリッジ回路は一例に過ぎず、フルブリッジ回路の代わりに例えばプッシュプル回路などを用いてもょ、。

[0100] LPF38は、例えば図 4 [2]〖こ示すコイル 375力らなり、駆動電圧 Vdに含まれる 3次以上の高調波成分を除去して、駆動電圧 Vdの基本波を通過させる。

[0101] 図 5は、図 3における D—FZFの動作を示すタイミングチャートである。図 6は、図 3 における圧電トランスの駆動周波数出力電流特性を示すグラフである。以下、図 3 乃至図 6に基づき、駆動装置 30の動作を説明する。

[0102] 駆動装置 30の出力側に圧電トランス 11及び冷陰極管 12が接続される場合、上述したように理想トランスを二次換算した等価回路は図 1 [3]に示すように表される。そして、共振周波数 ω

0 Ζ2πの駆動電圧 Vdを圧電トランス 11の一次側に印加すると、冷陰極管 12の負荷電流 Iが冷陰極管 12のインピーダンスに関係なく一定になる。こし

のとき、負荷電流 Iは、駆動電圧 Vdに対して、位相が 90度遅れている。すなわち、し

駆動電圧 Vdに対して負荷電流 Iの位相が 90度遅れているとき、駆動周波数は等価し

回路の直列共振周波数 ω Ζ2 πに一致する。

0

[0103] 駆動周波数をオープン制御によって一定にする場合は、厳密に言えば、電圧、電流、温度、時間等によって、駆動装置 30の各構成部品の特性や等価回路の各成分が変化することにより、共振周波数が変化してしまう。したがって、駆動電圧 Vd及び負荷電流 Iの位相を検出して、駆動電圧 Vdの位相が負荷電流 Iに対して 90度進むように、駆動電圧 Vdの周波数を制御することにより（すなわちフィードバック制御により）、負荷電流 I

しを精度良く一定にできる。

[0104] 更に詳しく説明する。まず、電流位相検出回路 31は、負荷電流 Iと同位相の位相し

[0105] 出力信号 bは、 D— FZF34の CLK入力端子に入力される。一方、 VC036から出力された周波数信号 eは、導線 39を介して0— 7 34の0入カ端子に入カされる。周波数信号 eも駆動電圧 Vdに対して位相が反転してヽるので、本来ならば出力信号 bと周波数信号 eとは同位相になる。しかし、何らかの理由によって、出力信号 bと周波数信号 eとの位相がずれると、 D— FZF34等は次のように動作する。

[0106] 出力信号 bが周波数信号 eよりも位相が遅れると、図 5に示すように Q出力信号は H レベルとなり、積分器 35の出力電圧 dが上昇し、図 6に示すように VC036の周波数信号 eの周波数が上昇する。その結果、出力信号 bの位相が進む。これとは逆〖こ、出力信号 bが周波数信号 eよりも位相が進むと、図 5に示すように Q出力信号は Lレベルとなり、積分器 35の出力電圧 dが低下し、図 6に示すように VC036の周波数信号 e の周波数が低下する。その結果、出力信号 bの位相が遅れる。

[0107] このように、駆動装置 30は、駆動電圧 Vd及び負荷電流 Iの位相を検出して、駆動し

御する。

[0108] ここに、前記負荷を流れる負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を 90度進める制御を行うことにより、共振状態を維持する周波数制御部は、電流位相検出回路 31,—45° シフト回路 32, 33、 D-F/F34,積分器 35、 VC036及びスイツチング回路 37により構成される。

[0109] なお、以上説明した実施形態では、トランス 11として圧電トランスを用いたが、これに限られるものではない。この圧電トランスに代えて、二次側にバラストコンデンサ或いはリアタトルを用いた卷線型トランスを用いた場合にも本発明を同様に適用することができる。前記トランスとして圧電トランスを用いた場合には、小型化及び軽量化に有利である。また、圧電トランスとすると、各定数値 (L, C等)を電磁型よりも高精度に実現できる。

[0110] また前記負荷 12として冷陰極管を用いた力これに限られるものではない。この冷陰極管に代えて、熱陰極管 (熱陰極蛍光管）、水銀灯、ナトリウム灯、メタルハライド灯、ネオン等を用いてもよいものである。

産業上の利用可能性

[0111] 以上説明したように本発明によれば、トランスの二次側出力インピーダンスを部品の追加なしに増大する構成としたため、複数の負荷に個々に接続した場合にも、個々の負荷に流れる電流を制御することなぐ個々の負荷に流れる電流の偏差を低減することがでさる。

図面の簡単な説明

[0112] [図 1]本発明に係る駆動装置の第一実施形態を示し、図 1 [1]は実際の回路図、図 1

[2]は図 1 [1]の等価回路図であり、図 1 [3]は図 1 [2]の等価回路図であり、図 1 [4] は駆動電圧と負荷電流との関係を示すベクトル図である。

[図 2]図 1の駆動装置の効果を示し、図 2[1]は等価回路図であり、図 2[2]は冷陰極管の電流電圧特性図である。

[図 3]本発明に係る駆動装置の第二実施形態を示すブロック図である。

[図 4]図 4[1]は図 3における 45° シフト回路の一例を示す回路図、図 4[2]は図 3 におけるスイッチング回路の一例を示す回路図である。

[図 5]図 3における D—FZFの動作を示すタイミングチャートである。

[図 6]図 3における圧電トランスの駆動周波数—出力電流特性を示すグラフである。符号の説明

[0113] 10, 30 駆動装置

11 圧電トランス

12 負荷 (冷陰極管）

21 圧電振動体

22, 23 一次電極電流位相検出回路, 33 45° シフト回路 D-F/F

積分器

VCO

スイッチング回路 LPF

Claims

請求の範囲

[1] 二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動装置において、

前記駆動電圧の周波数は、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける当該駆動装置の出力側の等価回路によって与えられる直列共振周波数である、ことを特徴とするトランスの駆動装置。

[2] 前記等価回路は、インダクタンスと、抵抗と、第一の静電容量と、第二の静電容量とが直列に接続され、前記第二の静電容量に並列に前記負荷のインピーダンスが接続されたものである、

請求項 1記載のトランスの駆動装置。

[3] 前記第二の静電容量は、前記トランスの二次側の静電容量と前記負荷の漂遊容量とが並列接続されたものである、

請求項 2記載のトランスの駆動装置。

[4] 前記直列共振周波数を直列共振角周波数 ω、前記インダクタンスを L、前記抵抗

0

を R、前記第一の静電容量を C、前記第二の静電容量を Cとしたとき、当該直列共振し

角周波数は、

ω = 1Ζ [UCC Z (C + C ) }] (ただし、 Rくく ΐΖ ω Cとする。）

0 しし 0 し

で与えられる、

請求項 3記載のトランスの駆動装置。

[5] 二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動装置において、

前記負荷に流れる負荷電流の位相を検出する電流位相検出部と、

前記駆動電圧の位相を検出する電圧位相検出部と、

前記電圧位相検出部で検出された駆動電圧の位相が前記電流検出部で検出された負荷電流の位相に対して 90度進むように、前記駆動電圧の周波数を制御する周波数制御部と、

を備えたことを特徴とするトランスの駆動装置。

[6] 前記トランスは圧電トランスである、請求項 1乃至 5のいずれかに記載のトランスの駆動装置。

[7] 前記負荷は放電管である、

請求項 1乃至 6のいずれかに記載のトランスの駆動装置。

[8] 前記放電管は冷陰極管である、

請求項 7記載のトランスの駆動装置。

[9] 二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動方法において、

前記トランス及び前記負荷を含めた等価回路を作成し、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときに前記等価回路によって与えられる直列共振周波数を、前記駆動電圧の周波数とする、

ことを特徴とするトランスの駆動方法。

[10] 二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動方法において、

前記負荷に流れる負荷電流の位相を検出するとともに、前記駆動電圧の位相を検出し、

検出された駆動電圧の位相が検出された負荷電流の位相に対して 90度進むように、前記駆動電圧の周波数を制御する、

ことを特徴とするトランスの駆動方法。

[11] 負荷が二次側に接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動装置において、

前記トランスは、前記負荷に対して定電流源としての機能を有しており、前記トランスは、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の前記駆動電圧が印加され継続して共振状態を生じることにより、前記定電流源として機能することを特徴とするトランスの駆動装置。

[12] 前記共振周波数は、理想トランスの回路に現れる前記トランスのインダクタンス成分及び静電容量成分と、前記負荷の浮遊容量と前記理想トランスの二次側線間容量の並列容量成分により決められることを特徴とする請求項 11に記載のトランスの駆動装置。

[13] 前記共振周波数を ω、前記トランスのインタクタンス成分を L'、前記静電容量をび、前記二次側線間容量を C 、前記負荷の浮遊容量を C '、理想トランスの卷線比を φ

02 し

とした場合、

前記共振周波数 ωは、

[数 1]

であることを特徴とする請求項 12に記載のトランスの駆動装置。

[14] 前記負荷を流れる負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を 90度進める制御を行うことにより、共振状態を維持する周波数制御部を有することを特徴とする請求項 11に記載のトランスの駆動装置。

[15] 負荷が二次側に接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動方法において、

前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の前記駆動電圧を前記トランスに印加することにより、前記トランスを前記定電流源として作動させることを特徴とするトランスの駆動方法。

[16] 理想トランスの回路の現れる前記トランスのインダクタンス成分及び静電容量成分と

、前記負荷の浮遊容量と前記理想トランスの二次側線間容量の並列容量成分により前記共振周波数を設定して、前記駆動電圧を前記トランスに印加することを特徴とする請求項 15に記載のトランスの駆動方法。

[17] 前記負荷を流れる負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を 90度進める制御を行うことにより、前記トランスに生じる共振状態を維持させることを特徴とする請求項 15に記載のトランスの駆動方法。