JPH1041082A - 力率およびランプ効率の改良されたガス放電灯電子安定器回路 - Google Patents
力率およびランプ効率の改良されたガス放電灯電子安定器回路Info
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- JPH1041082A JPH1041082A JP9089565A JP8956597A JPH1041082A JP H1041082 A JPH1041082 A JP H1041082A JP 9089565 A JP9089565 A JP 9089565A JP 8956597 A JP8956597 A JP 8956597A JP H1041082 A JPH1041082 A JP H1041082A
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
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- G—PHYSICS
- G09—EDUCATION; CRYPTOGRAPHY; DISPLAY; ADVERTISING; SEALS
- G09G—ARRANGEMENTS OR CIRCUITS FOR CONTROL OF INDICATING DEVICES USING STATIC MEANS TO PRESENT VARIABLE INFORMATION
- G09G3/00—Control arrangements or circuits, of interest only in connection with visual indicators other than cathode-ray tubes
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- G09G3/288—Control arrangements or circuits, of interest only in connection with visual indicators other than cathode-ray tubes for presentation of an assembly of a number of characters, e.g. a page, by composing the assembly by combination of individual elements arranged in a matrix no fixed position being assigned to or needed to be assigned to the individual characters or partial characters using controlled light sources using luminous gas-discharge panels, e.g. plasma panels using AC panels
- G09G3/296—Driving circuits for producing the waveforms applied to the driving electrodes
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- Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、力率が改良され、波高係数が低
い、高いランプ効率のガス放電灯電子安定器回路を提供
することを目的とする。 【解決手段】 ガス放電灯51と、全波整流整流器11ａ〜
ｄと、変圧器Ｔ1 と、整流器11の全波整流正弦波電圧を
変圧器の一次巻線Ｔ1Aに反復的に接続するスイッチング
手段29と、変圧器の二次巻線Ｔ1Bの出力に応答してラン
プ51を駆動する駆動手段と、駆動手段を流れる電流のピ
ークの平均を感知する電流感知手段と、全波整流された
正弦波基準電圧を供給する基準手段15, 17と、基準電圧
と同位相の平坦にされた全波整流正弦波電圧とを供給さ
れてそれらの差が基準電圧の振幅と共に増加する波形成
形手段20と、基準電圧と平坦にされた正弦波電圧との差
を示す出力を供給する差動手段23と、予め定められた周
波数でスイッチング手段をパルス幅変調するパルス幅変
調制御手段25とを備えていることを特徴とする。
い、高いランプ効率のガス放電灯電子安定器回路を提供
することを目的とする。 【解決手段】 ガス放電灯51と、全波整流整流器11ａ〜
ｄと、変圧器Ｔ1 と、整流器11の全波整流正弦波電圧を
変圧器の一次巻線Ｔ1Aに反復的に接続するスイッチング
手段29と、変圧器の二次巻線Ｔ1Bの出力に応答してラン
プ51を駆動する駆動手段と、駆動手段を流れる電流のピ
ークの平均を感知する電流感知手段と、全波整流された
正弦波基準電圧を供給する基準手段15, 17と、基準電圧
と同位相の平坦にされた全波整流正弦波電圧とを供給さ
れてそれらの差が基準電圧の振幅と共に増加する波形成
形手段20と、基準電圧と平坦にされた正弦波電圧との差
を示す出力を供給する差動手段23と、予め定められた周
波数でスイッチング手段をパルス幅変調するパルス幅変
調制御手段25とを備えていることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般的に蛍光灯等
のガス放電灯用のスイッチング安定器のための電力供給
装置に関し、特に、改良された力率およびランプ効率を
提供する電力供給装置に関する。
のガス放電灯用のスイッチング安定器のための電力供給
装置に関し、特に、改良された力率およびランプ効率を
提供する電力供給装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】蛍光灯照明システムは、局所および一般
領域の多様な照明装置において照明するために使用され
る。これらには、住居、オフィス、工場の照明ならびに
作業用照明灯、バックライト、ディスプレイ照明および
非常時用照明が含まれている。
領域の多様な照明装置において照明するために使用され
る。これらには、住居、オフィス、工場の照明ならびに
作業用照明灯、バックライト、ディスプレイ照明および
非常時用照明が含まれている。
【０００３】既知の蛍光灯照明システムは、典型的に蛍
光灯と、ＡＣ−ＤＣ電力供給装置と、蛍光灯を駆動させ
るために電力供給装置に応答するスイッチング安定器と
を具備している。蛍光灯照明システムを考慮するにあた
って、電力供給装置に入力された時間的に変化するＡＣ
電流が電力供給装置に入力された時間的に変化するＡＣ
電圧に追随するように力率が高く、ランプの消イオン時
間が最小に維持されるようにランプ効率が高く、ランプ
の寿命が最大になるようにランプのピーク電流対ＲＭＳ
ランプ電流の比率、すなわちランプの電流の波高係数が
低いことが所望される。
光灯と、ＡＣ−ＤＣ電力供給装置と、蛍光灯を駆動させ
るために電力供給装置に応答するスイッチング安定器と
を具備している。蛍光灯照明システムを考慮するにあた
って、電力供給装置に入力された時間的に変化するＡＣ
電流が電力供給装置に入力された時間的に変化するＡＣ
電圧に追随するように力率が高く、ランプの消イオン時
間が最小に維持されるようにランプ効率が高く、ランプ
の寿命が最大になるようにランプのピーク電流対ＲＭＳ
ランプ電流の比率、すなわちランプの電流の波高係数が
低いことが所望される。
【０００４】ＡＣ−ＤＣ電力供給装置およびスイッチン
グ安定器を含んでいる既知の蛍光灯照明システムを使用
すると、整流されたＤＣ電圧がわずかなリプルしか有さ
ないように整流されたＤＣ電圧をＡＣ入力のピークある
いはその近くに保持するＡＣ−ＤＣ電力供給装置のＤＣ
側に平滑フィルタキャパシタを含むことによって容易に
波高係数を低くすることができる。しかしながら、その
ようなシステムの力率は、平滑キャパシタが入力ＡＣ電
圧のピークあるいはその近くにおいてしか充電されない
ために貧弱であり、従って、ＡＣ入力電流は比較的大き
い振幅で短い期間しか流れない。換言すると、ＡＣ入力
電流の波形は、わずかなリプルしか有さない平滑な整流
されたＤＣ電圧を供給するためにフィルタキャパシタが
使用された場合には電流のスパイクを有してしまう。反
対に、ＡＣ−ＤＣ電力供給装置のＤＣ側の平滑フィルタ
キャパシタを省略すると結果的に力率が高くなるが、ス
イッチング安定器のランプ電流の波高係数が許容できな
いように高くなり、効率も減少してしまう。
グ安定器を含んでいる既知の蛍光灯照明システムを使用
すると、整流されたＤＣ電圧がわずかなリプルしか有さ
ないように整流されたＤＣ電圧をＡＣ入力のピークある
いはその近くに保持するＡＣ−ＤＣ電力供給装置のＤＣ
側に平滑フィルタキャパシタを含むことによって容易に
波高係数を低くすることができる。しかしながら、その
ようなシステムの力率は、平滑キャパシタが入力ＡＣ電
圧のピークあるいはその近くにおいてしか充電されない
ために貧弱であり、従って、ＡＣ入力電流は比較的大き
い振幅で短い期間しか流れない。換言すると、ＡＣ入力
電流の波形は、わずかなリプルしか有さない平滑な整流
されたＤＣ電圧を供給するためにフィルタキャパシタが
使用された場合には電流のスパイクを有してしまう。反
対に、ＡＣ−ＤＣ電力供給装置のＤＣ側の平滑フィルタ
キャパシタを省略すると結果的に力率が高くなるが、ス
イッチング安定器のランプ電流の波高係数が許容できな
いように高くなり、効率も減少してしまう。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従って、改良された力
率と、低い波高係数と、高いランプ効率とを提供する改
良されたガス放電灯電子安定器回路を提供することが有
効である。
率と、低い波高係数と、高いランプ効率とを提供する改
良されたガス放電灯電子安定器回路を提供することが有
効である。
【０００６】さらに、改良された力率と、低い波高係数
と、高いランプ効率とを与える改良されたガス放電灯電
子安定器回路を比較的低コストで多数の部品を使用せず
に提供することが有効である。
と、高いランプ効率とを与える改良されたガス放電灯電
子安定器回路を比較的低コストで多数の部品を使用せず
に提供することが有効である。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述およびその他の利点
は、ガス放電灯と、ＡＣ電力に応じて全波整流された正
弦波の電圧をその出力端子から出力する整流器回路と、
一次巻線および二次巻線を有する変圧器と、整流器回路
の全波整流された正弦波の電圧を一次巻線に反復的に接
続するスイッチング回路と、二次巻線に応答し、予め定
められた周波数を有する正弦波電圧でランプを駆動する
駆動回路と、駆動回路を流れる電流のピークの平均を感
知する電流感知回路と、全波整流された正弦波の電圧お
よび電流感知手段に応答し、整流器回路が平坦にされた
全波整流された正弦波の波形を有する電流を供給するよ
うに予め定められた周波数でスイッチング回路をパルス
幅変調するパルス幅変調回路とを含んでいる本発明によ
るガス放電灯電子安定器回路によって提供される。
は、ガス放電灯と、ＡＣ電力に応じて全波整流された正
弦波の電圧をその出力端子から出力する整流器回路と、
一次巻線および二次巻線を有する変圧器と、整流器回路
の全波整流された正弦波の電圧を一次巻線に反復的に接
続するスイッチング回路と、二次巻線に応答し、予め定
められた周波数を有する正弦波電圧でランプを駆動する
駆動回路と、駆動回路を流れる電流のピークの平均を感
知する電流感知回路と、全波整流された正弦波の電圧お
よび電流感知手段に応答し、整流器回路が平坦にされた
全波整流された正弦波の波形を有する電流を供給するよ
うに予め定められた周波数でスイッチング回路をパルス
幅変調するパルス幅変調回路とを含んでいる本発明によ
るガス放電灯電子安定器回路によって提供される。
【０００８】開示された本発明の利点および特徴は、添
付図面に関連して以下の詳細な説明から当業者に容易に
理解されるものである。
付図面に関連して以下の詳細な説明から当業者に容易に
理解されるものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下の詳細な説明および幾つかの
図面において、同一の素子は同一の参照番号で識別され
る。
図面において、同一の素子は同一の参照番号で識別され
る。
【００１０】図１を参照すると、通常の整流器回路のよ
うにダイオード11a,11b,11c,11d で構成された全波整流
器ブリッジ11を含んでいる本発明によるガス放電灯電子
安定器回路の概略図が説明されており、そこにおいて、
接地基準電位に接続されたノード101 においてダイオー
ド11a の陽極がダイオード11c の陽極に接続され、ノー
ド102 においてダイオード11a の陰極がダイオード11b
の陽極に接続され、ノード103 においてダイオード11c
の陰極がダイオード11d の陽極に接続され、ノード104
においてダイオード11b の陰極がダイオード11d の陰極
に接続されている。標準的な６０ＨｚのＡＣ電力がノー
ド102 および103 間に接続されており、全波整流された
ＤＣ電力の出力がノード101 および104 を横切って出力
される。比較的小さい高周波バイパスフィルタキャパシ
タ13がノード102 および104 間に接続されている。高周
波バイパスキャパシタは、本明細書においてさらに説明
されるように、１２０Ｈｚでは比較的高いインピーダン
スを示し、パルス幅変調制御回路のスイッチング周波数
では比較的低いインピーダンスを示すように構成されて
いる。パルス幅変調のスイッチング周波数が２５ＫＨｚ
である場合、バイパスキャパシタンスが０．５マイクロ
ファラッドであると、１２０Ｈｚではインピーダンスが
２５００オームであり、２５ＫＨｚではインピーダンス
が１０オームである。１２０Ｈｚでの高周波バイパスキ
ャパシタ13のインピーダンスは比較的高く、ノード101
と104 との間の電圧は１２０Ｈｚの周波数を有する全波
整流された正弦波である。もちろんバイパスキャパシタ
13を横切る２５ＫＨｚのわずかな量のリプルが存在する
が、これは典型的な動作において影響を及ぼさず、動作
を変化させることもない。
うにダイオード11a,11b,11c,11d で構成された全波整流
器ブリッジ11を含んでいる本発明によるガス放電灯電子
安定器回路の概略図が説明されており、そこにおいて、
接地基準電位に接続されたノード101 においてダイオー
ド11a の陽極がダイオード11c の陽極に接続され、ノー
ド102 においてダイオード11a の陰極がダイオード11b
の陽極に接続され、ノード103 においてダイオード11c
の陰極がダイオード11d の陽極に接続され、ノード104
においてダイオード11b の陰極がダイオード11d の陰極
に接続されている。標準的な６０ＨｚのＡＣ電力がノー
ド102 および103 間に接続されており、全波整流された
ＤＣ電力の出力がノード101 および104 を横切って出力
される。比較的小さい高周波バイパスフィルタキャパシ
タ13がノード102 および104 間に接続されている。高周
波バイパスキャパシタは、本明細書においてさらに説明
されるように、１２０Ｈｚでは比較的高いインピーダン
スを示し、パルス幅変調制御回路のスイッチング周波数
では比較的低いインピーダンスを示すように構成されて
いる。パルス幅変調のスイッチング周波数が２５ＫＨｚ
である場合、バイパスキャパシタンスが０．５マイクロ
ファラッドであると、１２０Ｈｚではインピーダンスが
２５００オームであり、２５ＫＨｚではインピーダンス
が１０オームである。１２０Ｈｚでの高周波バイパスキ
ャパシタ13のインピーダンスは比較的高く、ノード101
と104 との間の電圧は１２０Ｈｚの周波数を有する全波
整流された正弦波である。もちろんバイパスキャパシタ
13を横切る２５ＫＨｚのわずかな量のリプルが存在する
が、これは典型的な動作において影響を及ぼさず、動作
を変化させることもない。
【００１１】ノード104 と接地基準電位の間に第１およ
び第２の電圧分割抵抗器15,17 がノード105 で直列に接
続されている。ノード101 と104 の間に第３および第４
の電圧分割抵抗器19,21 がノード106 で直列に接続され
ている。抵抗器15および19が同一の値を有し、抵抗器17
および21が同一の値を有する。ノード106 はさらに、ノ
ード106 における電圧が平坦な頂部を有する全波整流さ
れた正弦波となるように制御する波形成形ネットワーク
20に接続されている。さらに説明するように、波形成形
ネットワーク20は、ノード106 における電圧が増加する
につれて抵抗通路をノード106 にインクレメントして接
続するダイオード−抵抗器ラダーを有することができ、
その結果、ノード106 における電圧波形は平坦な全波整
流された正弦波となる。ノード105 における電圧はノー
ド104 における全波整流された正弦波の波形に追従する
が、振幅は小さく、ノード104 における全波整流された
正弦波を示す基準の全波整流された正弦波を構成してい
る。
び第２の電圧分割抵抗器15,17 がノード105 で直列に接
続されている。ノード101 と104 の間に第３および第４
の電圧分割抵抗器19,21 がノード106 で直列に接続され
ている。抵抗器15および19が同一の値を有し、抵抗器17
および21が同一の値を有する。ノード106 はさらに、ノ
ード106 における電圧が平坦な頂部を有する全波整流さ
れた正弦波となるように制御する波形成形ネットワーク
20に接続されている。さらに説明するように、波形成形
ネットワーク20は、ノード106 における電圧が増加する
につれて抵抗通路をノード106 にインクレメントして接
続するダイオード−抵抗器ラダーを有することができ、
その結果、ノード106 における電圧波形は平坦な全波整
流された正弦波となる。ノード105 における電圧はノー
ド104 における全波整流された正弦波の波形に追従する
が、振幅は小さく、ノード104 における全波整流された
正弦波を示す基準の全波整流された正弦波を構成してい
る。
【００１２】特に図２を参照すると、正弦波の半波の１
／２の期間のノード105 における電圧の波形Ｖ105 と、
ノード106 における電圧の波形Ｖ106 とが概略的に示さ
れており、また、ノード106 における電圧Ｖ106 の増加
の速度が３つのステップで減少する様子が例示されてい
る。正弦波の半波の始まりにおける部分期間Ｘ中、波形
成形ネットワーク20は減衰を与えることはなく、ノード
106 における電圧Ｖ106 はノード105 における電圧Ｖ10
5 に従う。部分期間Ｘの終りにおいて開始する部分期間
Ａ中、波形成形ネットワーク20は予め定められた量の減
衰を与え、ノード106 における電圧Ｖ106 はノード105
における電圧Ｖ105 が増加する割合よりも遅い割合で増
加する。部分期間Ａの終りにおいて開始する部分期間Ｂ
中、波形成形ネットワーク20によって与えられた減衰
は、部分期間Ａ中に与えられた減衰に比例して増加し、
ノード106 における電圧Ｖ106 は、部分期間Ａ中よりも
遅い割合で増加する。部分期間Ｂの終りにおいて開始す
る部分期間Ｃの期間中、波形成形ネットワーク20によっ
て与えられた減衰は、部分期間Ｂ中に与えられた減衰に
比例して増加し、ノード106 における電圧Ｖ106 は部分
期間Ｂ中よりも遅い割合で増加する。従って、ノード10
6 における電圧Ｖ106 は、ノード105 における電圧Ｖ10
5 の振幅が正弦曲線を描いて増加するときに次第に遅く
なる割合で増加する波形を有している。
／２の期間のノード105 における電圧の波形Ｖ105 と、
ノード106 における電圧の波形Ｖ106 とが概略的に示さ
れており、また、ノード106 における電圧Ｖ106 の増加
の速度が３つのステップで減少する様子が例示されてい
る。正弦波の半波の始まりにおける部分期間Ｘ中、波形
成形ネットワーク20は減衰を与えることはなく、ノード
106 における電圧Ｖ106 はノード105 における電圧Ｖ10
5 に従う。部分期間Ｘの終りにおいて開始する部分期間
Ａ中、波形成形ネットワーク20は予め定められた量の減
衰を与え、ノード106 における電圧Ｖ106 はノード105
における電圧Ｖ105 が増加する割合よりも遅い割合で増
加する。部分期間Ａの終りにおいて開始する部分期間Ｂ
中、波形成形ネットワーク20によって与えられた減衰
は、部分期間Ａ中に与えられた減衰に比例して増加し、
ノード106 における電圧Ｖ106 は、部分期間Ａ中よりも
遅い割合で増加する。部分期間Ｂの終りにおいて開始す
る部分期間Ｃの期間中、波形成形ネットワーク20によっ
て与えられた減衰は、部分期間Ｂ中に与えられた減衰に
比例して増加し、ノード106 における電圧Ｖ106 は部分
期間Ｂ中よりも遅い割合で増加する。従って、ノード10
6 における電圧Ｖ106 は、ノード105 における電圧Ｖ10
5 の振幅が正弦曲線を描いて増加するときに次第に遅く
なる割合で増加する波形を有している。
【００１３】ノード105 はノード105 に接続される非反
転入力を有する差動増幅器23の非反転入力に接続されて
いる。それ故に、差動増幅器23の出力は、ノード105 に
おける基準の全波整流された正弦波とノード106 におけ
る平坦な全波整流された正弦波との間の差を構成してい
る。特に、１つの正弦波の半波の開始から次の正弦波の
半波の開始までの時間間隔である周期Ｔを有している全
波整流された正弦波の場合、周期の開始において差はゼ
ロであるが、差は正弦波の半波の振幅が増加するにつれ
て増加し、Ｔ／２において最大に到達し、その後、正弦
波の半波の振幅が減少するにつれて減少する。図２にお
いて、正弦波の半波の１／２の期間中の差動増幅器23の
電圧出力の波形Ｖ23が示されている。
転入力を有する差動増幅器23の非反転入力に接続されて
いる。それ故に、差動増幅器23の出力は、ノード105 に
おける基準の全波整流された正弦波とノード106 におけ
る平坦な全波整流された正弦波との間の差を構成してい
る。特に、１つの正弦波の半波の開始から次の正弦波の
半波の開始までの時間間隔である周期Ｔを有している全
波整流された正弦波の場合、周期の開始において差はゼ
ロであるが、差は正弦波の半波の振幅が増加するにつれ
て増加し、Ｔ／２において最大に到達し、その後、正弦
波の半波の振幅が減少するにつれて減少する。図２にお
いて、正弦波の半波の１／２の期間中の差動増幅器23の
電圧出力の波形Ｖ23が示されている。
【００１４】差動増幅器23の出力は、例えば２５ＫＨｚ
のスイッチング周波数で動作するパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御回路25のＤＣフィードバック入力に抵抗器27を
介して結合されている。図示された例によると、パルス
幅変調制御回路25は、ユニトロード（Unitrode）社のＵ
Ｃ３５２４Ｂ集積回路で構成されている。ＰＷＭ制御回
路のＦＥＴゲート制御出力は、Ｎチャンネルトランジス
タ29のゲートに接続されている。Ｎチャンネルトランジ
スタ29のソースは接地基準電位に接続されており、Ｎチ
ャンネルトランジスタ29のドレインは変圧器Ｔ1 の一次
巻線Ｔ1Aの一方の端子に接続されている。変圧器Ｔ1 の
一次巻線Ｔ1Aの他方の端子はノード104 に接続されてい
る。
のスイッチング周波数で動作するパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御回路25のＤＣフィードバック入力に抵抗器27を
介して結合されている。図示された例によると、パルス
幅変調制御回路25は、ユニトロード（Unitrode）社のＵ
Ｃ３５２４Ｂ集積回路で構成されている。ＰＷＭ制御回
路のＦＥＴゲート制御出力は、Ｎチャンネルトランジス
タ29のゲートに接続されている。Ｎチャンネルトランジ
スタ29のソースは接地基準電位に接続されており、Ｎチ
ャンネルトランジスタ29のドレインは変圧器Ｔ1 の一次
巻線Ｔ1Aの一方の端子に接続されている。変圧器Ｔ1 の
一次巻線Ｔ1Aの他方の端子はノード104 に接続されてい
る。
【００１５】変圧器の二次巻線Ｔ1Bは、インダクタ33、
キャパシタ35およびインダクタ37を含んでいる整合ネッ
トワークに接続されている。インダクタ33の一方の端子
は二次巻線Ｔ1Bの一方の端子に接続され、二次巻線Ｔ1B
の他方の端子は基準接地電位に接続されている。インダ
クタ33の他方の端子は、キャパシタ35の一方の端子およ
びインダクタ37の一方の端子に接続されている。キャパ
シタ35の他方の端子は基準接地電位に接続されている
が、インダクタ37の他方の端子は第２の変圧器Ｔ2 の一
次巻線Ｔ2Aの一方の端子に接続されている。
キャパシタ35およびインダクタ37を含んでいる整合ネッ
トワークに接続されている。インダクタ33の一方の端子
は二次巻線Ｔ1Bの一方の端子に接続され、二次巻線Ｔ1B
の他方の端子は基準接地電位に接続されている。インダ
クタ33の他方の端子は、キャパシタ35の一方の端子およ
びインダクタ37の一方の端子に接続されている。キャパ
シタ35の他方の端子は基準接地電位に接続されている
が、インダクタ37の他方の端子は第２の変圧器Ｔ2 の一
次巻線Ｔ2Aの一方の端子に接続されている。
【００１６】変圧器Ｔ2 の一次巻線Ｔ2Aの他方の端子
は、一方の端子が基準接地電位に接続されている感知抵
抗器39の他方の端子に接続されている。感知抵抗器39の
非接地端子はさらに、陰極が抵抗器43を介してＰＷＭ制
御回路25のＤＣフィードバック入力に結合されているダ
イオード41の陽極に接続されている。抵抗器45およびキ
ャパシタ47は、ダイオード41の陰極と基準接地電位との
間に並列に接続されている。
は、一方の端子が基準接地電位に接続されている感知抵
抗器39の他方の端子に接続されている。感知抵抗器39の
非接地端子はさらに、陰極が抵抗器43を介してＰＷＭ制
御回路25のＤＣフィードバック入力に結合されているダ
イオード41の陽極に接続されている。抵抗器45およびキ
ャパシタ47は、ダイオード41の陰極と基準接地電位との
間に並列に接続されている。
【００１７】キャパシタ49および蛍光灯51は、第２の変
圧器Ｔ2 の二次巻線Ｔ2Bを横切って並列に接続されてい
る。二次巻線Ｔ2Bおよびキャパシタ49は、パルス幅変調
制御回路25のスイッチング周波数に同調される。
圧器Ｔ2 の二次巻線Ｔ2Bを横切って並列に接続されてい
る。二次巻線Ｔ2Bおよびキャパシタ49は、パルス幅変調
制御回路25のスイッチング周波数に同調される。
【００１８】動作において、変圧器の一次巻線Ｔ1Aを横
切る電圧は、ノード104 と101 との間の全波整流された
正弦波の振幅によって変調された振幅を有する一連のパ
ルスを有している。電圧パルスの幅は、本明細書におい
てより詳細に説明されるように、感知抵抗器39、ダイオ
ード41、抵抗器45、およびキャパシタ47によって感知さ
れたランプの電流のピークの長期間の平均を示すダイオ
ード41の陰極における電圧(a) と、ノード105 における
基準の全波整流された正弦波の電圧とノード106 におけ
る平坦な全波整流された正弦波の電圧との間の差(b) と
によって制御される。Ｎチャンネルトランジスタ29およ
び一次巻線Ｔ1Aを通る電流は、間隔を隔てて一連の傾斜
波形より構成されており、それらの各傾斜波形は、Ｎチ
ャンネルトランジスタ29がオン状態にされたときにスタ
ートし、Ｎチャンネルトランジスタ29が次々にオフにさ
れたときに終了し、また、電圧に比例する勾配を有して
いる。すなわち、Ｎチャンネルトランジスタ29のゲート
に各パルスが与えられている間、Ｎチャンネルトランジ
スタ29および一次巻線Ｔ1Aを通る電流は、ノード104 に
おける電圧によって決定される勾配の傾斜を有してい
る。本明細書においてさらに説明されるように、一次巻
線Ｔ1Aの両端間の電圧パルスの幅は、傾斜電流のピーク
の包絡線が平坦な全波整流された正弦波を構成するよう
に変調される。
切る電圧は、ノード104 と101 との間の全波整流された
正弦波の振幅によって変調された振幅を有する一連のパ
ルスを有している。電圧パルスの幅は、本明細書におい
てより詳細に説明されるように、感知抵抗器39、ダイオ
ード41、抵抗器45、およびキャパシタ47によって感知さ
れたランプの電流のピークの長期間の平均を示すダイオ
ード41の陰極における電圧(a) と、ノード105 における
基準の全波整流された正弦波の電圧とノード106 におけ
る平坦な全波整流された正弦波の電圧との間の差(b) と
によって制御される。Ｎチャンネルトランジスタ29およ
び一次巻線Ｔ1Aを通る電流は、間隔を隔てて一連の傾斜
波形より構成されており、それらの各傾斜波形は、Ｎチ
ャンネルトランジスタ29がオン状態にされたときにスタ
ートし、Ｎチャンネルトランジスタ29が次々にオフにさ
れたときに終了し、また、電圧に比例する勾配を有して
いる。すなわち、Ｎチャンネルトランジスタ29のゲート
に各パルスが与えられている間、Ｎチャンネルトランジ
スタ29および一次巻線Ｔ1Aを通る電流は、ノード104 に
おける電圧によって決定される勾配の傾斜を有してい
る。本明細書においてさらに説明されるように、一次巻
線Ｔ1Aの両端間の電圧パルスの幅は、傾斜電流のピーク
の包絡線が平坦な全波整流された正弦波を構成するよう
に変調される。
【００１９】変圧器Ｔ1 の二次巻線Ｔ1Bの出力は、入力
されたＡＣ電圧の波形により振幅が変化し、一次巻線Ｔ
1Aにおける電流傾斜の幅によって決定されたように幅が
変化する一連のパルスを有している。インダクタ33、キ
ャパシタ35、およびインダクタ37によって構成された整
合ネットワークは、２５ＫＨｚのパルス幅変調スイッチ
ング周波数と等しい周波数を有するほぼ正弦波の電圧を
第２の変圧器Ｔ2 の一次巻線Ｔ2Aに供給する。第２の変
圧器Ｔ2 の二次巻線Ｔ2B、キャパシタ49、およびランプ
51が共振ランプ回路を形成するので、ランプ51は２５Ｋ
Ｈｚのパルス幅変調スイッチング周波数と等しい周波数
を有する正弦波の電圧で駆動される。一次巻線Ｔ2Aから
二次巻線Ｔ2Bへの結合係数Ｋによって、ランプ電流は良
好な正弦波波形を有することができる。一次巻線Ｔ2Aを
横切る電圧は、インダクタ33、キャパシタ35、およびイ
ンダクタ37によって構成された整合ネットワークからの
パルスのために典型的に幾らか歪みを有するが、０．９
等のルーズな結合係数を有し、共振ランプ回路に対して
良好な係数Ｑを有するので、ランプ電流の歪みは２５Ｋ
Ｈｚでは小さく、変圧器Ｔ1 の二次巻線Ｔ1Bにおける平
坦な電流の包絡線から幾らか１２０Ｈｚの振幅変調が行
われる。
されたＡＣ電圧の波形により振幅が変化し、一次巻線Ｔ
1Aにおける電流傾斜の幅によって決定されたように幅が
変化する一連のパルスを有している。インダクタ33、キ
ャパシタ35、およびインダクタ37によって構成された整
合ネットワークは、２５ＫＨｚのパルス幅変調スイッチ
ング周波数と等しい周波数を有するほぼ正弦波の電圧を
第２の変圧器Ｔ2 の一次巻線Ｔ2Aに供給する。第２の変
圧器Ｔ2 の二次巻線Ｔ2B、キャパシタ49、およびランプ
51が共振ランプ回路を形成するので、ランプ51は２５Ｋ
Ｈｚのパルス幅変調スイッチング周波数と等しい周波数
を有する正弦波の電圧で駆動される。一次巻線Ｔ2Aから
二次巻線Ｔ2Bへの結合係数Ｋによって、ランプ電流は良
好な正弦波波形を有することができる。一次巻線Ｔ2Aを
横切る電圧は、インダクタ33、キャパシタ35、およびイ
ンダクタ37によって構成された整合ネットワークからの
パルスのために典型的に幾らか歪みを有するが、０．９
等のルーズな結合係数を有し、共振ランプ回路に対して
良好な係数Ｑを有するので、ランプ電流の歪みは２５Ｋ
Ｈｚでは小さく、変圧器Ｔ1 の二次巻線Ｔ1Bにおける平
坦な電流の包絡線から幾らか１２０Ｈｚの振幅変調が行
われる。
【００２０】特に、変圧器Ｔ1 の一次巻線Ｔ1Aに与えら
れた電圧パルスのパルス幅変調に関して、パルスの幅
は、感知抵抗器39、ダイオード41、抵抗器45、およびキ
ャパシタ47によって感知されたランプの電流のピークの
長期間の平均を表すダイオード41の陰極の電圧(a) と、
ノード105 における全波整流された正弦波の電圧とノー
ド106 における平坦な全波整流された正弦波の電圧の間
の差(b) との和によって制御されるが、それらの電圧の
和は、抵抗器27および43によって供給されたＰＷＭ制御
回路のＤＣフィードバック入力における電流の和によっ
て表される。特に、パルス幅は、抵抗器27および43によ
って供給された電流の和に反比例して変化する。従っ
て、Ｎチャンネルトランジスタ29のゲートに供給された
パルスのパルス幅は、ノード104 における全波整流され
た正弦波の振幅と共に変化する差動増幅器23の出力と、
抵抗器43の値によって定められたような所望される長期
間の平均的電流レベルを変調することによって決定され
る。
れた電圧パルスのパルス幅変調に関して、パルスの幅
は、感知抵抗器39、ダイオード41、抵抗器45、およびキ
ャパシタ47によって感知されたランプの電流のピークの
長期間の平均を表すダイオード41の陰極の電圧(a) と、
ノード105 における全波整流された正弦波の電圧とノー
ド106 における平坦な全波整流された正弦波の電圧の間
の差(b) との和によって制御されるが、それらの電圧の
和は、抵抗器27および43によって供給されたＰＷＭ制御
回路のＤＣフィードバック入力における電流の和によっ
て表される。特に、パルス幅は、抵抗器27および43によ
って供給された電流の和に反比例して変化する。従っ
て、Ｎチャンネルトランジスタ29のゲートに供給された
パルスのパルス幅は、ノード104 における全波整流され
た正弦波の振幅と共に変化する差動増幅器23の出力と、
抵抗器43の値によって定められたような所望される長期
間の平均的電流レベルを変調することによって決定され
る。
【００２１】第２の変圧器Ｔ2 の二次巻線Ｔ2B、キャパ
シタ49、およびランプ51で構成されたランプ共振回路に
対する電流のピークの平均がほぼ一定である場合のＮチ
ャンネルトランジスタスイッチ29のパルス幅変調の動作
を考慮すると、Ｎチャンネルトランジスタ29のゲートに
供給されたパルスの幅は、全波整流された正弦波の電圧
の振幅の増加と共に減少し、Ｎチャンネルトランジスタ
29が導電性となる期間は、全波整流された正弦波の振幅
の増加と共に減少する。Ｎチャンネルトランジスタ29お
よび一次巻線Ｔ1Aを通るランプの電流の勾配は、全波整
流された正弦波の電圧の振幅の増加と共に増加するが、
本発明によると、波形成形ネットワーク20および抵抗器
27は、Ｎチャンネルトランジスタ29および一次巻線Ｔ1A
を通るランプ電流のピークが平坦な全波整流された正弦
波に従うように構成されている。換言すると、電流傾斜
のピークの包絡線は、平坦な全波整流された正弦波に従
う。２５ＫＨｚのパルス幅変調スイッチング周波数では
比較的低いインピーダンスを示すバイパスキャパシタ13
による高周波フィルタ処理の結果、整流器ブリッジ11か
ら流出した電流の波形は、ノード104 における全波整流
された正弦波の電圧と同じ１２０Ｈｚの周波数および同
じ位相を有する平坦な全波整流された正弦波を構成して
いるが、ピークの振幅はＮチャンネルトランジスタ29お
よび一次巻線Ｔ1Aを通る傾斜電流のピークの包絡線のピ
ークの振幅よりも小さい。
シタ49、およびランプ51で構成されたランプ共振回路に
対する電流のピークの平均がほぼ一定である場合のＮチ
ャンネルトランジスタスイッチ29のパルス幅変調の動作
を考慮すると、Ｎチャンネルトランジスタ29のゲートに
供給されたパルスの幅は、全波整流された正弦波の電圧
の振幅の増加と共に減少し、Ｎチャンネルトランジスタ
29が導電性となる期間は、全波整流された正弦波の振幅
の増加と共に減少する。Ｎチャンネルトランジスタ29お
よび一次巻線Ｔ1Aを通るランプの電流の勾配は、全波整
流された正弦波の電圧の振幅の増加と共に増加するが、
本発明によると、波形成形ネットワーク20および抵抗器
27は、Ｎチャンネルトランジスタ29および一次巻線Ｔ1A
を通るランプ電流のピークが平坦な全波整流された正弦
波に従うように構成されている。換言すると、電流傾斜
のピークの包絡線は、平坦な全波整流された正弦波に従
う。２５ＫＨｚのパルス幅変調スイッチング周波数では
比較的低いインピーダンスを示すバイパスキャパシタ13
による高周波フィルタ処理の結果、整流器ブリッジ11か
ら流出した電流の波形は、ノード104 における全波整流
された正弦波の電圧と同じ１２０Ｈｚの周波数および同
じ位相を有する平坦な全波整流された正弦波を構成して
いるが、ピークの振幅はＮチャンネルトランジスタ29お
よび一次巻線Ｔ1Aを通る傾斜電流のピークの包絡線のピ
ークの振幅よりも小さい。
【００２２】さらに、抵抗器43を通る電流によって表さ
れるようなランプ共振回路への電流のピークの平均の変
化の影響を考慮すると、ランプ共振回路への電流のピー
クの平均が変化すると、整流器ブリッジ11から流れる平
坦な全波整流された正弦波の電流のピークの振幅も変化
する。しかしながら、差動増幅器29の出力から見ると、
そのようなピークの振幅は、パルス幅変調回路25のゲー
ト制御出力のパルス幅が一定であるならば他の場合に整
流器ブリッジ11から流れるであろう全波整流された正弦
波の電流よりも常に小さい。
れるようなランプ共振回路への電流のピークの平均の変
化の影響を考慮すると、ランプ共振回路への電流のピー
クの平均が変化すると、整流器ブリッジ11から流れる平
坦な全波整流された正弦波の電流のピークの振幅も変化
する。しかしながら、差動増幅器29の出力から見ると、
そのようなピークの振幅は、パルス幅変調回路25のゲー
ト制御出力のパルス幅が一定であるならば他の場合に整
流器ブリッジ11から流れるであろう全波整流された正弦
波の電流よりも常に小さい。
【００２３】従って、整流器ブリッジ形11から流れる電
流は、ノード104 における全波整流された正弦波の電圧
に従う平坦な全波整流された正弦波を有しているので、
図１の回路は改良された力率を得ることができる。バイ
パスキャパシタ13への電流のピークは、あるサイクルか
ら次のサイクルまで電圧を最大の振幅近くに保持するの
に十分な程キャパシタが大きい場合に生じるピークほど
は大きくない。上述のような入力電流の成形をしない
と、ランプ51が定電圧装置であることが多いので波高係
数は高く、また、電流のピークが平坦でないと、ランプ
に非常に多量の電流が流れ込む原因となる。しかしなが
ら、上述のように入力電流の成形を行い、整合ネットワ
ークに平坦な電流包絡線を流し、共振ランプ回路にルー
ズに結合し、波高係数が最小数のパーツおよび最小のコ
ストで大幅に改良される。
流は、ノード104 における全波整流された正弦波の電圧
に従う平坦な全波整流された正弦波を有しているので、
図１の回路は改良された力率を得ることができる。バイ
パスキャパシタ13への電流のピークは、あるサイクルか
ら次のサイクルまで電圧を最大の振幅近くに保持するの
に十分な程キャパシタが大きい場合に生じるピークほど
は大きくない。上述のような入力電流の成形をしない
と、ランプ51が定電圧装置であることが多いので波高係
数は高く、また、電流のピークが平坦でないと、ランプ
に非常に多量の電流が流れ込む原因となる。しかしなが
ら、上述のように入力電流の成形を行い、整合ネットワ
ークに平坦な電流包絡線を流し、共振ランプ回路にルー
ズに結合し、波高係数が最小数のパーツおよび最小のコ
ストで大幅に改良される。
【００２４】図３を参照すると、図１の波形成形ネット
ワーク20として設置されることのできる波形成形ネット
ワークの概略図が示されている。図３の波形成形ネット
ワークは、それぞれの陽極が各抵抗器Ｒ1 乃至ＲN を介
して図１のノード106 に結合されている複数のダイオー
ドＤ1 乃至ＤN を含んでいる。ダイオードＤ1 乃至ＤN
の陰極は、各電圧Ｖ1 乃至ＶN にそれぞれ接続されてい
る。図示された例によると、抵抗器Ｒ1 乃至ＲN の値は
同一である。電圧Ｖ1 乃至ＶN は、ノード105における
基準の全波整流された正弦波の電圧の最大の振幅よりも
小さい増加する電圧である。従って、例えば、電圧Ｖ1
は最低の電圧であるが、ノード105 における基準の全波
整流された正弦波の電圧の最小の振幅よりも大きい。電
圧Ｖ2 は電圧Ｖ1 よりも大きく、同様に電圧ＶN は電圧
Ｖ1 よりも大きい。
ワーク20として設置されることのできる波形成形ネット
ワークの概略図が示されている。図３の波形成形ネット
ワークは、それぞれの陽極が各抵抗器Ｒ1 乃至ＲN を介
して図１のノード106 に結合されている複数のダイオー
ドＤ1 乃至ＤN を含んでいる。ダイオードＤ1 乃至ＤN
の陰極は、各電圧Ｖ1 乃至ＶN にそれぞれ接続されてい
る。図示された例によると、抵抗器Ｒ1 乃至ＲN の値は
同一である。電圧Ｖ1 乃至ＶN は、ノード105における
基準の全波整流された正弦波の電圧の最大の振幅よりも
小さい増加する電圧である。従って、例えば、電圧Ｖ1
は最低の電圧であるが、ノード105 における基準の全波
整流された正弦波の電圧の最小の振幅よりも大きい。電
圧Ｖ2 は電圧Ｖ1 よりも大きく、同様に電圧ＶN は電圧
Ｖ1 よりも大きい。
【００２５】図３の波形成形ネットワークは、ノード10
4 における全波整流された正弦波の１サイクルあるいは
半波の期間中に以下のように動作する。ノード104 にお
ける正弦波の半波の電圧が増加するにつれて、ダイオー
ド抵抗器回路Ｄ1 、Ｒ1 乃至ＤN 、ＲN は順次導電性に
なり、また、ノード106 における電圧がＶ1 ＋ダイオー
ド電圧降下、Ｖ2 ＋ダイオード電圧降下、…、ＶN ＋ダ
イオード電圧降下等の各電圧に漸次到達するにつれ、ノ
ード106 における電圧の増加の割合が次第に減少する。
4 における全波整流された正弦波の１サイクルあるいは
半波の期間中に以下のように動作する。ノード104 にお
ける正弦波の半波の電圧が増加するにつれて、ダイオー
ド抵抗器回路Ｄ1 、Ｒ1 乃至ＤN 、ＲN は順次導電性に
なり、また、ノード106 における電圧がＶ1 ＋ダイオー
ド電圧降下、Ｖ2 ＋ダイオード電圧降下、…、ＶN ＋ダ
イオード電圧降下等の各電圧に漸次到達するにつれ、ノ
ード106 における電圧の増加の割合が次第に減少する。
【００２６】以上、力率が改良され、波高係数が減少さ
れ、部品の数を減少したランプ効率が高い特有のガス放
電灯電子安定器回路が開示されてきた。
れ、部品の数を減少したランプ効率が高い特有のガス放
電灯電子安定器回路が開示されてきた。
【００２７】以上、本発明の特定の実施形態が説明およ
び図示されてきたが、特許請求の範囲の請求項によって
定められたように本発明の技術的範囲および意図から逸
脱せずに当業者によって種々の修正および変更が行われ
ることができる。
び図示されてきたが、特許請求の範囲の請求項によって
定められたように本発明の技術的範囲および意図から逸
脱せずに当業者によって種々の修正および変更が行われ
ることができる。
【図１】本発明によるガス放電灯電子安定器回路の概略
図。
図。
【図２】図１のガス放電灯電子安定器回路における選択
された電圧の波形を表す図。
された電圧の波形を表す図。
【図３】図１のガス放電灯電子安定器回路の波形成形ネ
ットワークの一例を示す概略図。
ットワークの一例を示す概略図。
Claims (8)
- 【請求項１】 ガス放電灯と、 ＡＣ電力に応じて全波整流された正弦波の電圧をその出
力端子から出力する整流器手段と、 一次巻線および二次巻線を有する変圧器と、 前記整流器手段の全波整流された正弦波の電圧を前記一
次巻線に反復的に接続するスイッチング手段と、 前記二次巻線に応答し、予め定められた周波数を有する
正弦波の電圧で前記ランプを駆動する駆動手段と、 前記駆動手段を流れる電流のピークの平均を感知する電
流感知手段と、 前記整流器手段に応答し、基準の全波整流された正弦波
の電圧を供給する基準手段と、 前記整流器手段に応答し、前記基準の全波整流された正
弦波の電圧と同位相の平坦にされた全波整流された正弦
波の電圧を供給する波形成形手段であって、そこにおい
て前記基準の全波整流された正弦波の電圧と前記平坦に
された全波整流された正弦波の電圧の間の差が前記基準
の全波整流された正弦波の電圧の振幅と共に増加する波
形成形手段と、 前記基準の全波整流された正弦波の電圧および前記平坦
にされた全波整流された正弦波の電圧に応答し、それら
の間の差を示す出力を供給する差動手段と、 前記差動手段および前記電流感知手段に応答し、前記整
流器手段が平坦にされた全波整流された正弦波波形を有
する電流を供給するように前記予め定められた周波数で
前記スイッチング手段をパルス幅変調するパルス幅変調
制御手段とを具備していることを特徴とするガス放電灯
電子安定器回路。 - 【請求項２】 前記整流器手段はバイパスキャパシタを
含んでいる請求項１記載のガス放電灯電子安定器回路。 - 【請求項３】 前記ＡＣ電力は標準的な６０ＨｚのＡＣ
電力であり、前記パルス幅変調手段は２５ＫＨｚで動作
する請求項１記載のガス放電灯電子安定器回路。 - 【請求項４】 前記整流器手段は、６０Ｈｚでは比較的
高いインピーダンスを与え、２５ＫＨｚでは比較的低い
インピーダンスを与えるバイパスキャパシタを含んでい
る請求項１記載のガス放電灯電子安定器回路。 - 【請求項５】 ガス放電灯と、 ＡＣ電力に応じて全波整流された正弦波の電圧をその出
力端子から出力する整流器手段と、 一次巻線および二次巻線を有する変圧器と、 前記整流器手段の全波整流された正弦波の電圧を前記一
次巻線に反復的に接続するスイッチング手段と、 前記二次巻線に応答し、予め定められた周波数を有する
正弦波電圧で前記ランプを駆動する駆動手段と、 前記駆動手段を流れる電流のピークの平均を感知する電
流感知手段と、 前記全波整流された正弦波電圧および前記電流感知手段
に応答し、前記整流器手段が平坦にされた全波整流され
た正弦波波形を有する電流を供給するように、前記予め
定められた周波数で前記スイッチング手段をパルス幅変
調するパルス幅変調手段とを具備していることを特徴と
するガス放電灯電子安定器回路。 - 【請求項６】 前記整流器手段はバイパスキャパシタを
含んでいる請求項５記載のガス放電灯電子安定器回路。 - 【請求項７】 前記ＡＣ電力は標準的な６０ＨｚのＡＣ
電力であり、前記パルス幅変調手段は２５ＫＨｚで動作
する請求項５記載のガス放電灯電子安定器回路。 - 【請求項８】 前記整流器手段は、６０Ｈｚでは比較的
高いインピーダンスを与え、２５ＫＨｚでは比較的低い
インピーダンスを与えるバイパスキャパシタを含んでい
る請求項７記載のガス放電灯電子安定器回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/629,325 US5804926A (en) | 1996-04-08 | 1996-04-08 | Lighting circuit that includes a comparison of a "flattened" sinewave to a full wave rectified sinewave for control |
| US629325 | 1996-04-08 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1041082A true JPH1041082A (ja) | 1998-02-13 |
| JP3037632B2 JP3037632B2 (ja) | 2000-04-24 |
Family
ID=24522519
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9089565A Expired - Fee Related JP3037632B2 (ja) | 1996-04-08 | 1997-04-08 | 力率およびランプ効率の改良されたガス放電灯電子安定器回路 |
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