JPWO2006041102A6 - トランスの駆動装置及び駆動方法 - Google Patents

Abstract

簡単な構成でありながら負荷電流を一定にできる、トランスの駆動装置を提供する。
本発明の駆動装置１０は、二次側に負荷１２が接続された圧電トランス１の一次側に駆動電圧Ｖｄを印加するものである。そして、駆動電圧Ｖｄの角周波数ω₀は、駆動装置１０の出力側の等価回路によって与えられる直列共振角周波数である。駆動装置１０によれば、簡単な構成でありながら、負荷１２のインピーダンスＺ_Lに関係なく負荷電流Ｉ_Lを一定にできる。したがって、負荷１２のインピーダンスＺ_Lが変動しても、負荷電流Ｉ_Lを常に一定にできる。

Description

本発明は、圧電振動子の共振現象を利用して交流電圧を変圧する圧電トランスなどのトランスに関し、詳しくはその駆動装置及び駆動方法に関する。

圧電トランス（ソリッドフォーマ）は、圧電振動子の共振現象を利用することにより、低電圧を入力し高電圧を出力するようにしたものである。圧電トランスの特長は、電磁型に比べて圧電振動子のエネルギ密度が高い点にある。そのため、小型化が可能であるので、冷陰極管点灯用、液晶バックライト点灯用、小型ＡＣアダプタ用、小型高電圧電源用などに使われている。また、液晶バックライトとして冷陰極管を用い、この冷陰極管の点灯用として圧電トランスを用いる技術が知られている（例えば特許文献１）。

特開平１０−２００１７４号公報

液晶バックライトとして、複数本の冷陰極管を使用し、各冷陰極管に圧電トランスを設ける場合がある。この場合、個々の冷陰極管に流れる管電流を同じにしないと、バックライトの輝度むらが発生する。その解決方法として、個々の管電流を制御して同じ電流値にする技術が考えられる。しかし、それでは、特別の制御回路が必要となるので、その回路での電力損失による効率の低下、及び製造コストの増大を招いてしまう。

そこで、本発明の目的は、簡単な構成でありながら負荷電流を一定にできる、トランスの駆動装置及び駆動方法を提供することにある。

本発明に係る駆動装置は、二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加するものである。そして、前記駆動電圧の周波数は、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける当該駆動装置の出力側の等価回路によって与えられる直列共振周波数である（請求項１）。駆動電圧の周波数を一定にするには、オープン制御でも、フィードバック制御でもよい。これにより、簡単な構成でありながら負荷電流を一定にできる。

以上のように、本発明者は、「駆動装置の出力側がトランス及び負荷からなるとき、当該駆動装置の出力側の等価回路は、直列共振回路（ＲＬＣ直列回路）と、この直列共振回路のＣ成分に並列接続された負荷とで表わされる。」こと、及び「その負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける直列共振周波数の駆動電圧をトランスに印加すると、負荷に流れる電流が負荷のインピーダンスに関係なく一定になる。」ことを見出した。上記本発明は、この知見に基づきなされたものである。

また本発明に係る駆動装置は、前記等価回路は、インダクタンスと、抵抗と、第一の静電容量と、第二の静電容量とが直列に接続され、前記第二の静電容量に並列に前記負荷のインピーダンスが接続されたものである。これは請求項１における等価回路を具体化したものである。負荷のインピーダンスには、抵抗成分の他に、インダクタンス成分や静電容量成分が含まれていてもよい。

また本発明に係る駆動装置は、前記第二の静電容量は、前記トランスの二次側の静電容量と前記負荷の漂遊容量とが並列接続されたものである。このとき、負荷のインピーダンスに関係なく、負荷電流は一定となる。例えば、前記直列共振周波数を直列共振角周波数ω₀、前記インダクタンスをＬ、前記抵抗をＲ、前記第一の静電容量をＣ、前記第二の静電容量をＣ_Lとしたとき、当該直列共振角周波数は、ω₀＝１／√［Ｌ｛ＣＣ_L／（Ｃ＋Ｃ_L）｝］（ただし、Ｒ << １／ω₀Ｃ_Lとする。）で与えられる。

また本発明に係る駆動装置は、前記負荷に流れる負荷電流の位相を検出する電流位相検出部と、前記駆動電圧の位相を検出する電圧位相検出部と、前記電圧位相検出部で検出された駆動電圧の位相が前記電流検出部で検出された負荷電流の位相に対して９０度進むように前記駆動電圧の周波数を制御する周波数制御部と、を備えたものである。

駆動装置の出力側がトランス及び負荷からなるとき、当該駆動装置の出力側の等価回路は、直列共振回路（ＲＬＣ直列回路）と、この直列共振回路のＣ成分に並列接続された負荷とで表わされる。そして、負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおけるその等価回路の直列共振周波数の駆動電圧をトランスに印加すると、負荷電流が負荷のインピーダンスに関係なく一定になる。このとき、後述するように、負荷電流は駆動電圧に対して位相が９０度遅れている。すなわち、駆動電圧に対して負荷電流の位相が９０度遅れているとき、駆動電圧の周波数（以下「駆動周波数」という。）は、負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける等価回路の直列共振周波数に一致する。

一方、駆動周波数をオープン制御によって一定にする場合は、厳密に言えば、電圧、電流、温度、時間等によって、駆動装置の各構成部品の特性や等価回路の各成分が変化することにより、駆動周波数や直列共振周波数が変化してしまう。したがって、駆動電圧及び負荷電流の位相を検出して、駆動電圧の位相が負荷電流に対して９０度進むように、駆動電周波数を制御することにより（すなわちフィードバック制御により）、負荷電流を精度良く一定にできる。

また本発明に係る駆動装置は、前記駆動装置において、前記トランスが圧電トランスであるというものである。トランスは、電磁型（巻線型）トランスでも良いが、圧電トランスとすると小型化及び軽量化に有利である。また、圧電トランスとすると、各定数値（Ｌ，Ｃ等）を電磁型よりも高精度に実現できる。

また本発明に係る駆動装置は、前記負荷が放電管であるというものである。放電管には、後述する冷陰極管（冷陰極蛍光管）の他に、熱陰極管（熱陰極蛍光管）、水銀灯、ナトリウム灯、メタルハライド灯、ネオン等が含まれる。

前記放電管が冷陰極管であってもよいものである。

冷陰極管を始め放電管の電流−電圧特性は、一部に負性抵抗が現れる。この負性抵抗とは、冷陰極管に流れる電流が増えるほど、冷陰極管の両端の電圧が減る性質である。また、駆動装置とトランスとからなる交流電圧源にその出力インピーダンスと冷陰極管とが直列に接続されていると考えた場合に、その負荷直線と前述の冷陰極管の電流−電圧特性とから冷陰極管の動作点が定まる。しかし、冷陰極管は一部に負性抵抗を呈するため、交流電圧源の出力インピーダンスが低いと、冷陰極管の動作点が複数生じる。その結果、冷陰極管の動作が不安定となる。

一方、本発明において、冷陰極管からトランス及び駆動装置を見た場合、これらは定電流源となる。なぜなら、冷陰極管のインピーダンスに関係なく、冷陰極管に流れる電流が一定になるからである。そのため、交流電圧源の出力インピーダンスはほぼ無限大とみなせる。その結果、冷陰極管の動作点がただ一つとなるので、冷陰極管は安定に動作する。

また、本発明に係る駆動装置と冷陰極管とを一対一とし、これらを複数組み合わせて液晶ディスプレイのバックライトを構成した場合に、各冷陰極管のインピーダンスに関係なく各冷陰極管に流れる電流を均一にできるので、バックライトの輝度むらを抑制できる。

本発明に係る駆動方法は、本発明に係る駆動装置を方法の発明として捉え直したものである。すなわち、本発明に係る駆動方法は、二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加するものである。そして、前記トランス及び前記負荷を含めた等価回路を作成し、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときに前記等価回路によって与えられる直列共振周波数を、前記駆動電圧の周波数とするものであってもよい。前記負荷に流れる負荷電流の位相を検出するとともに、前記駆動電圧の位相を検出し、検出された駆動電圧の位相が検出された負荷電流の位相に対して９０度進むように、前記駆動電圧の周波数を制御するようにしてもよいものである。

換言すると、本発明は、バックライトインバータに使用する圧電トランス（高圧トランス）の出力インピーダンスをより大きくする動作条件を見出す方法を提供する。つまり、バックライトハウスに実装された冷陰極管の高圧端子とＧＮＤとの間の浮遊容量を含む、圧電トランス二次側の直列共振周波数で駆動する。又は、バックライトハウスに実装された冷陰極管の高圧端子とＧＮＤとの間の浮遊容量と、圧電トランス二次側のインダクタンス成分と、によって共振した周波数でインバータを駆動する。これにより、圧電トランスを定電流源に近づけることができ、個々の管電流を制御することなく、冷陰極管に流れる個々の管電流の偏差を低減することが可能となるので、効率が良く、安価で、輝度むらの少ないバックライトインバータを提供できる。

さらに、本発明に係るトランスの駆動装置は、負荷が二次側に接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動装置において、
前記トランスは、前記負荷に対して定電流源としての機能を有しており、
前記トランスは、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の前記駆動電圧が印加され継続して共振状態を生じることにより、前記定電流源として機能することを特徴とするものである。

本発明によれば、負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の電圧をトランスの一次側に印加する。前記共振周波数の電圧の印加を受けて、前記トランスは定電流源として機能し、前記負荷側から前記トランスを見た場合における前記トランスの出力インピーダンスが増大されることとなる。

前記共振周波数は、理想トランスの回路に現れる前記トランスのインダクタンス成分及び静電容量成分と、前記負荷の浮遊容量と前記理想トランスの二次側線間容量の並列容量成分により決められることが望ましいものである。前記理想トランスは、前記トランスの動作を理解するために想定したものであり、前記理想トランスの動作は実際の前記トランスの基本的動作となる。

以上の構成によれば、前記トランスを理想トランスとして現したときに、前記理想トランスのパラメータとして現れるインダクタンス成分及び静電容量、前記負荷の浮遊容量のみを利用して、前記トランスに共振状態を生じさせることが可能となる。

この場合、前記周波数をω、前記トランスのインタクタンス成分をＬ’、静電容量をC’、２次側線間容量をC_０２、前記負荷の浮遊容量をC_L’、理想トランスの巻線比をφとした場合、
前記周波数ωは、

であることが望ましい。

前記トランスを駆動する駆動電圧の周波数を上記のように設定することにより、前記トランスの出力インーダンスが最大限に増大することとなる。

また、前記負荷を流れる負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を９０度進める制御を行うことにより、共振状態を維持する周波数制御部を有することが望ましいものである。

前記駆動電圧の周波数をオープン制御によって一定にする場合は、厳密に言えば、電圧、電流、温度、時間等によって、駆動装置及びトランスの各構成部品の特性が変化することにより、前記トランスの共振状態が抑制される。そこで、前記負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を９０度進める制御を行う（位相のフィードバック制御）。これにより、前記トランスの共振状態が継続され、前記負荷側から見た前記トランスの出力インピーダンスは最大値を維持することとなる。

本発明に係る負荷駆動方法は、負荷が二次側に接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動方法において、
前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の前記駆動電圧を前記トランスに印加することにより、前記トランスを前記定電流源として作動させることを特徴するものである。

本発明によれば、二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に印加する駆動電圧の周波数を、負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける駆動装置の出力側の等価回路によって与えられる直列共振周波数とすることにより、簡単な構成でありながら、負荷のインピーダンスに関係なく負荷電流を一定にできる。したがって、負荷のインピーダンスが変動しても、負荷電流を常に一定にできる。

また、駆動電圧と負荷電流との位相を検出し、駆動電圧の位相が負荷電流に対して９０度進むように、駆動電圧の周波数を制御することにより、駆動周波数や直列共振周波数が変化しても、負荷電流を精度良く一定にできる。

また、負荷が負性抵抗を呈する場合でも、負荷側から見た出力インピーダンスをほぼ無限大にできるので、負荷の動作点をただ一つに決めることができ、これにより負荷の動作を安定化できる。

また、トランスを圧電トランス、かつ負荷を複数の冷陰極管とした場合は、小型かつ軽量で、輝度むらの無い液晶ディスプレイのバックライトを実現できる。

さらに本発明によれば、トランスの二次側出力インピーダンスを部品の追加なしに増大する構成としたため、複数の負荷に個々に接続した場合にも、個々の負荷に流れる電流を制御することなく、個々の負荷に流れる電流の偏差を低減することができる。

図１は本発明に係る駆動装置の第一実施形態を示し、図１［１］は実際の回路図、図１［２］は図１［１］の等価回路図であり、図１［３］は図１［２］の等価回路図であり、図１［４］は駆動電圧と負荷電流との関係を示すベクトル図である。以下、この図面に基づき説明する。

本実施形態の駆動装置１０は、二次側に負荷１２が接続された圧電トランス１１の一次側に駆動電圧Ｖｄを印加するものである。そして、駆動電圧Ｖｄの角周波数ω₀は、負荷１２のインピーダンスを無限大にしたときに、駆動装置１０の出力側の等価回路によって与えられる直列共振角周波数である。なお、負荷１２には、冷陰極管を用いている。

圧電トランス１１は、圧電振動体２１に一次電極２２，２３と二次電極２４とを設け、一次側を厚さ方向（図１［１］上下方向）に分極し、二次側を長さ方向（図１［１］左右方向）に分極し、これらを樹脂ケース（図示せず）に収容したものである。一次電極２２，２３は、圧電振動体２１を挟んで対向している。圧電振動体２１は、ＰＺＴ等の圧電セラミックスからなり、板状（直方体状）を呈している。圧電振動体２１の長さ方向において、一端からその長さの半分までに一次電極２２，２３が設けられ、他端に二次電極２４が設けられている。一次側に長さ寸法で決まる固有共振周波数ｆｒの駆動電圧Ｖｄを入力すると、逆圧電効果により強い機械振動を起こし、圧電効果によりその振動に見合った高い出力電圧Ｖｏが二次側から出力される。出力電圧Ｖｏは負荷１２に印加される。

駆動装置１０によれば、簡単な構成でありながら、負荷１２のインピーダンスＺ_Lに関係なく負荷電流Ｉ_Lを一定にできる。したがって、負荷１２のインピーダンスＺ_Lが変動しても、負荷電流Ｉ_Lを常に一定にできる。その理由について、以下に詳しく説明する。

図１［１］に示す実際の回路は、図１［２］に示す等価回路で表わすことができる。図１［２］において、圧電トランス１１は、静電容量Ｃ_O1，Ｃ_O2，Ｃ'、インダクタンスＬ'、抵抗Ｒ'、巻数比１：φの理想トランス等に置き換えている。駆動電圧Ｖｄは、駆動電圧Ｅ’とする。静電容量Ｃ_L'は負荷１２の漂遊容量である。

そして、図１［２］の等価回路は、更に負荷１２側から圧電トランス１１側を見た図１［３］の等価回路で表わすことができる。ここで、Ｅ＝φＥ'、Ｌ＝φ²Ｌ'、Ｃ＝Ｃ'／φ ²、Ｒ＝φ²Ｒ'、Ｃ_L＝Ｃ_O2＋Ｃ_L'である。図１［３］の等価回路は、インダクタンスＬと、抵抗Ｒと、静電容量Ｃ_O2と、静電容量Ｃ_Lとが直列に接続され、静電容量Ｃ_Lに並列に負荷１２のインピーダンスＺ_Lが接続されたものである。インピーダンスＺ_Lには、抵抗成分の他に、インダクタンス成分や静電容量成分が含まれていてもよい。なお、図１［１］は付随する部品等を省略して単純化しているが、それらの部品等が接続されていたとしても、最終的に図１［３］の等価回路で表わすことができる。

図１［３］において、駆動装置１０から出力される全電流をＩ、静電容量Ｃ_Lに流れる電流をＩ_C、インピーダンスＺ_Lに流れる負荷電流をＩ_Lとする。つまり、
Ｉ＝Ｉ_C＋Ｉ_L ・・・（１）
である。また、Ｚ_Lの両端の電圧はＩ_LＺ_Lであり、静電容量Ｃ_Lの両端の電圧もＩ_LＺ_Lであるから、
Ｉ_C＝ｊωＣ_LＩ_LＺ_L ・・・（２）
である。ゆえに全電流Ｉは、式（１），（２）から、
Ｉ＝Ｉ_C＋Ｉ_L＝Ｉ_L（１＋ｊωＣ_LＺ_L） ・・・（３）
となる。一方、Ｌ，Ｃ，Ｒによる電圧降下は、式（３）から、
｛Ｒ＋ｊ（ωＬ−１／ωＣ）｝Ｉ
＝｛Ｒ＋ｊ（ωＬ−１／ωＣ）｝Ｉ_L（１＋ｊωＣ_LＺ_L）
＝ＲＩ_L（１＋ｊωＣ_LＺ_L）＋Ｉ_Lｊ（ωＬ−１／ωＣ）（１＋ｊωＣ_LＺ_L）
＝｛Ｒ−（ωＬ−１／ωＣ）ωＣ_LＺ_L｝Ｉ_L＋ｊ｛ωＣ_LＺ_LＲ＋（ωＬ−１／ωＣ）｝Ｉ_L ・・・（４）
となる。ゆえに、式（４）から、
Ｅ＝｛Ｒ−（ωＬ−１／ωＣ）ωＣ_LＺ_L｝Ｉ_L＋ｊ｛ωＣ_LＺ_LＲ＋（ωＬ−１／ωＣ）｝Ｉ_L＋Ｚ_LＩ_L ・・・（５）
となるので、負荷電流Ｉ_Lは、式（５）から、
Ｉ_L＝Ｅ／［｛Ｒ＋Ｚ_L−（ωＬ−１／ωＣ）ωＣ_LＺ_L｝＋ｊ｛ωＣ_LＺ_LＲ＋（ωＬ−１／ωＣ）｝］ ・・・（６）
で与えられる。

ここで、
ω＝１／√［Ｌ｛ＣＣ_L／（Ｃ＋Ｃ_L）｝］＝ω₀ ・・・（７）
とする。この角周波数ω₀は、図１［３］においてインピーダンスＺ_Lを無限大にしたときの、Ｌ，Ｒ，Ｃ及びＣ_Lからなる直列共振回路の直列共振角周波数である。このとき、
（ωＬ−１／ωＣ）＝１／ω₀Ｃ_L ・・・（８）
となるので、式（７），（８）を式（６）に代入して、
Ｉ_L｜_ω=ω0＝Ｅ／｛Ｒ＋ｊ（ω₀Ｃ_LＺ_LＲ＋１／ω₀Ｃ_L）｝ ・・・（９）
が得られる。通常、Ｒ << １／ω₀Ｃ_Lであるから、
Ｉ_L｜_ω=ω0≒Ｅ／ｊ（１／ω₀Ｃ_L）＝−ｊω₀Ｃ_L・Ｅ ・・・（１０）
となる。

したがって、駆動電圧Ｅの角周波数が式（７）で与えられるとき、負荷電流Ｉ_Lは、式（１０）から明らかなように、負荷１２のインピーダンスＺ_Lに関係なく一定となる。このとき、図１［４］に示すように、負荷電流Ｉ_Lの位相は駆動電圧Ｅよりも９０度遅れる。

図２は図１の駆動装置の効果を示し、図２［１］は等価回路図であり、図２［２］は冷陰極管の電流−電圧特性図である。以下、図１及び図２に基づき説明する。

ここでは、図１［１］における負荷１２を冷陰極管１２と言い換える。図２［１］では、図１［１］における駆動装置１０及び圧電トランス１１を、交流電圧源１３及びその出力インピーダンスＺ_Oに置き換えている。そのため、交流電圧源１３に出力インピーダンスＺ_Oと冷陰極管１２とが直列に接続されている。

ここで、冷陰極管１２の両端電圧をＶ_L、冷陰極管１２に流れる負荷電流をＩ_L、交流電圧源１３の出力電圧をＶ_Oとすると、負荷直線は次式で与えられる。
Ｖ_L＝−Ｚ_OＩ_L＋Ｖ_O ・・・（１１）

一方、図２［２］に示すように、冷陰極管１２は、その電流−電圧特性の一部に負性抵抗が現れる。この負性抵抗とは、負荷電流Ｉ_Lが増えるほど両端電圧Ｖ_Lが減る性質である。

ここで、図２［２］において、冷陰極管１２の動作点をＰ（Ｉ_P，Ｖ_P）に定めたい。しかし、インピーダンスＺ_Oが小さいと、負荷直線の傾きが小さくなるので、動作点Ｐの他に動作点Ｐ'も生じてしまう。すると、動作点が複数存在することになるので、冷陰極管１２の動作が不安定となる。

これに対し、本実施形態では、冷陰極管１２から交流電圧源１３側を見た場合、交流電圧源１３側は定電流源となる。なぜなら、冷陰極管１２のインピーダンスＺ_Lに関係なく、冷陰極管１２に流れる負荷電流Ｉ_Lが一定になるからである。そのため、交流電圧源１３の出力インピーダンスＺ_Oはほぼ無限大とみなせる。その結果、負荷直線の傾きが大きくなることにより、冷陰極管１２の動作点がただ一つのＰだけとなるので、冷陰極管１２は安定に動作する。

図３は、本発明に係る駆動装置の第二実施形態を示すブロック図である。図４［１］は図３における−４５°シフト回路の一例を示す回路図、図４［２］は図３におけるスイッチング回路の一例を示す回路図である。以下、これらの図面に基づき説明する。ただし、図３において図１と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。

本実施形態の駆動装置３０は、電流位相検出回路３１、−４５°シフト回路３２，３３、Ｄ−Ｆ／Ｆ（Ｄフリップフロップ）３４、積分器３５、ＶＣＯ（電圧制御発振器）３６、スイッチング回路３７、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３８等を備えている。

電流位相検出回路３１は、例えば冷陰極管１２とＧＮＤ端子との間に挿入された抵抗器からなり、負荷電流Ｉ_Lと同位相の位相信号ａを出力する。

−４５°シフト回路３２，３３は、電流位相検出回路３１からの位相信号ａの位相をそれぞれ−４５度ずつ、合計−９０度回転させる。−４５°シフト回路３２，３３は同じ構成であるので、−４５°シフト回路３２について図４［１］に基づき説明する。−４５°シフト回路３２は、抵抗器３２１とコンデンサ３２２とからなる積分回路の出力側に、バッファ回路３２３が接続されたものである。抵抗器３２１の抵抗をＲ₁、コンデンサ３２２の静電容量をＣ₁、負荷電流Ｉ_Lの角周波数をωとしたとき、ω＝１／（Ｒ₁Ｃ₁）の関係を満たすように各数値を選定する。

このとき、−４５°シフト回路３２の出力電圧Ｖo₁は、次式によって近似できるので、位相が−４５°シフト回路３２の入力電圧Ｖi₁から４５度遅れる。
Ｖo₁＝（１／２−ｊ／２）Ｖi₁ ・・・（１２）

なお、厳密に言えば、角周波数ωが変化すると、ω＝１／（Ｒ₁Ｃ₁）の関係が成り立たなくなって、位相回転量に誤差が生じる。しかし、実際の角周波数ωの精度は±０．５％程度となるため、−４５°シフト回路３２での位相回転量の誤差は問題とならない。

Ｄ−Ｆ／Ｆ３４は、Ｄ入力端子、ＣＬＫ入力端子及びＱ出力端子を有する一般的なものであり、ＣＬＫ入力信号の立ち上がりでＤ入力信号の状態を記憶する。つまり、Ｄ入力端子がＨレベルのときは、ＣＬＫ入力端子がＬレベル→Ｈレベルとなった時に、Ｑ出力端子がＨレベルになる。逆に、Ｄ入力端子がＬレベルのときは、ＣＬＫ入力端子がＬレベル→Ｈレベルとなった時に、Ｑ出力端子がＬレベルになる。

積分器３５は、Ｄ−Ｆ／Ｆ３４のＱ出力信号ｃと基準電圧Ｖrefとの差電圧を積分する。基準電圧Ｖrefは、Ｑ出力信号ｃのＨレベル電圧とＬレベル電圧とのほぼ中間の値とする。このとき、Ｑ出力信号ｃのデューティ比がほぼ５０％となるとき、積分器３５の出力電圧ｄは時間に対して一定となる。

ＶＣＯ３６は、入力信号の電圧値に対応して出力信号の周波数値を変える機能を有し、具体的には積分器３５の出力電圧ｄに対応した周波数からなる周波数信号ｅを発生する。

スイッチング回路３７は、ＶＣＯ３６からの周波数信号ｅに付勢されてオン・オフすることにより、圧電トランス１１に駆動電圧Ｖｄを印加する。例えば図４［２］に示すように、スイッチング回路３７は、トランジスタ３７１〜３７４からなる一般的なフルブリッジ回路である。トランジスタ３７１は、ｐチャネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、ＶＣＯ３６からの周波数信号ｅの反転信号／ｅがＬレベルのときにオンし、同じくＨレベルのときにオフする。トランジスタ３７２は、ｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、ＶＣＯ３６からの周波数信号ｅの反転信号／ｅがＨレベルのときにオンし、同じくＬレベルのときにオフする。トランジスタ３７３は、ｐチャネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、ＶＣＯ３６からの周波数信号ｅがＨレベルのときにオフし、同じくＬレベルのときにオンする。トランジスタ３７４は、ｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、ＶＣＯ３６からの周波数信号ｅがＨレベルのときにオンし、同じくＬレベルのときにオフする。そのため、トランジスタ３７２，３７３がオフからオンかつトランジスタ３７１，３７４がオンからオフとなったとき、駆動電圧Ｖｄ（＝２Ｖcc）が圧電トランス１１に印加される。したがって、周波数信号ｅと駆動電圧Ｖｄとは位相が１８０度ずれている。なお、図４［２］に示したフルブリッジ回路は一例に過ぎず、フルブリッジ回路の代わりに例えばプッシュプル回路などを用いてもよい。

ＬＰＦ３８は、例えば図４［２］に示すコイル３７５からなり、駆動電圧Ｖｄに含まれる３次以上の高調波成分を除去して、駆動電圧Ｖｄの基本波を通過させる。

図５は、図３におけるＤ−Ｆ／Ｆの動作を示すタイミングチャートである。図６は、図３における圧電トランスの駆動周波数−出力電流特性を示すグラフである。以下、図３乃至図６に基づき、駆動装置３０の動作を説明する。

駆動装置３０の出力側が圧電トランス１１及び冷陰極管１２からなるとき、駆動装置３０の出力側の等価回路は、前述したように、直列共振回路（ＲＬＣ直列回路）と、この直列共振回路のＣ成分に並列接続された冷陰極管１２とで表わされる。そして、その直列共振周波数ω₀／２πの駆動電圧Ｖｄを圧電トランス１１に印加すると、冷陰極管１２の負荷電流Ｉ_Lが冷陰極管１２のインピーダンスに関係なく一定になる。このとき、負荷電流Ｉ_Lは、駆動電圧Ｖｄに対して、位相が９０度遅れている。すなわち、駆動電圧Ｖｄに対して負荷電流Ｉ_Lの位相が９０度遅れているとき、駆動周波数は等価回路の直列共振周波数ω₀／２πに一致する。

一方、駆動周波数をオープン制御によって一定にする場合は、厳密に言えば、電圧、電流、温度、時間等によって、駆動装置３０の各構成部品の特性や等価回路の各成分が変化することにより、駆動周波数や直列共振周波数が変化してしまう。したがって、駆動電圧Ｖｄ及び負荷電流Ｉ_Lの位相を検出して、駆動電圧Ｖｄの位相が負荷電流Ｉ_Lに対して９０度進むように、駆動電圧Ｖｄの周波数を制御することにより（すなわちフィードバック制御により）、負荷電流Ｉ_Lを精度良く一定にできる。

更に詳しく説明する。まず、電流位相検出回路３１は、負荷電流Ｉ_Lと同位相の位相信号ａを出力する。位相信号ａは、−４５°シフト回路３２で出力信号ａ’となり、更に−４５°シフト回路３３で出力信号ｂとなる。これにより、出力信号ｂは、位相信号ａよりも９０度位相が遅れるので、駆動電圧Ｖｄに対して位相が反転している。

出力信号ｂは、Ｄ−Ｆ／Ｆ３４のＣＬＫ入力端子に入力される。一方、ＶＣＯ３６から出力された周波数信号ｅは、導線３９を介してＤ−Ｆ／Ｆ３４のＤ入力端子に入力される。周波数信号ｅも駆動電圧Ｖｄに対して位相が反転しているので、本来ならば出力信号ｂと周波数信号ｅとは同位相になる。しかし、何らかの理由によって、出力信号ｂと周波数信号ｅとの位相がずれると、Ｄ−Ｆ／Ｆ３４等は次のように動作する。

出力信号ｂが周波数信号ｅよりも位相が遅れると、図５に示すようにＱ出力信号はＨレベルとなり、積分器３５の出力電圧ｄが上昇し、図６に示すようにＶＣＯ３６の周波数信号ｅの周波数が上昇する。その結果、出力信号ｂの位相が進む。これとは逆に、出力信号ｂが周波数信号ｅよりも位相が進むと、図５に示すようにＱ出力信号はＬレベルとなり、積分器３５の出力電圧ｄが低下し、図６に示すようにＶＣＯ３６の周波数信号ｅの周波数が低下する。その結果、出力信号ｂの位相が遅れる。

このように、駆動装置３０は、駆動電圧Ｖｄ及び負荷電流Ｉ_Lの位相を検出して、駆動電圧Ｖｄの位相が負荷電流Ｉ_Lに対して９０度進むように、駆動電圧Ｖｄの周波数を制御する。

また、特許請求の範囲における「電流位相検出部」、「電圧位相検出部」、「周波数制御部」は、それぞれ、「電流位相検出回路３１」、「導線３９」、「駆動装置３０のその他の構成要素」に相当する。

なお、本発明は、言うまでもなく、上記第一及び第二実施形態に限定されるものではない。例えば、圧電トランスの代わりに電磁型トランスでもよい。冷陰極管の代わりに、例えば負性抵抗を有する負荷でもよいし、その他の一般の負荷でもよい。

以上の実施形態では、圧電トランスの一次側に印加する駆動電圧の周波数に注目した実施形態として説明したが、次に、圧電トランスの機能面から本発明を捉えた実施形態を本発明の他の実施形態として説明する。この実施形態を図１〜図６に基づいて説明する。

本発明の実施形態は図１に示すように基本的構成として、負荷１２が二次側に接続されたトランス１１の一次側に駆動電圧Ｖｄを駆動装置１０に印加するものであり、前記トランス１１は、負荷１２に対して定電流源として機能するものである。前記トランス１１は、負荷１２のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の駆動電圧Ｖｄが印加され継続して共振状態を生じることにより、前記定電流源として機能するものである。

次に、前記トランスとして圧電トランス１１を用い、前記負荷として冷陰極官２１を用いた場合を具体的に説明する。本発明の実施形態の基本的動作を明らかにするために、図１［１］に示す実際の回路を、図１［２］に示す、損失が零である理想トランスの回路として現している。

圧電トランス１１は、矩形板状の圧電振動体２１に半分の対向面に一次電極２２，２３を形成し、その反対側の端面に二次電極２４を形成した形状であり、一次電極２２，２３側を厚さ方向（図１［１］上下方向）に分極し、二次側を長さ方向（図１［１］左右方向）に分極している。そして、圧電トランス１１は樹脂ケース（図示せず）に収容されている。一次電極２２，２３は、圧電振動体２１を挟んで対向している。圧電振動体２１は、ＰＺＴ等の圧電セラミックスからなり、矩形板状を呈している。圧電振動体２１の長さ方向において、一端からその長さの半分までに一次電極２２，２３が設けられ、他端に二次電極２４が設けられている。一次側に長さ寸法で決まる固有共振周波数ｆｒの駆動電圧Ｖｄを圧電トランス１１の一次電極２２，２３に入力すると、圧電振動体２１の逆圧電効果により強い機械振動を起こし、圧電効果によりその振動に見合った高い出力電圧Ｖｏが圧電トランス１１の二次電極２４に出力される。出力電圧Ｖｏは負荷１２に印加される。

図１［１］に示す実際の圧電トランス１１を理想トランスの回路として現すと、図１［２］に示すように、圧電トランス１１の一次側にインダクタンス成分Ｌ'と静電容量成分Ｃ'と抵抗成分Ｒ'の直列回路と、線間容量Ｃ_０１が現れる。圧電トランス１１の二次側に線間容量Ｃ_０２が現れる。また、バックライトハウスに実装された冷陰極管１２は、冷陰極管１２の高圧端子とＧＮＤ端子の間に存在する浮遊容量Ｃ_Ｌ'と抵抗成分Ｚ_Ｌの等価的な並列回路として表される。なお、負荷としての冷陰極管１２の抵抗成分Ｚ_Ｌには、純粋な抵抗分に加えて静電容量が含まれていてもよいため、これを冷陰極管１２のインピーダンスＺ_Ｌとして定義し、明細書では冷陰極管１２の抵抗成分Ｚ_ＬをインピーダンスＺ_Ｌとして用いる。

前記冷陰極管１２の浮遊容量Ｃ_Ｌ'とインピーダンスＺ_Ｌは、理想トランスの二次側に現れる圧電トランス１１の線間容量Ｃ_０２と並列に現れる。また、圧電トランス１１の一次側に印加される駆動装置１０の駆動電圧をＥで表している。また、理想トランス１１の一次と二次の巻線比を１：φに設定している。なお、実際の圧電トランス１１では、巻線型トランスの巻線に相当するものが存在しないが、圧電トランスにおいても一次側の電圧を二次側の電圧に変圧するものであるから、巻線比を用いている。

本発明の実施形態では、図１［２］に示す理想トランスの二次側に現れるインダクタンス成分及び線間容量と冷陰極管１２の浮遊容量の共振現象を利用するものであるから、図１［２］に示す理想トランスの一次側を一次側に換算する、すなわち理想トランスのパラメータを２次換算した図１［３］に示す等価回路を考える。

図１［３］に示す等価回路は、２次換算したインダクタンス成分Ｌ_２と静電容量Ｃ_２と抵抗成分Ｒ_２の直列回路と、並列接続された理想トランスの二次側の線間容量Ｃ_０２と冷陰極管１２の浮遊容量Ｃ_Ｌの並列容量Ｃ_Ｌ２との回路から形成される。ここで、２次換算したパラメータであるインダクタＬ，静電容量Ｃ，抵抗Ｒ及び並列容量Ｃ_Ｌは次のように表される。すなわち、Ｅ＝φＥ'、Ｌ＝φ²Ｌ'、Ｃ＝Ｃ'／φ²、Ｒ＝φ²Ｒ'、Ｃ_L＝Ｃ_O2＋Ｃ_L'となる。

本発明の実施形態においては、図１［３］に示す圧電トランス１１の二次側に現れるインダクタンス成分Ｌと、静電容量Ｃと、並列容量Ｃ_Ｌによる共振を引き起す共振周波数の駆動電圧Ｅを圧電トランス１１の一次側に印加する。このときの共振周波数ω_０は、

（１２）
で表される。

このとき、冷陰極管１２に流れる負荷電流Ｉ_Ｌを求めると、

（１３）
となる。

式（１３）に式（１２）を代入すると、

（１４）
となる。

通常、

であるから、
式（１４）は、

（１５）
となる。

したがって、冷陰極管のインピーダンスＺ_Ｌに無関係となり、冷陰極管のインピーダンスＺ_Ｌに対して定電流源となる。

そこで、本発明の実施形態では、負荷１２が二次側に接続されたトランス１１の一次側に駆動電圧を印加する駆動装置において、前記トランス１１は、前記負荷１２に対して定電流源としての機能を有しており、前記トランス１１は、前記負荷１２のインピーダンスＺ_Ｌを無限大にしたときにおける共振周波数ω_０の駆動電圧Ｖｄが印加され継続して共振状態を生じることにより、前記定電流源として機能させた構成としたものである。

上述したように前記共振周波数ω_０は、理想トランスの回路に現れる前記トランスのインダクタンス成分及び静電容量成分と、前記負荷の浮遊容量と前記理想トランスの二次側線間容量の並列容量成分により決められる。この場合、前記共振周波数をω、前記トランスのインタクタンス成分をＬ'、前記静電容量をC'、前記二次側線間容量をC_０２、前記負荷の浮遊容量をC_L'、理想トランスの巻線比をφとした場合、
前記共振周波数ω_０は、

に設定する。この共振周波数ω_０を、二次換算したパラメータで表すと、式（１２）となる。

以上の説明では、図１［２］に示す理想トランスを二次換算した図１［３］に示す等価回路において、インダクタンス成分Ｌ'と静電容量Ｃ'と抵抗成分Ｒ'とを直列回路で示した場合について説明したが、これに限られるものではない。テブナンの定理を応用して、静電容量Ｃ'と線間容量Ｃ０２と浮遊容量ＣＬ'の合成容量と、インダクタンス成分Ｌ'の並列回路として表し、その並列回路における並列共振状態において、前記負荷１２のインピーダンスＺ_Ｌを無限大にしたときにおける共振周波数ω_０の駆動電圧Ｖｄがトランス１１に印加し、トランス１１に継続して共振状態を生じさせることにより、トランス１１を定電流源として機能させた構成としたものであってもよいものである。

図２は図１の駆動装置の効果を示し、図２［１］は等価回路図であり、図２［２］は冷陰極管の電流−電圧特性図である。以下、図１及び図２に基づき説明する。

図２［１］では、図１［１］における駆動装置１０及び圧電トランス１１を、交流電圧源１３及びその出力インピーダンスＺ_Oに置き換えている。そのため、交流電圧源１３に出力インピーダンスＺ_Oと冷陰極管１２とが直列に接続されている。

ここで、冷陰極管１２の両端電圧をＶ_L、冷陰極管１２に流れる負荷電流をＩ_L、交流電圧源１３の出力電圧をＶ_Oとすると、負荷直線は次式で与えられる。
Ｖ_L＝−Ｚ_OＩ_L＋Ｖ_O ・・・（１６）

図２［２］に示すように、冷陰極管１２は、その電流−電圧特性の一部に負性抵抗が現れる。この負性抵抗とは、負荷電流Ｉ_Lが増えるほど両端電圧Ｖ_Lが減る性質である。

図２［２］において、冷陰極管１２の動作点をＰ（Ｉ_P，Ｖ_P）に定めたい。しかし、インピーダンスＺ_Oが小さいと、負荷直線の傾きが小さくなるので、動作点Ｐの他に動作点Ｐ'も生じてしまう。すると、動作点が複数存在することになるので、冷陰極管１２の動作が不安定となる。図１［４］に示すように、負荷電流Ｉ_Lの位相は駆動電圧Ｅよりも９０度遅れる。本発明の実施形態では、冷陰極管１２を流れる負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を９０度進める制御を行うことにより、共振状態を維持させている。具体例を用いて詳細に説明する。

図３に示す本実施形態の駆動装置には符号３０を付して説明する。この駆動装置３０は図３に示すように、電流位相検出回路３１、−４５°シフト回路３２，３３、Ｄ−Ｆ／Ｆ（Ｄフリップフロップ）３４、積分器３５、ＶＣＯ（電圧制御発振器）３６、スイッチング回路３７、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３８等を備えている。

電流位相検出回路３１は、例えば冷陰極管１２とＧＮＤ端子との間に挿入された抵抗器からなり、負荷電流Ｉ_Lと同位相の位相信号ａを出力する。

−４５°シフト回路３２，３３は、電流位相検出回路３１からの位相信号ａの位相をそれぞれ−４５度ずつ、合計−９０度回転させる。−４５°シフト回路３２，３３は同じ構成であるので、−４５°シフト回路３２について図４［１］に基づき説明する。−４５°シフト回路３２は、抵抗器３２１とコンデンサ３２２とからなる積分回路の出力側に、バッファ回路３２３が接続されたものである。抵抗器３２１の抵抗をＲ₁、コンデンサ３２２の静電容量をＣ₁、負荷電流Ｉ_Lの角周波数をωとしたとき、ω＝１／（Ｒ₁Ｃ₁）の関係を満たすように各数値を選定する。

このとき、−４５°シフト回路３２の出力電圧Ｖo₁は、次式によって近似できるので、位相が−４５°シフト回路３２の入力電圧Ｖi₁から４５度遅れる。
Ｖo₁＝（１／２−ｊ／２）Ｖi₁ ・・・（１６）

なお、厳密に言えば、角周波数ωが変化すると、ω＝１／（Ｒ₁Ｃ₁）の関係が成り立たなくなって、位相回転量に誤差が生じる。しかし、実際の角周波数ωの精度は±０．５％程度となるため、−４５°シフト回路３２での位相回転量の誤差は問題とならない。

Ｄ−Ｆ／Ｆ３４は、Ｄ入力端子、ＣＬＫ入力端子及びＱ出力端子を有する一般的なものであり、ＣＬＫ入力信号の立ち上がりでＤ入力信号の状態を記憶する。つまり、Ｄ入力端子がＨレベルのときは、ＣＬＫ入力端子がＬレベル→Ｈレベルとなった時に、Ｑ出力端子がＨレベルになる。逆に、Ｄ入力端子がＬレベルのときは、ＣＬＫ入力端子がＬレベル→Ｈレベルとなった時に、Ｑ出力端子がＬレベルになる。

積分器３５は、Ｄ−Ｆ／Ｆ３４のＱ出力信号ｃと基準電圧Ｖrefとの差電圧を積分する。基準電圧Ｖrefは、Ｑ出力信号ｃのＨレベル電圧とＬレベル電圧とのほぼ中間の値とする。このとき、Ｑ出力信号ｃのデューティ比がほぼ５０％となるとき、積分器３５の出力電圧ｄは時間に対して一定となる。

ＶＣＯ３６は、入力信号の電圧値に対応して出力信号の周波数値を変える機能を有し、具体的には積分器３５の出力電圧ｄに対応した周波数からなる周波数信号ｅを発生する。

スイッチング回路３７は、ＶＣＯ３６からの周波数信号ｅに付勢されてオン・オフすることにより、圧電トランス１１に駆動電圧Ｖｄを印加する。例えば図４［２］に示すように、スイッチング回路３７は、トランジスタ３７１〜３７４からなる一般的なフルブリッジ回路である。トランジスタ３７１は、ｐチャネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、ＶＣＯ３６からの周波数信号ｅの反転信号／ｅがＬレベルのときにオンし、同じくＨレベルのときにオフする。トランジスタ３７２は、ｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、ＶＣＯ３６からの周波数信号ｅの反転信号／ｅがＨレベルのときにオンし、同じくＬレベルのときにオフする。トランジスタ３７３は、ｐチャネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、ＶＣＯ３６からの周波数信号ｅがＨレベルのときにオフし、同じくＬレベルのときにオンする。トランジスタ３７４は、ｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、ＶＣＯ３６からの周波数信号ｅがＨレベルのときにオンし、同じくＬレベルのときにオフする。そのため、トランジスタ３７２，３７３がオフからオンかつトランジスタ３７１，３７４がオンからオフとなったとき、駆動電圧Ｖｄ（＝２Ｖcc）が圧電トランス１１に印加される。したがって、周波数信号ｅと駆動電圧Ｖｄとは位相が１８０度ずれている。なお、図４［２］に示したフルブリッジ回路は一例に過ぎず、フルブリッジ回路の代わりに例えばプッシュプル回路などを用いてもよい。

ＬＰＦ３８は、例えば図４［２］に示すコイル３７５からなり、駆動電圧Ｖｄに含まれる３次以上の高調波成分を除去して、駆動電圧Ｖｄの基本波を通過させる。

図５は、図３におけるＤ−Ｆ／Ｆの動作を示すタイミングチャートである。図６は、図３における圧電トランスの駆動周波数−出力電流特性を示すグラフである。以下、図３乃至図６に基づき、駆動装置３０の動作を説明する。

駆動装置３０の出力側に圧電トランス１１及び冷陰極管１２が接続される場合、上述したように理想トランスを二次換算した等価回路は図１［３］に示すように表される。そして、共振周波数ω₀／２πの駆動電圧Ｖｄを圧電トランス１１の一次側に印加すると、冷陰極管１２の負荷電流Ｉ_Lが冷陰極管１２のインピーダンスに関係なく一定になる。このとき、負荷電流Ｉ_Lは、駆動電圧Ｖｄに対して、位相が９０度遅れている。すなわち、駆動電圧Ｖｄに対して負荷電流Ｉ_Lの位相が９０度遅れているとき、駆動周波数は等価回路の直列共振周波数ω₀／２πに一致する。

駆動周波数をオープン制御によって一定にする場合は、厳密に言えば、電圧、電流、温度、時間等によって、駆動装置３０の各構成部品の特性や等価回路の各成分が変化することにより、共振周波数が変化してしまう。したがって、駆動電圧Ｖｄ及び負荷電流Ｉ_Lの位相を検出して、駆動電圧Ｖｄの位相が負荷電流Ｉ_Lに対して９０度進むように、駆動電圧Ｖｄの周波数を制御することにより（すなわちフィードバック制御により）、負荷電流Ｉ_Lを精度良く一定にできる。

更に詳しく説明する。まず、電流位相検出回路３１は、負荷電流Ｉ_Lと同位相の位相信号ａを出力する。位相信号ａは、−４５°シフト回路３２で出力信号ａ’となり、更に−４５°シフト回路３３で出力信号ｂとなる。これにより、出力信号ｂは、位相信号ａよりも９０度位相が遅れるので、駆動電圧Ｖｄに対して位相が反転している。

出力信号ｂは、Ｄ−Ｆ／Ｆ３４のＣＬＫ入力端子に入力される。一方、ＶＣＯ３６から出力された周波数信号ｅは、導線３９を介してＤ−Ｆ／Ｆ３４のＤ入力端子に入力される。周波数信号ｅも駆動電圧Ｖｄに対して位相が反転しているので、本来ならば出力信号ｂと周波数信号ｅとは同位相になる。しかし、何らかの理由によって、出力信号ｂと周波数信号ｅとの位相がずれると、Ｄ−Ｆ／Ｆ３４等は次のように動作する。

出力信号ｂが周波数信号ｅよりも位相が遅れると、図５に示すようにＱ出力信号はＨレベルとなり、積分器３５の出力電圧ｄが上昇し、図６に示すようにＶＣＯ３６の周波数信号ｅの周波数が上昇する。その結果、出力信号ｂの位相が進む。これとは逆に、出力信号ｂが周波数信号ｅよりも位相が進むと、図５に示すようにＱ出力信号はＬレベルとなり、積分器３５の出力電圧ｄが低下し、図６に示すようにＶＣＯ３６の周波数信号ｅの周波数が低下する。その結果、出力信号ｂの位相が遅れる。

このように、駆動装置３０は、駆動電圧Ｖｄ及び負荷電流Ｉ_Lの位相を検出して、駆動電圧Ｖｄの位相が負荷電流Ｉ_Lに対して９０度進むように、駆動電圧Ｖｄの周波数を制御する。

ここに、前記負荷を流れる負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を９０度進める制御を行うことにより、共振状態を維持する周波数制御部は、電流位相検出回路３１，―４５°シフト回路３２，３３、Ｄ−Ｆ／Ｆ３４、積分器３５、ＶＣＯ３６及びスイッチング回路３７により構成される。

なお、以上説明した実施形態では、トランス１１として圧電トランスを用いたが、これに限られるものではない。この圧電トランスに代えて、二次側にバラストコンデンサ或いはリアクトルを用いた巻線型トランスを用いた場合にも本発明を同様に適用することができる。前記トランスとして圧電トランスを用いた場合には、小型化及び軽量化に有利である。また、圧電トランスとすると、各定数値（Ｌ，Ｃ等）を電磁型よりも高精度に実現できる。

また前記負荷１２として冷陰極管を用いたが、これに限られるものではない。この冷陰極管に代えて、熱陰極管（熱陰極蛍光管）、水銀灯、ナトリウム灯、メタルハライド灯、ネオン等を用いてもよいものである。

以上説明したように本発明によれば、トランスの二次側出力インピーダンスを部品の追加なしに増大する構成としたため、複数の負荷に個々に接続した場合にも、個々の負荷に流れる電流を制御することなく、個々の負荷に流れる電流の偏差を低減することができる。

本発明に係る駆動装置の第一実施形態を示し、図１［１］は実際の回路図、図１［２］は図１［１］の等価回路図であり、図１［３］は図１［２］の等価回路図であり、図１［４］は駆動電圧と負荷電流との関係を示すベクトル図である。 図１の駆動装置の効果を示し、図２［１］は等価回路図であり、図２［２］は冷陰極管の電流−電圧特性図である。 本発明に係る駆動装置の第二実施形態を示すブロック図である。 図４［１］は図３における−４５°シフト回路の一例を示す回路図、図４［２］は図３におけるスイッチング回路の一例を示す回路図である。 図３におけるＤ−Ｆ／Ｆの動作を示すタイミングチャートである。 図３における圧電トランスの駆動周波数−出力電流特性を示すグラフである。

符号の説明

１０，３０ 駆動装置
１１ 圧電トランス
１２ 負荷（冷陰極管）
２１ 圧電振動体
２２，２３ 一次電極
２４ 二次電極
３１ 電流位相検出回路
３２，３３ −４５°シフト回路
３４ Ｄ−Ｆ／Ｆ
３５ 積分器
３６ ＶＣＯ
３７ スイッチング回路
３８ ＬＰＦ

Claims (17)

1. 二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動装置において、
   前記駆動電圧の周波数は、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける当該駆動装置の出力側の等価回路によって与えられる直列共振周波数である、
   ことを特徴とするトランスの駆動装置。
2. 前記等価回路は、インダクタンスと、抵抗と、第一の静電容量と、第二の静電容量とが直列に接続され、前記第二の静電容量に並列に前記負荷のインピーダンスが接続されたものである、
   請求項１記載のトランスの駆動装置。
3. 前記第二の静電容量は、前記トランスの二次側の静電容量と前記負荷の漂遊容量とが並列接続されたものである、
   請求項２記載のトランスの駆動装置。
4. 前記直列共振周波数を直列共振角周波数ω₀、前記インダクタンスをＬ、前記抵抗をＲ、前記第一の静電容量をＣ、前記第二の静電容量をＣ_Lとしたとき、当該直列共振角周波数は、
   ω₀＝１／√［Ｌ｛ＣＣ_L／（Ｃ＋Ｃ_L）｝］ （ただし、Ｒ << １／ω₀Ｃ_Lとする。）
   で与えられる、
   請求項３記載のトランスの駆動装置。
5. 二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動装置において、
   前記負荷に流れる負荷電流の位相を検出する電流位相検出部と、
   前記駆動電圧の位相を検出する電圧位相検出部と、
   前記電圧位相検出部で検出された駆動電圧の位相が前記電流検出部で検出された負荷電流の位相に対して９０度進むように、前記駆動電圧の周波数を制御する周波数制御部と、
   を備えたことを特徴とするトランスの駆動装置。
6. 前記トランスは圧電トランスである、
   請求項１乃至５のいずれかに記載のトランスの駆動装置。
7. 前記負荷は放電管である、
   請求項１乃至６のいずれかに記載のトランスの駆動装置。
8. 前記放電管は冷陰極管である、
   請求項７記載のトランスの駆動装置。
9. 二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動方法において、
   前記トランス及び前記負荷を含めた等価回路を作成し、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときに前記等価回路によって与えられる直列共振周波数を、前記駆動電圧の周波数とする、
   ことを特徴とするトランスの駆動方法。
10. 二次側に負荷が接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動方法において、
    前記負荷に流れる負荷電流の位相を検出するとともに、前記駆動電圧の位相を検出し、
    検出された駆動電圧の位相が検出された負荷電流の位相に対して９０度進むように、前記駆動電圧の周波数を制御する、
    ことを特徴とするトランスの駆動方法。
11. 負荷が二次側に接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動装置において、
    前記トランスは、前記負荷に対して定電流源としての機能を有しており、
    前記トランスは、前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の前記駆動電圧が印加され継続して共振状態を生じることにより、前記定電流源として機能することを特徴とするトランスの駆動装置。
12. 前記共振周波数は、理想トランスの回路に現れる前記トランスのインダクタンス成分及び静電容量成分と、前記負荷の浮遊容量と前記理想トランスの二次側線間容量の並列容量成分により決められることを特徴とする請求項１１に記載のトランスの駆動装置。
13. 前記共振周波数をω、前記トランスのインタクタンス成分をＬ'、前記静電容量をC'、前記二次側線間容量をC_０２、前記負荷の浮遊容量をC_L'、理想トランスの巻線比をφとした場合、
    前記共振周波数ωは、
    

    

    であることを特徴とする請求項１２に記載のトランスの駆動装置。
14. 前記負荷を流れる負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を９０度進める制御を行うことにより、共振状態を維持する周波数制御部を有することを特徴とする請求項１１に記載のトランスの駆動装置。
15. 負荷が二次側に接続されたトランスの一次側に駆動電圧を印加する駆動方法において、
    前記負荷のインピーダンスを無限大にしたときにおける共振周波数の前記駆動電圧を前記トランスに印加することにより、前記トランスを前記定電流源として作動させることを特徴とするトランスの駆動方法。
16. 理想トランスの回路の現れる前記トランスのインダクタンス成分及び静電容量成分と、前記負荷の浮遊容量と前記理想トランスの二次側線間容量の並列容量成分により前記共振周波数を設定して、前記駆動電圧を前記トランスに印加することを特徴とする請求項１５に記載のトランスの駆動方法。
17. 前記負荷を流れる負荷電流の位相に対して前記駆動電圧の位相を９０度進める制御を行うことにより、前記トランスに生じる共振状態を維持させることを特徴とする請求項１５に記載のトランスの駆動方法。
    

Images