KR100718828B1

KR100718828B1 - Ｌｌｃ 컨버터 및 ｌｌｃ 컨버터를 제어하기 위한 방법

Info

Publication number: KR100718828B1
Application number: KR1020017006246A
Authority: KR
Inventors: 브롬안톤씨.; 반달프센아게제이.
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 1999-09-17
Filing date: 2000-09-14
Publication date: 2007-05-17
Also published as: EP1138110A1; JP2003510001A; KR20010080479A; WO2001020758A1; US6437994B1

Abstract

LLC 전원 컨버터는, 컨버터의 스위치들(5, 6)의 온 및 오프 스위칭의 주파수를 제어하기 위한 주파수 제어기에 의해 결정되는 출력 전압을 갖는다. 변동하는 출력 전류에서, 출력 전압을 안정화시키기 위해서, 제어 회로는 컨버터에서 총 전류(I)의 변동을 주파수 제어기(22, 25)에 피드백한다.

LLC 전원 컨버터, 온 및 오프 스위칭, 주파수 제어기, 정류기, 하드 스위칭

Description

ＬＬＣ 컨버터 및 ＬＬＣ 컨버터를 제어하기 위한 방법{LLC converter, and Method for controlling an LLC converter}

본 발명은, LLC 컨버터로서, 제 1 스위치와 제 1 다이오드의 제 1 병렬 배열 및 제 2 스위치와 제 2 다이오드의 제 2 병렬 배열의 직렬 배열로서, DC 입력 전압을 수신하기 위해 제 1 입력 단자와 제 2 입력 단자 간에 접속되며, 상기 제 1 단자 상의 전압은 상기 제 2 단자에서의 전압에 대하여 포지티브(positive)이고, 상기 제 1 다이오드의 캐소드 및 상기 제 2 다이오드의 캐소드는 상기 제 1 단자를 향해 있는, 상기 직렬 배열; 상기 제 1 다이오드 또는 상기 제 2 다이오드 중 어느 하나에 병렬로 접속된 캐패시터, 제 1 인덕터 및 제 2 인덕터의 직렬 배열; 출력 전압을 공급하기 위해 상기 제 1 인덕터 또는 상기 제 2 인덕터 중 어느 하나에 접속된 정류기; 및 제어 회로로서; 상기 제 1 스위치 및 상기 제 2 스위치의 온(on) 및 오프(off) 스위칭의 주파수를 제어하기 위한 스위칭 제어 수단, 및 상기 출력 전압과 기준 값 간의 차이를 검출하고, 상기 차이에 기초하여 상기 스위칭 제어 수단을 제어하기 위한 차이 검출 수단을 포함하는, 상기 제어 회로를 포함하는, 상기 LLC 컨버터에 관한 것이다. 상기 제 1 다이오드 및 상기 제 2 다이오드는 본질적으로 각각 상기 제 1 스위치 및 상기 제 2 스위치일 수 있다.

본 발명은 또한 캐패시터, 제 1 인덕터, 및 제 2 인덕터의 직렬 배열에 의해 형성된 공진 회로에서 전류를 생성하기 위한 스위치들을 포함하는 LLC 컨버터를 제어하기 위한 방법으로서, 제 1 제어 신호를 얻기 위해 상기 컨버터의 출력 전압을 감지하는 단계; 및 상기 컨버터의 상기 전류를 감지하는 단계를 포함한다.

스위치 모드 전력 공급 장치들(Switched Mode Power Supplies; SMPS)의 분야에서, LLC 컨버터들의 사용은 확산되고 있다. LLC 컨버터가 적용된 디바이스들의 예들은 조명 디바이스들, 의학 시스템들, 디스플레이 시스템들 등이 있다.

LLC 컨버터의 토폴로지는 낮은 전자기 간섭(EMI) 및 고효율과 같은 많은 이점들을 갖는다. 그러나, 실제로, 이하에 설명되는 것과 같이, 스위치들의 스위칭 주파수를 조정함으로써 컨버터의 출력 전압을 제어하는 것은 큰 불안정성(instability)들을 유도할 수 있다는 문제가 발생한다.

LLC 컨버터의 실제적인 실시예에서, 스위치들은 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)들과 같은 전자 스위치들이다. 제 1 스위치 및 제 2 스위치 중 단지 하나만이, DC 입력 전압을 공급하는 전원 공급 장치의 단락(short-circuiting)을 회피하기 위해 임의의 주어진 시간에 도통할 수 있다. 두 스위치들이 대칭적으로 구동된다고 가정하면, 제 1 및 제 2 스위치들 각각의 이론적 온타임(on-time)은 50%이다. 실제로, 스위치들의 온-타임은, 스위치들의 오프-온 절환 및 온-오프 절환 동안 발생하는 절환 현상에 기인하여 50% 이하일 것이다.

LLC 컨버터는, 인덕터들, 캐패시터, 및 입력 및 출력 전압들과 부하 조건에 의해 지배되는 외부 조건들의 값들에 의해 결정된다.

컨버터가 공진 주파수 이하에서 구동될 때, 스위칭-오프된 제 1 스위치를 통과하는 전류는 스위칭-오프 순간 바로 전에 네가티브(negative)이다. 결과적으로, 제 1 스위치에 병렬인 제 1 다이오드는 전류를 도통하기 시작한다. 제 1 다이오드가 도통하는 동안에 제 2 스위치 상의 스위칭은 높은 스위칭 손실들을 초래한다. 이 손실들은 제 1 다이오드의 하드 회복(hard recovery)에 의해 야기되며, 이는 하드 스위칭(hard switching)이라 불린다. 하드 스위칭 모드에서 스위칭 손실들을 제한하기 위해서, 제 1 및 제 2 다이오드들은 빠르거나, 또는 심지어는 극도로 빠른 타입이 바람직하다. 제 1 및 제 2 다이오드의 사용을 미연에 방지하는 고유의(기생(parasitic)) 다이오드들을 갖는 전원 MOSFET들이 스위치들로서 사용될 경우, 하드 스위칭 모드에서 컨버터를 동작시키는 것은, 고유의 다이오드들의 매우 열악한 스위칭 거동에 기인하여, 거의 십중팔구는 MOSFET들을 파괴할 것이다.

결과적으로, 실제로, LLC 컨버터는, 하드 스위칭을 피하기 위해 공진 주파수 이상에서 구동된다. 이러한 소프트 스위칭 모드에서, 스위칭-오프된 제 1 스위치를 통과하는 전류는, 스위칭-오프 순간 바로 전에 포지티브이다. 결과적으로, 제 1 및 제 2 스위치들 간의 접속 노드 상의 전압은 전류의 방향을 바꾸고, 제 2 스위치에 병렬인 제 2 다이오드는 전류를 도통한다. 제 2 스위치는, 제 2 다이오드가 도통하는 순간에 스위칭될 수 있으며, 그래서 실질상 어떠한 스위칭 손실도 발생하지 않는다. 그러한 동작 조건들에서, 그들 고유의 다이오드들을 갖는 MOSFET들의 사용이 가장 적절하다.

LLC 컨버터의 제어 거동에 관하여, 다음이 관찰된다.

대부분의 경우에서, 부하에는 일정한 DC 전압이 공급되어야 한다. 그러나, LLC 컨버터는, 정류 및 필터링되어야 하는 AC 전압을 생성한다. 간단한 정류기 배열은, 필터 캐패시터와 병렬로 접속되는, 4개의 다이오드들을 포함하는 전파 브릿지 정류기(full bridge rectifier)이다.

LLC 컨버터를 위한 공지된 제어 회로는, 컨버터의 출력 전압 및/또는 출력 전류를 측정함으로써 전압을 발생시키는 감지 회로(sensing circuit), 전압 대 주파수 컨버터, 및 컨버터의 스위치들을 구동시키기 위한 구동단의 직렬 접속을 포함한다. 부가적으로, 과-전류 보호 회로(over-current protection circuit)가 부가될 수 있다. 제어 회로는, 컨버터가 예를 들어, 하드 스위칭을 회피하는 미리 결정된 주파수 윈도(frequency window)에서만 동작될 수 있는 것을 보증하기 위해 동작 주파수가 제한되도록 설계될 수 있다.

주파수 제어가 LLC 컨버터에 적용될 때, 컨버터의 스위치들의 스위칭 주파수를 제어함으로써 출력 전력, 출력 전압 또는 출력 전류가 제어될 수 있다. 상술된 바와 같이, 스위치들로서 전력 MOSFET들을 사용하는 LLC 컨버터는, 공진 주파수 이상에서 일반적으로 동작된다. 이러한 동작 영역에서, 출력 전력, 출력 전압 또는 출력 전류는, 스위칭 주파수들이 증가하면 감소될 것이나, 반면, 스위칭 주파수가 감소될 때, 출력 전력, 출력 전압 또는 출력 전류는 증가할 것이다.

LLC 컨버터가 주파수(F)에서 주어진 전원 및 부하 조건(supply and load condition)에서 안정화될 때, 공진 캐패시터(C) 양단의 유효 전압(effective voltage)은 값(V)에 도달한다. 예에 의해서, 부하가 증가하면, 증가된 출력 전류를 초래하므로, 컨버터의 주파수 설정은, 새로운 증가된 부하 및 전원 조건들을 만족시키기 위해 감소된다. 주파수의 이러한 감소는 불안정성 문제를 야기하는데, 이는 LLC 컨버터의 출력 전력은 제 1 및 제 2 스위치의 스위칭 주파수로 곱셈되는 캐패시터(C) 양단의 유효 전압에 관련되기 때문이다. 캐패시터(C) 양단의 유효 전압(V)이 여전히 변하지 않았기 때문에, 컨버터의 스위칭 주파수를 감소시킴으로써, 출력 전력은 일시적으로 감소할 것이다. 제어 논리는, 너무 낮은 값까지 주파수를 다시 감소시킴으로써 반응할 것이다. 한편, 조금 후에, 캐패시터(C) 양단의 유효 전압은, 공진 주파수에 더 가까운 새로운 동작 조건에 기인하여 V보다 큰 값으로 증가할 것이며, 따라서, 더 큰 전력이 생성될 것이다. 그러나, 주파수 제어의 언더슈트(undershoot)의 결과로서, 오버슈트(overshoot)가 발생할 것이며, 주파수는 다시 증가될 것이다. 결국, 불안정성이 감소되면 캐패시터(C) 양단의 공진 전압(V)은 새로운 더 높은 값에서 안정될 것이다. 결과적으로, 증가된 출력 전력이 생성될 수 있지만, 컨버터가 불안정한 동안 일정한 절환 시간(transition time)이 존재한다. 주어진 안정한 전원 및 부하 조건으로부터 부하가 증가하지 않고 감소될 때, 또한 필요한 변경을 가하여 역할을 하는 이들 효과는 LLC 컨버터에서 불안정성을 야기하며, 단순한 주파수 제어가 사용될 때는 방지될 수 없다.

최악의 조건들 하에서, LLC 컨버터는, 부하 절환 후에 불안정 상태로 남거나, LLC 컨버터가 주파수 제어될 때에 항상 불안정 상태이다.

일정한 입력 및 출력 전압에 대해서, LLC 컨버터는, 주파수가 출력 전력 및 출력 전류값들을 변화시키기 위한 실질적으로 일정한 주파수 값을 갖도록 설계될 수 있다. 실제로, 작은 입력 전압 변동들이 발생하여, 오히려 제한된 주파수 스윕(frequency sweep)(즉, 최소 및 최대 주파수간의 차)을 가져온다. 결과적으로, 이러한 방법으로 설계된 LLC 컨버터의 루프 이득(즉, 일정한 입력 및 출력 전압에서의 주파수 대 출력 전류비)은 매우 높다. 따라서, 작은 주파수 변화가 막대한 출력 전류 변화를 가져온다는 사실로 인해 주파수 제어에서의 불안정성이 발생될 수 있다.

컨버터의 공진 주파수에 접근한 안정한 제어 거동에서, 제어 회로는 동작 조건들의 모든 변화에 대해 적응되어야 한다. 그러나, 대부분의 애플리케이션에서 이것은 알맞은 해법은 아니다. 즉, 주파수 제어는, 동작 주파수가 공진 주파수에 접근되지 않을 때에 사용될 수 있다. 그러나, 이 상황에서는, 필요한 주파수 스윕은 전체 입력 및 출력 전압 변화들을 커버하기 위해 크게 될 것이다.

전류 제어가 LLC 컨버터에 적용될 때, 컨버터의 출력 파라미터들이 제어될 수 있다.

JP-A-10225122호에는 전류 제어에 의해 조절되는 LLC 컨버터가 개시되어 있다. 또한, 기울기 보상 방법(slope compensation method)은 제어 회로의 안정성을 향상시키는데 사용된다. 일정한 주파수에서 동작하며 전류 제어되는 벅 컨버터(buck converter)의 안정성을 향상시키기 위한 이와 같은 방법(예를 들어, R. Redl, N.O.Sokal:"What a Designer Should Know About Current-mode Control", The Power Electronics Design Conference, Anaheim, California, 15/17 October 1985, pages 18-33)이 공지된다. 특히, 이와 같은 벅 컨버터가 50%보다 높은 듀티 사이클(duty cycle)에서 동작할 때, 기울기 보상은 불안정성을 회피하는데 필수적이다.

일반적으로, 주파수 제어와 관련하여 LLC 컨버터의 전류 제어의 이점은 컨버터의 안정성의 향상에 있다. 전류 제어의 단점은, 총 전류, 즉, 공진 전류 및 출력 전류가 측정된다는 사실에 있다. 이것은, 전류 측정이 공진 전류 및 공진 전류의 변화들에 의해 항상 영향을 받는다는 것을 내포한다.

본 발명의 목적은 LLC 컨버터 및, 기본 주파수 제어에 의해 야기되는 LLC 컨버터에서의 불안정성을 회피하는 LLC 컨버터를 제어하기 위한 방법을 제공하는 것이다.

이 목적은, 캐패시터, 제 1 인덕터 및 제 2 인덕터의 직렬 배열을 통과하는 전체 전류의 변동들에 따라 상기 주파수를 보정하기 위한 상기 차 검출 수단에 접속된 전류 변동 검출 수단을 더 포함하는 제어 회로를 갖는 본 발명에 따른 LLC 컨버터에 의해 달성된다. 전류 변동 검출 수단에 의해 제공된 보정은 컨버터의 불안정성을 효과적으로 방지한다. 컨버터 주파수가 공진 주파수를 향해 시프트됨에 따라, 공진 전류가 증가하기 시작한다. 공진 전류의 증가는 전류 변동 검출 수단에 의해 검출되고, 상기 전류 변동 검출 수단은 공진 주파수로부터 멀리 떨어지도록 주파수를 시프트시킬 것이다. 이 보정 동작의 결과로서, 컨버터의 출력, 예를 들어, 출력 전압은 LLC 컨버터의 불안정한 동작을 개시에 의해 영향을 받지 않는다. 따라서, 본 발명에 따른 컨버터의 제어 회로에 의해 불안정성이 효과적으로 억제된다.

청구범위 제 2 항에 규정된 특징들은, 단순하고도 신뢰성있는 전류 변동 검출 수단의 구현을 제공한다. 전류 감지 회로는, 예를 들면, 컨버터 전체 전류 회로에 포함되는, 전류 변환기에 의해 전류를 직접 측정하도록 구성될 수 있고, 또는 유리하게는, 상기 전류에 관련된 전압, 특히 컨버터의 캐패시터 양단의 유효 전압을 측정하도록 적응될 수 있다. 정류기는 전파 브릿지 다이오드 정류기의 반파 브릿지 또는 임의의 적절한 다른 형태의 정류기일 수 있다. 필터는 저역통과 RC 필터일 수 있다. 미분기는 고역통과 RC 필터일 수 있다.

청구범위 제 4 항에 규정된 특징들은, 본 발명에 따른 컨버터의 제어회로의 제 1의 간단한 바람직한 실시예를 제공한다.

청구범위 제 5 항 및 제 6 항에 규정된 특징들은, 컨버터의 출력 전압을 제어하는 상대적으로 느린 외부 제어 루프를 가지고, 상대적으로 빠른 내부 루프에 대한 입력 신호를 생성하는 제 2의 바람직한 실시예를 제공한다. 컨버터의 입력 및 출력 전압들은, 외부 루프가 보정 동작들을 거의 취하지 않는 방식으로 내부 루프를 미리 설정할 수 있다.

상술한 본 발명의 목적은, 본 발명에 따른 방법에 의해서도 달성될 수 있고, LLC 컨버터의 출력 전압은 제 1 제어 신호를 얻기 위해 감지되며, 상기 방법은, 제 2 제어 신호를 얻기 위해 전류의 변동을 결정하는 단계; 제 3 제어 신호를 얻기 위해 상기 제 2 제어 신호에 의해 상기 제 1 제어 신호를 보정하는 단계; 및 상기 제 3 제어 신호에 의해 결정된 온 및 오프 스위칭의 주파수로 컨버터의 스위치들을 구동시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

LLC 컨버터의 제어 회로 소자들을 참조하여 설명된 바와 같이, 이 제어 방법은 컨버터의 간단하고 효과적인 안정화를 제공한다.

청구항 제 7 항 내지 제 11 항에 규정된 방법은, 본 발명에 따른 제어 방법을 구현하기 위한 바람직한 단계들을 제공한다.

본 발명의 상기 및 다른 양태들, 특징들 및 이점들은 첨부 도면들로부터 명백해질 것이며, 첨부 도면은 실시예들을 한정하는 것은 아니다.

도 1a는 LLC 컨버터의 인버터부의 회로도.

도 1b는 정류기 회로의 회로도.

도 2는 LLC 컨버터에서 제어 회로의 회로도.

도 3은 도 2의 제어 회로의 일부의 실시예의 회로도.

도 4는 도 3의 일부 또는 대안적인 실시예의 회로도.

도 5는 LLC 컨버터에서 제어 회로의 제 2 실시예의 회로도.

서로 다른 도면들에서, 동일한 참조 번호들은 동일한 구성 요소들, 또는 동일하거나 유사한 기능을 갖는 구성 요소들을 나타낸다.

도 1a는 점선으로 나타낸 박스로 경계가 정해진 LLC 컨버터의 인버터부(1)의 기본 회로도를 도시한다. 컨버터의 인버터부(1)에서, DC 전원(2)으로부터의 DC 입력 전력은 출력 단자들(3, 4)에서 제공되는 AC 출력 전력으로 변환된다.

인버터부(1)는, 직렬로 접속된 제 1 고주파수 스위치(5)와 제 2 고주파수 스위치(6), 각각 제 1 및 제 2 고주파수 스위치들(5, 6)에 병렬로 접속된 제 1 다이오드(7)와 제 2 다이오드(8), 및 공진 캐패시터(9), 공진 인덕터(10), 및 공진 인덕터(11)의 직렬 배열을 포함하며, 상기 직렬 배열은 제 2 다이오드(8)와 병렬로 접속된다. 전원(2)의 단자들은 제 1 및 제 2 고주파수 스위치들(5, 6)의 직렬 배열에 접속된다. 출력 단자들(3, 4)은 인덕터(11)의 단자들에 접속된다.

캐패시터(9)와 인덕터(10, 11)의 직렬 배열이 제 2 다이오드(8) 대신 제 1 다이오드(7)에 병렬로 접속될 수 있다는 것은 명백해질 것이다. 또한, 출력 단자(3, 4)가 인덕터(10)의 단자들에 접속될 수 있다는 것은 명백해질 것이다.

동작시, 스위치들(5, 6), 예를 들어, MOSFET형 전자 스위치들은 소위 하드 스위칭을 회피하기 위해 캐패시터(9)와 인덕터들(10, 11)의 배열의 공진 주파수 이상의 주파수로 개폐되는 것이 바람직하다. 대칭적 스위칭 모드에서, 스위치들(5, 6) 각각은 동일한 시간 주기 동안 접속될 것이며(close), 스위치(5)는 스위치(6)가 개방되는 동안 접속되며, 스위치(6)는 스위치(5)가 개방되는 동안 접속된다.

도 1b는 직병렬 접속되어 있는 4개의 다이오드들(13, 14, 15, 16)을 포함하는, 당분야에 공지된 전파 브릿지 정류기(12)를 포함하는 정류기 회로를 도시한다. 필터 캐패시터(17)는 정류기(12)에 병렬로 접속된다. 정류기(12)는 입력 단자들(18, 19)과 출력 단자들(20, 21)에 접속된다.

도 1b에 도시된 회로의 입력 단자들(18, 19)은 인버터부(1)로부터의 AC 출력을 정류기(12)로부터의 DC 출력으로 변환하기 위해, 도 1a에 도시된 인버터부(1)의 각 출력 단자들(3, 4)에 접속될 수 있다. 도 1a 및 도 1b의 회로의 조합은 DC 출력을 갖는 LLC 컨버터를 형성한다.

도 2는 출력 단자들(23, 24) 각각을 통해 스위치들(5, 6)(도 1)를 스위칭하기 위해 제어 신호를 생성하는 구동단(22)을 포함하는 제어 회로를 도시한다. 제어 신호의 주파수는, 구동단(22)을 구동시키는 전압 대 주파수 컨버터(25)에 의해 결정된다. 차례로, 단자(27)를 통해 공급된 설정 기준 전압과 가산기(28)에 의해 공급된 출력 신호를 비교하여, 전압 대 주파수 컨버터(25)에 대한 전압 입력이 오차 증폭기(26)에 의해 공급된다.

가산기(28)는 제 1 제어 신호(입력 단자(29a)를 통해 공급된 컨버터의 출력 전압), 및 제 2 제어 신호(입력 단자(29b)를 통해 공급됨)의 합 신호를 공급한다.

제 2 제어 신호는 컨버터의 총 출력 전류 I(부하 전류와 공진 전류의 합)로부터 발생된다. 차례로, 전류 I는 주어진 주파수에서, 캐패시터(9), 인덕터(10) 또는 인덕터(11) 양단의 전압에 의해 나타낼 수 있다. 전류 I는, 입력 단자(29b)를 통해 가산기(28)에 공급되기 전에 전류 감지 회로(58)에 의해 감지되며, 정류기(30)에 의해 정류되며, 필터(31)에 의해 필터링되고, 미분기(32)에 의해 미분되고, 감쇠기(29c)에 의해 적절한 값으로 스케일링된다.

LLC 컨버터의 제어가 불안정해질 때, 제 2 제어 신호는 컨버터의 불안정성을 방지하는 피드백 신호를 발생시킬 것이다.

도 3은, 브릿지 정류기(36)의 두 개의 입력 단자들에 차례로 병렬로 접속된 분로 저항(shunt resistor)(35)에 접속된 두 개의 입력 단자들(33, 34)을 포함하는, 제 2 제어 신호를 생성하기 위한 회로를 도시한다. 저항(37) 및 캐패시터(38)의 직렬 배열은 브릿지 정류기(36)의 두 개의 다른 단자들에 병렬로 접속된다. 블리더 저항(bleeder resister)(39)은 캐패시터(38)에 병렬로 접속된다. 저항(37), 캐패시터(38), 및 저항(39) 간의 공통 노드는, 가산기(28)(도 2)에 접속될 출력 단자(42)로 이어지는 캐패시터(40) 및 저항(41)의 직렬 배열에 접속된다.

컨버터의 총 AC 전류와 연관된 신호는 입력 단자들(33, 34)에 공급되고, 저항(35) 양단의 AC 전압을 발생시킨다. 이 전압은 정류기(36)에 의해 정류되고(전파 정류를 제공함) 저항(37), 캐패시터(38), 및 저항(39)에 의해 필터링된다. 따라서, 캐패시터 양단의 평균 DC 전압은 컨버터의 총 전류의 실제 절대값에 따라 변화한다. 캐패시터 양단의 이 전압 변동은 캐패시터(40) 및 저항(41)을 통해 가산기(28)(도 2)에 공급되고, 결과적으로 오차 증폭기(26)(도 2)에 공급된다. 결과적으로, 캐패시터(9)(도 1) 내의 공진 에너지(resonant energy)의 임의의 변화들은 즉시 제어 회로의 보정 동작에 영향을 준다.

도 4는 입력 단자들(43, 44)을 포함하고, 분로 저항(45)에 접속된 입력 단자들(43,44)를 포함하는, 제 2 제어 신호를 생성하기 위한 다른 회로를 도시하며, 분로 저항(45)은 다이오드, 제 1 저항(47) 및 제 2 저항(48)의 직렬 배열에 병렬로 접속된다. 제 2 저항(48)은 캐패시터(49)에 병렬로 접속된다, 제 1 저항(47), 제 2 저항, 및 캐패시터(49)에 접속된 노드는, 가산기(28)(도 2)에 접속될 출력 단자(52)로 이어지는 저항(50) 및 캐패시터(51)의 직렬 배열과 접속된다.

컨버터의 총 출력 전류와 연관된 신호는 입력 단자들(43, 44)에 공급되고, 저항(45) 양단의 AC 전압을 발생시킨다. 이 전압은 다이오드(46)(반파 정류를 제공함)에 의해 정류되고, 저항(47), 캐패시터(48), 및 저항(49)에 의해 필터링된다. 따라서, 캐패시터(49) 양단의 평균 DC 전압은 컨버터의 총 전류의 실제 절대값에 따라 변화한다. 캐패시터(49) 양단의 이 전압은 저항(50) 및 캐패시터(51)를 통해 가산기(28)(도 2)에 공급되고, 결과적으로 오차 증폭기(26)(도 2)에 공급된다. 결과적으로, 캐패시터(9)(도 1) 내의 공진 에너지의 임의의 변화들은 즉시 제어 회로의 보정 동작에 영향을 준다.

도 3 및 도 4의 상기 설명으로부터, 각각의 회로들의 기능이 동일하다는 것이 명확해지며, 그 유일한 차이는 저항(35 또는 45)을 흐르는 AC 전압의 정류의 실행에 필수적으로 존재한다.

도 5는 출력 전압을 전압 대 주파수 컨버터(25)에 출력 전압을 제공하는 제 1 오차 증폭기(26)를 도 2에 따라 도시하며, 전압 대 주파수 컨버터는 구동단(22)을 구동시킨다. 구동단(22)은 스위치들(5,6)(도 1)을 각각 스위칭하기 위해 출력 단자들(23, 24)을 통한 전압 대 주파수 컨버터(25)에 의해 결정된 주파수를 갖는 제어 신호들을 발생시킨다.

제 2 오차 증폭기(53)는, 세트 전압이 공급되는 제 1 입력 단자(54), 및 컨버터의 출력 전압이 공급되는 제 2 입력 단자(55)를 갖는다. 제 2 오차 증폭기(53)의 출력은 제 1 오차 증폭기(26)의 제 1 입력 단자(56)에 접속된다.

컨버터의 총 출력 전류(I)(부하 전류와 공진 전류의 합)를 나타내는 AC 신호는 전류 감지 회로(58), 정류기(30), 필터(31), 미분기(32), 및 감쇠기(57)에 공급되고, 이후 가산기(59)에 공급된다. 가산기(59)에는 입력 단자(60)를 통해 컨버터의 출력 전압 및 입력 단자(61)를 통해 컨버터의 입력 전압이 또한 공급된다. 입력 단자들(60, 61)을 통해 입력된 신호들은 각각 가변 저항들(62, 63)에 의해 적당한 레벨로 감쇠될 수 있다. 가산기(59)로부터의 출력은 제 1 오차 증폭기(26)의 제 2 입력 단자(64)에 접속된다.

입력 단자(61)를 통한 컨버터의 입력 전압의 피드포워드(feedforward) 공급은 필수적이지 않지만 제어의 최적화를 유도할 수 있다는 것이 발견되었다.

LLC 컨버터에 대해 규정된 제어 논리는, 내부 및 외부 제어 루프, 즉, 컨버터의 출력 전압을 제어하고 상대적으로 빠른 내부 루프에 대한 입력 (세트) 신호를 생성하는 상대적으로 느린 외부 루프에 기초한다. 내부 루프는 컨버터의 입력 및 출력 전압들에 의해 미리 설정될 것이다. 결과적으로, 외부 루프는 임의의 수정 동작을 거의 할 필요가 없다. LLC 컨버터의 입력 및 출력 파라미터들의 변화들은 내부 루프의 반작용을 초래한다. 상대적으로 작은 시간 상수를 갖는 내부 루프 및 상대적으로 큰 시간 상수를 갖는 외부 루프를 설계함으로써, LLC 컨버터를 위한 안정적인 제어 알고리즘이 얻어진다.

따라서, 본 발명은, 컨버터의 총 전류의 변동을 결정하고, 컨버터의 스위치들의 온 및 오프 스위칭의 주파수를 부가적으로 제어하기 위한 대응하는 제어 신호를 사용함으로써 컨버터의 안정성을 상당히 개선하기 위한 제어 방법을 사용하는 제어 회로를 LLC 컨버터에 제공한다.

Claims

LLC 컨버터로서,

제 1 스위치(5)와 제 1 다이오드(7)의 제 1 병렬 배열 및 제 2 스위치(6)와 제 2 다이오드(8)의 제 2 병렬 배열의 직렬 배열로서, DC 입력 전압을 수신하기 위해 제 1 입력 단자와 제 2 입력 단자 간에 접속되며, 상기 제 1 단자 상의 전압은 상기 제 2 단자에서의 전압에 대하여 포지티브(positive)이고, 상기 제 1 다이오드(7)의 캐소드 및 상기 제 2 다이오드(8)의 캐소드는 상기 제 1 단자를 향해 있는, 상기 직렬 배열;

상기 제 1 다이오드(7) 또는 상기 제 2 다이오드(8) 중 어느 하나에 병렬로 접속된 캐패시터(9), 제 1 인덕터(10) 및 제 2 인덕터(11)의 직렬 배열;

출력 전압을 공급하기 위해 상기 제 1 인덕터(10) 또는 상기 제 2 인덕터(11) 중 어느 하나에 접속된 정류기(12); 및

제어 회로로서:

상기 제 1 스위치(5) 및 상기 제 2 스위치(6)의 온(on) 및 오프(off) 스위칭의 주파수를 제어하기 위한 스위칭 제어 수단(22, 25), 및

상기 출력 전압과 기준 값 간의 차이를 검출하고, 상기 차이에 기초하여 상기 스위칭 제어 수단(22, 25)을 제어하기 위한 차이 검출 수단(26)을 포함하는, 상기 제어 회로를 포함하는, 상기 LLC 컨버터에 있어서,

상기 제어 회로는,

상기 차이 검출 수단(26)에 접속되며, 상기 캐패시터(9), 상기 제 1 인덕터(10) 및 상기 제 2 인덕터(11)의 상기 직렬 배열을 통한 전체 전류의 변동들에 의존하여 상기 주파수를 보정하는 전류 변동 검출 수단(58, 30, 31, 32, 29c; 57)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는, LLC 컨버터.
제 1 항에 있어서,

상기 전류 변동 검출 수단은 전류 감지 회로(58), 정류기(30), 필터(31) 및 미분기(differenciator)(32)의 직렬 배열을 포함하는 것을 특징으로 하는, LLC 컨버터.
제 2 항에 있어서,

상기 전류 감지 회로(58)는 상기 캐패시터(9) 양단의 유효 전압을 감지하도록 구성되는 것을 특징으로 하는, LLC 컨버터.
제 1 항에 있어서,

상기 차이 검출 수단은, 상기 기준 값이 공급되는 제 1 입력, 및 가산기(28)의 출력에 접속된 제 2 입력을 갖는 오차 증폭기(26)를 포함하고, 상기 가산기(28)는 상기 출력 전압이 공급되는 제 1 입력과 상기 전류 변동 검출 수단(58, 30, 31, 32, 29c)에 접속된 제 2 입력을 갖는 것을 특징으로 하는, LLC 컨버터.
제 1 항에 있어서,

상기 차이 검출 수단은, 제 1 입력(56)과 제 2 입력(64)을 갖는 제 1 오차 증폭기(26)를 포함하며, 상기 제 1 입력(56)은 상기 기준 값이 제공되는 제 1 입력(54) 및 상기 출력 전압이 공급되는 제 2 입력(55)을 갖는 제 2 오차 증폭기(53)의 출력에 접속되며, 상기 제 2 입력(64)은 상기 전류 변동 검출 수단(58, 30, 31, 32, 57)에 접속된 제 1 입력 및 상기 컨버터의 입력 전압이 공급되는 제 2 입력을 갖는 가산기(59)의 출력에 접속되는 것을 특징으로 하는, LLC 컨버터.
제 5 항에 있어서,

상기 가산기(59)는 상기 출력 전압이 공급되는 제 3 입력을 갖는 것을 특징으로 하는, LLC 컨버터.
캐패시터, 제 1 인덕터, 및 제 2 인덕터의 직렬 배열에 의해 형성된 공진 회로에서 전류를 생성하기 위한 스위치들을 포함하는 LLC 컨버터를 제어하기 위한 방법으로서,

제 1 제어 신호를 얻기 위해 상기 컨버터의 출력 전압을 감지하는 단계; 및

상기 컨버터의 상기 전류를 감지하는 단계를 포함하는, 상기 LLC 컨버터 제어 방법에 있어서,

제 2 제어 신호를 얻기 위해 상기 전류의 변동을 결정하는 단계;

제 3 제어 신호를 얻기 위해 상기 제 2 제어 신호에 의해 상기 제 1 제어 신호를 보정하는 단계; 및

상기 제 3 제어 신호에 의해 결정된 온 및 오프 스위칭의 주파수로 상기 컨버터의 상기 스위치들을 구동시키는 단계를 특징으로 하는, LLC 컨버터 제어 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 제 3 제어 신호는 상기 제 1 및 상기 제 2 제어 신호를 가산함으로써 얻어지는 것을 특징으로 하는, LLC 컨버터 제어 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 제 3 제어 신호는 기준 신호와 비교되고, 상기 제 3 제어 신호와 상기 기준 신호 간의 차이 신호는 온 및 오프 스위칭의 상기 주파수를 생성하는데 사용되는 것을 특징으로 하는, LLC 컨버터 제어 방법.
제 7 항에 있어서,

제 4 제어 신호를 얻기 위해 상기 출력 전압과 기준 전압 간의 차이를 결정하는 단계; 및

온 및 오프 스위칭의 상기 주파수를 생성하기 위해, 상기 제 4 제어 신호에 의해 상기 제 3 제어 신호를 보정하는 단계를 특징으로 하는, LLC 컨버터 제어 방법.
제 10 항에 있어서,

제 5 제어 신호를 얻기 위해 상기 컨버터의 입력 전압을 감지하는 단계; 및

온 및 오프 스위칭의 상기 주파수를 생성하기 위해, 상기 제 5 제어 신호에 의해 상기 제 1 제어 신호를 보정하는 단계를 특징으로 하는, LLC 컨버터 제어 방법.