TWI807472B - 適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法 - Google Patents

適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI807472B
TWI807472B TW110141228A TW110141228A TWI807472B TW I807472 B TWI807472 B TW I807472B TW 110141228 A TW110141228 A TW 110141228A TW 110141228 A TW110141228 A TW 110141228A TW I807472 B TWI807472 B TW I807472B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
synchronous rectifier
power switch
turned
primary
circuit
Prior art date
Application number
TW110141228A
Other languages
English (en)
Other versions
TW202247587A (zh
Inventor
徐海瑞
宋海斌
許道飛
章進法
Original Assignee
大陸商台達電子企業管理（上海）有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 大陸商台達電子企業管理（上海）有限公司 filed Critical 大陸商台達電子企業管理（上海）有限公司
Publication of TW202247587A publication Critical patent/TW202247587A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI807472B publication Critical patent/TWI807472B/zh

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
    • G05F1/24—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using bucking or boosting transformers as final control devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Control Of Eletrric Generators (AREA)

Abstract

本發明揭露了一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法。該變換器包括PWM半橋電路。該控制方法包括以下步驟：通過調整開關頻率使該PWM半橋電路進入斷續模式，在該PWM半橋電路工作在斷續模式時，該輸出電感、該變壓器的激磁電感與該PWM半橋電路的寄生電容發生振盪，當原邊開關橋臂的中點電壓達到谷底或者谷頂時，觸發相對應的功率開關導通。

Description

適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法
本發明涉及電力電子變換器領域，尤其是一種適用於寬範圍輸出電壓的的變換器及其控制方法。
目前市場上的消費類電子產品種類繁多，所需要的充電電壓範圍也較寬，例如手機的充電電壓為5V，路由器的充電電壓為12V，筆記型電腦的充電電壓為20V，為了方便消費者的使用，同時避免不必要的浪費，業內一直致力於推動寬範圍輸出電壓的適配器，以滿足一對多的應用需求。
目前市面上常見的具有寬範圍輸出電壓的適配器，其額定功率大多在65W，用的最多的拓撲是返馳電路(Flyback)，它具有很寬的輸出調壓能力，同時在輕載時通過控制能夠保證輸出效率滿足能效要求。但隨著用戶端設備的發展，電源功率等級越來越大，市場上出現了大功率、寬範圍輸出電源的需求，其功率會上升到200W以上，而Flyback由於其電感儲能的特性，並不適合大功率小型化高功率密度的設計。
當電源功率高於75W時，為了滿足諧波要求需要加入一級PFC電路，因此對於DC-DC這一級而言，它的輸入電壓範圍是很窄的，類似的如家庭直流微網和車用充電這樣的場景，其輸入電壓範圍均較小。針對這樣窄輸入、寬輸出的應用，業內做了很多嘗試，例如採用LLC加Buck這樣的兩級架構，可以滿足大功率寬範圍輸出的需求，同時由於LLC的高效率，可以實現小型化的設計，但是由於兩級電路都工作，在低壓輸出時效率較低，不能滿足能效要求，同時電路結構複雜且成本較高。
因此，尋找一種具有寬範圍輸出電壓以及輕載效率較高的變換器及其控制方法以解決上述的一個或多個技術問題，是非常有必要的。
本發明的一實施態樣提供一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器的控制方法，所述變換器包括PWM半橋電路，所述PWM半橋電路包括：原邊電路，包括由第一功率開關和第二功率開關串聯組成的原邊開關橋臂；變壓器，包括原邊線圈和副邊線圈，所述原邊線圈與所述原邊電路耦接；副邊整流電路，包括至少兩個同步整流管，所述副邊整流電路的輸入端與所述副邊線圈耦接；以及輸出濾波電路，包括輸出電感和輸出電容，所述輸出濾波電路耦接於所述副邊整流電路的輸出端與一負載之間；所述控制方法包括：通過調整開關頻率使所述PWM半橋電路進入斷 續模式，在所述PWM半橋電路工作在所述斷續模式時，所述輸出電感、所述變壓器的激磁電感與所述PWM半橋電路的寄生電容發生振盪，當所述原邊開關橋臂的中點電壓達到谷底或者谷頂時，觸發相對應的所述第一功率開關或所述第二功率開關導通。
本發明的另一實施態樣還提供一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器，所述變換器包括PWM半橋電路和控制單元，所述PWM半橋電路包括：原邊電路，包括由第一功率開關和第二功率開關串聯組成的原邊開關橋臂；變壓器，包括原邊線圈和副邊線圈，所述原邊線圈與所述原邊電路耦接；副邊整流電路，包括至少兩個同步整流管，所述副邊整流電路的輸入端與所述副邊線圈耦接；輸出濾波電路，包括輸出電感和輸出電容，所述輸出濾波電路耦接於所述副邊整流電路的輸出端與一負載之間；所述控制單元用於通過調整開關頻率使所述PWM半橋電路進入斷續模式，在所述PWM半橋電路工作在所述斷續模式時，所述輸出電感、所述變壓器的激磁電感與所述PWM半橋電路的寄生電容發生振盪，當所述原邊開關橋臂的中點電壓達到谷底或者谷頂時，觸發相對應的所述第一功率開關或所述第二功率開關導通。
本發明通過在輸出電壓從高壓切換到低壓時，快速調整開關頻率使PWM半橋電路更快進入斷續模式(DCM)，進入斷續模式之後，輸出電感、激磁電感會和PWM半橋電路的寄生電容發生持續振盪，當原邊開關 橋臂的中點電壓達到谷底或者谷頂時，相對應地，開通原邊開關橋臂的下管或上管，從而減小開關損耗。此外，在負載進一步減小時控制PWM半橋電路從斷續模式進入脈衝(BURST)模式，可以進一步降低開關損耗。
以下將以實施方式對上述的說明作詳細的描述，並對本發明的技術方案提供更進一步的解釋。
S1:第一功率開關
S2:第二功率開關
SR1:第一同步整流管
SR2:第二同步整流管
SR3:第三同步整流管
SR4:第四同步整流管
Lo:輸出電感
Co:輸出電容
Lk:變壓器漏感
Lm:激磁電感
iLm、iLo、iP、iSR 1和iSR 2:電流
Vds_SR1/2、Vds_SR1、Vds_SR2、Vo_judge和Vds_S1:電壓
此處的附圖被併入說明書中並構成本說明書的一部分，這些附圖示出了符合本發明的實施例，並與說明書一起用於說明本發明實施例的技術方案。第1圖為現有技術的PWM半橋電路的電路圖；第2圖為第1圖的PWM半橋電路在連續模式下的工作波形圖；第3圖為第1圖的PWM半橋電路在斷續模式下的工作波形圖；第4圖為根據本發明第一種優選實施方式的適用於寬範圍輸出電壓的變換器中的PWM半橋電路圖；第5圖為根據本發明第二種優選實施方式的適用於寬範圍輸出電壓的變換器中的PWM半橋電路圖；第6圖為根據本發明第三種優選實施方式的適用於寬範圍輸出電壓的變換器中的PWM半橋電路圖；第7圖為根據本發明第四種優選實施方式的適用於寬範圍輸出電壓的變換器中的PWM半橋電路圖； 第8圖為根據本發明第一種優選實施方式的PWM半橋電路的工作波形圖；第9圖為根據本發明第一種優選實施方式的PWM半橋電路工作於BURST模式的工作波形圖。
以下將以圖式及詳細敘述清楚說明本案之精神，任何所屬技術領域中具有通常知識者在瞭解本案之實施例後，當可由本案所教示之技術，加以改變及修飾，其並不脫離本案之精神與範圍。
本文之用語只為描述特定實施例，而無意為本案之限制。單數形式如“一”、“這”、“此”、“本”以及“該”，如本文所用，同樣也包含複數形式。
關於本文中所使用之『耦接』或『連接』，均可指二或多個元件或裝置相互直接作實體接觸，或是相互間接作實體接觸，亦可指二或多個元件或裝置相互操作或動作。
關於本文中所使用之『包含』、『包括』、『具有』、『含有』等等，均為開放性的用語，即意指包含但不限於。
關於本文中所使用之『及/或』，係包括所述事物的任一或全部組合。
關於本文中所使用之用詞(terms)，除有特別註明外，通常具有每個用詞使用在此領域中、在本案之內 容中與特殊內容中的平常意義。某些用以描述本案之用詞將於下或在此說明書的別處討論，以提供本領域技術人員在有關本案之描述上額外的引導。
針對現有技術中的前述一個或多個技術問題，根據目前的應用中，對變換器功率等級以及低壓輸出時的效率要求，本申請提供了一種可以適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法，其採用PWM半橋電路的拓撲架構，一方面，利用PWM半橋電路的寬範圍調壓能力實現電壓切換功能，另一方面，在低壓輸出時，使PWM半橋電路進入斷續模式，從而提高了變換器低壓輕載輸出時的效率。
在詳細描述本發明的技術方案之前，先介紹一下現有的PWM半橋電路。參見第1圖-第3圖，其中分別示出了現有技術的PWM半橋電路的電路圖以及該PWM半橋電路的連續模式下的工作波形和斷續模式下的工作波形。其中，PWM半橋電路的控制方法為單電壓環定頻控制，如第1圖所示，根據輸出電壓和給定頻率，PWM半橋電路在不同的負載下會工作在連續模式(CCM)或者斷續模式(DCM)，分別如第2圖和第3圖所示。
當PWM半橋電路的原邊電路中的開關工作在硬開關狀態時，其帶來的損耗主要包括兩個方面：1、原邊開關的開通損耗
Figure 110141228-A0305-02-0008-12
(其中Coss為原邊開關寄生電容，Vturn_on為原邊開關之開通電壓，fsw為開關頻率)； 2、原邊開關硬開通會產生較大的階躍響應，造成變壓器的漏感與變壓器的寄生電容以及副邊同步整流管的寄生電容之間產生振盪，該振盪會快速衰減到0，在電路中產生損耗，損耗值可以表示為
Figure 110141228-A0305-02-0009-13
(其中Ceq為變壓器的寄生電容和同步整流管的寄生電容折算到變壓器原邊的等效電容)。
當PWM半橋電路工作在CCM模式時，如第2圖所示，原邊開關工作在硬開關狀態，原邊開關的開通電壓為Vin/2，因此會產生很大的損耗；當PWM半橋電路工作在DCM模式時，在原邊開關開通前，原邊開關S1兩端電壓會產生振盪，如第3圖所示，現有的定頻控制導致原邊開關的開通時刻是不可控的，當原邊開關S1恰好在谷頂開通時，開通電壓大於Vin/2，損耗會更大。
以下將結合具體實施例描述本發明的技術方案。具體地，該變換器包括PWM半橋電路和控制單元。
再參見第4圖，該PWM半橋電路包括：原邊電路，包括由第一功率開關S1和第二功率開關S2串聯組成的原邊開關橋臂；變壓器，包括原邊線圈和副邊線圈，該原邊線圈的兩端與該原邊電路的輸出端耦接；副邊整流電路，包括至少兩個同步整流管，即同步整流管SR1和同步整流管SR2，該副邊整流電路的輸入端與該副邊線圈耦接；以及輸出濾波電路，包括輸出電感Lo和輸出電 容Co，該輸出濾波電路耦接于該副邊整流電路的輸出端與一負載(圖未繪示)之間。
可以理解的是，該輸出電感Lo與該變壓器可以是集成在一起的，即集成於同一磁性元件，以減小PWM半橋電路中磁性元件的總體積，提高變換器的功率密度；當然，也可以是分立的，本申請不以此為限。
進一步，該控制方法包括以下步驟：通過調整開關頻率fsw使該PWM半橋電路進入斷續模式，例如通過降低開關頻率fsw使該PWM半橋電路進入斷續模式；該PWM半橋電路進入斷續模式後，該輸出電感Lo、該變壓器的激磁電感Lm與該PWM半橋電路的寄生電容發生振盪，當該原邊開關橋臂的中點電壓達到谷底或者谷頂時，觸發相對應的該第一功率開關S1或該第二功率開關S2導通。其中，在本實施例中，原邊開關橋臂的中點為第一功率開關S1與第二功率開關S2連接的節點。該PWM半橋電路的寄生電容為該第一功率開關S1、該第二功率開關S2、該同步整流管以及該變壓器的共同的寄生電容等效而成，可以等效為原邊開關橋臂的中點對地的寄生電容。
可以理解的是，開關頻率fsw越低，PWM半橋電路越容易進入DCM模式，因此，當輸出從高壓切換到低壓時，通過快速調整開關頻率fsw使PWM半橋電路更快進入DCM模式，例如通過快速降低開關頻率fsw使PWM半橋電路更快進入DCM模式，進入DCM模式之 後，在第一功率開關S1與第二功率開關S2的開關狀態切換區間內，即第一功率開關S1與第二功率開關S2的死區時間內，輸出電感Lo、變壓器的激磁電感Lm會和PWM半橋電路的該寄生電容發生振盪，具體的，在第二功率開關S2關斷到第一功率開關S1開通的這段死區時間內，當原邊開關橋臂的中點電壓振盪到谷底時，開通原邊開關橋臂的下管，即第一功率開關S1；在第一功率開關S1關斷到第二功率開關S2開通的這段死區時間內，當原邊開關橋臂的中點電壓振盪到谷頂時，開通原邊開關橋臂的上管，即第二功率開關S2，從而減小開關損耗。
優選地，參見第4圖，原邊電路還包括由第一電容和第二電容串聯組成的電容橋臂，該變壓器的原邊線圈的一端與該電容橋臂的中點耦接，其中，電容橋臂的中點為第一電容與第二電容的連接節點，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。本發明的PWM半橋電路不限於第4圖中的結構。例如，參見第5圖-第6圖，原邊電路還可包括與原邊電路的正輸入端或者負輸入端連接的一個電容，即該電容的一端與原邊電路的正輸入端或負輸入端電性耦接，該電容的另一端與該變壓器的原邊線圈的其中一端電性耦接，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點電性耦接。可以理解的是，該電容還可以串接在原邊電路的其他位置，例如在原邊線圈的另一端與原邊開關橋臂的中點之間串聯該電容，然而本發明不限於此。
優選地，副邊整流電路可以為全波整流電路或者全橋整流電路。如第4圖-第6圖所示，變壓器的副邊線圈採用中心抽頭的結構時，即該變壓器的副邊線圈包括第一端、第二端和公共端，該副邊整流電路包括第一同步整流管SR1和第二同步整流管SR2，其中，該第一同步整流管SR1的一端和該第二同步整流管SR2的一端分別與該副邊線圈的該第一端和該第二端相連接，該第一同步整流管SR1的另一端和該第二同步整流管SR2的另一端同時與該輸出電容Co的負端相連接，該輸出電感Lo的兩端分別與該副邊線圈的該公共端以及該輸出電容Co的正端相連接。
如第7圖所示，副邊整流電路採用全橋結構時，該變壓器的副邊線圈包括第一端和第二端，該副邊整流電路包括第一至第四同步整流管SR1-SR4，其中，該第一同步整流管SR1和該第二同步整流管SR2串聯形成副邊第一橋臂，該第三同步整流管SR3和該第四同步整流管SR4串聯形成副邊第二橋臂，該副邊線圈的該第一端和該第二端分別與該副邊第一橋臂的中點以及該副邊第二橋臂的中點相連接，該輸出電容Co通過該輸出電感Lo並聯連接于該副邊第一橋臂和該副邊第二橋臂的兩端。
根據本發明又一種優選實施方式，該第一功率開關S1與該原邊電路的負輸入端連接，該第二功率開關S2與該原邊電路的正輸入端連接，在該第二功率開關S2關斷到該第一功率開關S1開通的這段死區時間內，當該原 邊開關橋臂的中點電壓達到谷底時，觸發該第一功率開關S1導通；在該第一功率開關S1關斷到該第二功率開關S2開通的這段死區時間內，當該原邊開關橋臂的中點電壓達到谷頂時，觸發該第二功率開關S2導通。
為了進一步降低開關頻率，當該原邊開關橋臂的中點電壓處於第m個谷底時，觸發該第一功率開關S1導通；當該原邊開關橋臂的中點電壓處於第m個谷頂時，觸發該第二功率開關S2導通，其中，m為大於或等於1的整數。在本實施例中，m取值的大小可以根據負載的大小變化，一般而言，負載越小，m的取值越大，負載越大，m的取值越小。
優選地，在第4圖-第6圖所示的實施例中，在該第一功率開關S1和該第二功率開關S2的開關狀態切換區間內，即兩個功率開關的死區時間內，檢測該第一同步整流管SR1上的電流以及該第二同步整流管SR2上的電流，並根據同步整流管上的電流，控制相對應的同步整流管關斷或維持導通。在本實施例中，在該第一功率開關S1關斷到該第二功率開關S2開通的這段死區時間內，該第一同步整流管SR1上的電流線性下降，當該電流降為0時，關斷該第一同步整流管SR1，保持該第二同步整流管SR2處於導通狀態，使得該輸出電感Lo、該變壓器的激磁電感Lm與該PWM半橋電路的寄生電容形成持續振盪；在該第二功率開關S2關斷到該第一功率開關S1開通的這段死區時間內，該第二同步整流管SR2上的電流 線性下降，當該電流降為0時，關斷該第二同步整流管SR2，保持該第一同步整流管SR1處於導通狀態，使得該輸出電感Lo、該變壓器的激磁電感Lm與該PWM半橋電路的寄生電容形成持續振盪。
具體地，參見第8圖，左邊部分為PWM半橋電路高壓重載輸出的工作波形，此時PWM半橋電路工作在CCM模式，同時設定一個較高的開關頻率fsw以減小輸出電流紋波，從而減小輸出電感的尺寸以及損耗。第8圖的右半部分為PWM半橋電路低壓輕載輸出時的工作波形，低壓輸出時系統所需要的電流也較小，因此開關損耗的占比變大，此時需要快速降頻進入斷續模式，以實現原邊開關的谷底導通，減小開關損耗。
下面結合第8圖通過示例進一步詳細描述本發明的PWM半橋電路工作于斷續模式下的谷底控制。
[t0-t1]階段：
t0時刻，第一功率開關S1關斷，S1承受的電壓Vds_S1由0V變為Vin/2(其中Vin為輸入電壓)；原邊電流ip由峰值電流ip_pk變為0A；激磁電感Lm的電流iLm保持峰值電流iLm_pk不變；第二同步整流管SR2承受的電壓Vds_SR2由Vin/n(其中n為變壓器原副邊的匝比)變為0，SR2開通，此時第一同步整流管SR1處於開通狀態，輸出電感Lo上的電流iLo、第一同步整流管SR1上的電流iSR1和第二同步整流管SR2上的電 流iSR2線性下降，直到t1時刻，第一同步整流管SR1上的電流iSR1降到0，iSR2和iLo降到n*iLm_pk。
[t1-t2]階段：
t1時刻，第一同步整流管SR1上的電流iSR1降到0，第二同步整流管SR2上的電流iSR2和輸出電感Lo上的電流iLo降到n*iLm_pk，控制第一同步整流管SR1關斷，並且保持第二同步整流管SR2處於導通狀態，輸出電感Lo、變壓器的激磁電感Lm與該PWM半橋電路的寄生電容形成振盪；第一功率開關S1承受的電壓Vds_S1以
Figure 110141228-A0305-02-0015-1
為平衡點，
Figure 110141228-A0305-02-0015-2
為振幅進行振盪；第一同步整流管SR1承受的電壓Vds_SR1以
Figure 110141228-A0305-02-0015-3
為平衡點，
Figure 110141228-A0305-02-0015-4
為振幅進行振盪；輸出電感的電流iLo以一線性下降的電流為平衡點，以另一特定的振幅振盪；且三者的振盪週期相同，均等於
Figure 110141228-A0305-02-0015-6
(其中CEQ為該PWM半橋電路的寄生電容)。直到t2時刻，第一功率開關S1所承受的電壓Vds_S1處於振盪的谷頂，相應的，第二功率開關S2承受的電壓處於振盪的谷底。可以理解的是，為了進一步降低開關頻率fsw，提升輕載效率，t2時刻可以選擇在第m個谷頂，其中，m的取值與負載大小以及開關頻率fsw有關。
[t2-t3]階段：
t2時刻，第一功率開關S1所承受的電壓Vds_S1處於振盪的谷頂，此時開通第二功率開關S2，可以實現第二功率開關S2的谷底開通；與此同時，原邊電流ip和激磁電感電流iLm線性下降，輸出電感電流iLo線性上升，直到t3時刻，原邊電流ip達到負峰值電流-ip_pk。
[t3-t4]階段：
t3時刻，原邊電流ip達到負峰值，此時關斷第二功率開關S2，第一功率開關S1承受的電壓Vds_S1由Vin變為Vin/2；原邊電流ip由負峰值電流-ip_pk變為0A；激磁電感Lm的電流iLm保持負峰值電流-iLm_pk不變；第一同步整流管SR1承受的電壓Vds_SR1由Vin/n變為0，第一同步整流管SR1開通，此時第二同步整流管SR2處於持續導通狀態，輸出電感Lo上的電流iLo、第一同步整流管SR1上的電流iSR1和第二同步整流管SR2上的電流iSR2線性下降，直到t4時刻，iSR2降到0，iSR1和iLo降到n*iLm_pk。
[t4-t5]階段：
t4時刻，第二同步整流管SR2上的電流iSR2降到0，第一同步整流管SR1上的電流iSR1和輸出電感Lo上的電流iLo降到n*iLm_pk，控制第二同步整流管SR2關斷，並且保持第一同步整流管SR1處於導通狀態，輸出電感Lo和變壓器激磁電感Lm與PWM半橋電路的寄生電容形成振盪；第一功率開關S1承受的電 壓Vds_S1以
Figure 110141228-A0305-02-0017-7
為平衡點，
Figure 110141228-A0305-02-0017-8
為振幅進行振盪；第二同步整流管SR2承受的電壓Vds_SR2以
Figure 110141228-A0305-02-0017-9
為平衡點，
Figure 110141228-A0305-02-0017-10
為振幅進行振盪；輸出電感Lo的電流iLo以一線性下降的電流為平衡點，以另一特定振幅振盪；且三者的振盪週期相同等於
Figure 110141228-A0305-02-0017-11
；直到t5時刻，第一功率開關S1所承受的電壓Vds_S1處於振盪的谷底。同樣當負載減小時，可以通過增加t4-t5這段時間內的谷底數來進行快速的降頻，從而減小開關損耗，提高輕載效率。
[t5-t6]階段：
t5時刻，第一功率開關S1所承受的電壓Vds_S1處於振盪的谷底，此時開通第一功率開關S1，可以實現第一功率開關S1的谷底開通；與此同時，原邊電流ip、激磁電感的電流iLm和輸出電感的電流iLo均線性上升，直到t6時刻，原邊電流ip達到峰值，關斷第一功率開關S1，此後重複之前的過程。
根據本發明又一種優選實施方式，進一步提供一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器的控制方法，其中，當負載進一步減小時，該PWM半橋電路會從該斷續模式進入BURST模式，每個BURST週期包括脈衝使能區間 (Burst ON)和脈衝關閉區間(Burst OFF)，在該脈衝使能區間內，該PWM半橋電路工作在前述的斷續模式；在該脈衝關閉區間內，關閉所有脈衝信號，即關閉原邊電路以及副邊整流電路的驅動信號，使該PWM半橋電路停止工作。
進一步，在每一個該脈衝使能區間(Burst ON)，對第一個開關週期進行處理，例如縮短第一個開關週期，以使激磁電感的電流iLm和輸出電感的電流iLo接入預定軌跡，對最後一個開關週期進行處理，例如縮短最後一個開關週期，以使該激磁電感的電流iLm為零後關閉原邊電路的脈衝信號，從而避免損耗以及振盪。對於Burst ON時其餘的開關週期，則可以保持恒定的開關頻率和占空比。可以理解的是，該預定軌跡為前述斷續模式中激磁電感的電流和輸出電感的電流的軌跡。
優選地，固定該脈衝使能區間中的該開關週期的數量，根據負載的大小調節該脈衝使能區間和該脈衝關閉區間交替變換的頻率，即根據負載的大小調節Burst頻率，負載越大，頻率越高，負載越小，頻率越低。可替換地，保持該脈衝使能區間和該脈衝關閉區間交替變換的頻率固定，即固定Burst頻率，根據負載的大小調節該脈衝使能區間內的該開關週期的數量，負載越大，數量越多，負載越小，數量越少。
下面以變壓器的副邊線圈採用中心抽頭的結構為例，具體控制過程如第9圖所示，其中：
[t0-t1]階段：
t0時刻，進入Burst ON，第一功率開關S1開通，第一功率開關S1所承受的電壓Vds_S1由Vin/2變為0，第一同步整流管SR1所承受的電壓Vds_SR1由Vo變為0，第一同步整流管SR1開通，與此同時，第二同步整流管SR2所承受的電壓Vds_SR2由Vo變為Vin/n，原邊電流ip、激磁電感的電流iLm以及輸出電感的電流iLo從零開始線性上升，直到t1時刻，激磁電感的電流iLm達到峰值，由於激磁電感的電流iLm無法檢測，所以這段時間可以通過控制晶片計算得到。
[t1-t6]階段：
t1時刻，第一功率開關S1關斷，後面t1-t6這段時間的工作過程與第8圖中t0-t5的工作過程相同，這裡就不過多贅述。這段時間內保持開關頻率和導通時間恒定，直到t6時刻進入當前Burst ON狀態的最後一個開關週期。
[t6-t7]階段：
t6時刻，進入當前Burst ON狀態的最後一個開關週期，開通第一功率開關S1，原邊電流ip、激磁電感的電流iLm以及輸出電感的電流iLo線性上升，直到t7時刻，激磁電感的電流iLm從負向達到0，同樣t6-t7可以通過計算得到。
[t7-t8]階段：
t7時刻，第一功率開關S1關斷，S1所承受的電壓Vds_S1由0變為Vin/2，第二同步整流管SR2所承受的電壓Vds_SR2由Vin/n變為0，第二同步整流管SR2開通，此時第一同步整流管SR1處於持續導通狀態，原邊電流ip和激磁電感的電流iLm保持在0不變，輸出電感的電流iLo線性下降，直到t8時刻，輸出電感的電流iLo下降到0。
[t8-t9]階段：
t8時刻，輸出電感的電流iLo下降到0，第一功率開關S1和第二功率開關S2以及同步整流管SR1和SR2均關斷，第一功率開關S1和第二功率開關S2承受的電壓均為Vin/2，同步整流管SR1和SR2所承受的電壓由0變為Vo，進入Burst OFF狀態，直到t9時刻重新進入Burst ON的狀態，此後重複之前的過程。
可以理解的是，對於Burst ON過程中第一個和最後一個開關週期並不一定都對應第一功率開關S1，同樣可以為第二功率開關S2，工作方式是相同的。
根據本發明又一種優選實施方式，第9圖中的控制方式同樣可以用在第7圖所示的副邊為全橋整流電路的PWM半橋電路中，其中，第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3同步工作，第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4同步工作：第一功率開關S1關斷後，控制第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3開通，保持第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4導通， 第一同步整流管SR1上的電流iSR1，第二同步整流管SR2上的電流iSR2，第三同步整流管SR3上的電流iSR3和第四同步整流管SR4上的電流iSR4均線性下降，直到iSR2和iSR4降到0，控制第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4關斷，並保持第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3處於導通狀態，使得輸出電感Lo和變壓器激磁電感Lm與PWM半橋電路的寄生電容形成振盪，當第一功率開關S1所承受的電壓Vds_S1處於振盪的第m個谷頂時，開通第二功率開關S2；同樣，第二功率開關S2關斷後，控制第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4開通，保持第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3導通，第一同步整流管SR1上的電流iSR1，第二同步整流管SR2上的電流iSR2，第三同步整流管SR3上的電流iSR3和第四同步整流管SR4上的電流iSR4線性下降，直到iSR1和iSR3降到0，控制第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3關斷，並保持第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4處於導通狀態，使得輸出電感Lo和變壓器激磁電感Lm與PWM半橋電路的寄生電容形成振盪，當第一功率開關S1所承受的電壓Vds_S1處於振盪的第m個谷底時，開通第一功率開關S1。
根據本發明又一種優選實施方式，本發明還提供一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器。該變換器包括PWM半橋電路以及控制單元。其中，該PWM半橋電路包括：原邊電路，包括由第一功率開關S1和第二功率開 關S2串聯組成的原邊開關橋臂；變壓器，包括原邊線圈和副邊線圈，該原邊線圈與該原邊電路的輸出端耦接；副邊整流電路，包括至少兩個同步整流管，該副邊整流電路的輸入端與該副邊線圈耦接；輸出濾波電路，包括輸出電感和輸出電容，該輸出濾波電路耦接于該副邊整流電路的輸出端與一負載之間。控制單元與PWM半橋電路耦接(例如，通過有線方式或者無線方式實現通訊連接)，其中，控制單元用於通過調整開關頻率(例如降低開關頻率)使該PWM半橋電路進入斷續模式，進入斷續模式後，該輸出電感、該變壓器的激磁電感與該PWM半橋電路的寄生電容發生振盪，當該原邊開關橋臂的中點電壓達到谷底或者谷頂時，觸發相對應的該第一功率開關S1或該第二功率開關S2導通。其中，該寄生電容為該同步整流管、該第一功率開關S1、該第二功率開關S2以及該變壓器共同的等效寄生電容，可以等效為原邊開關橋臂的中點對地的寄生電容。
優選地，如第4圖所示，該第一功率開關S1與該原邊電路的負輸入端連接，該第二功率開關S2與該原邊電路的正輸入端連接，在該第二功率開關S2關斷到該第一功率開關S1開通的這段死區時間內，當該原邊開關橋臂的中點電壓達到谷底時，控制單元觸發該第一功率開關S1導通；在該第一功率開關S1關斷到該第二功率開關S2開通的這段死區時間內，當該原邊開關橋臂的中點電壓達到谷頂時，控制單元觸發該第二功率開關S2導通。
為了進一步降低開關頻率，提高輕載時的效率，在該第二功率開關S2關斷到該第一功率開關S1開通的這段死區時間內，當該原邊開關橋臂的中點電壓處於第m個谷底時，控制單元觸發該第一功率開關S1導通；在該第一功率開關S1關斷到該第二功率開關S2開通的這段死區時間內，當該原邊開關橋臂的中點電壓處於第m個谷頂時，控制單元觸發該第二功率開關S2導通，其中，m為大於或等於1的整數。
優選地，該控制單元根據該負載的大小確定m的取值，當該負載減小時，增大m的取值，當該負載增大時，減小m的取值。
優選地，當該副邊整流電路為全波整流電路時，如第4圖-第6圖所示，該變壓器的副邊線圈為中心抽頭結構，包括第一端，第二端和公共端，該副邊整流電路包括第一同步整流管SR1和第二同步整流管SR2，該第一同步整流管SR1的一端和該第二同步整流管SR2的一端分別與該副邊線圈的該第一端和該第二端相連接，該第一同步整流管SR1的另一端和該第二同步整流管SR2的另一端同時與該輸出電容Co的負端相連接，該輸出電感Lo的兩端分別與該副邊線圈的該公共端以及該輸出電容Co的正端相連接。
進一步，在本實施例中，該變換器還包括電流檢測單元，該電流檢測單元用於檢測該第一同步整流管SR1上的電流以及該第二同步整流管SR2上的電流，並將檢 測結果發送給該控制單元。在該第一功率開關S1關斷到該第二功率開關S2開通的這段死區時間內，該第一同步整流管SR1上的電流線性下降，當該電流降為0時，該控制單元控制該第一同步整流管SR1關斷，並保持該第二同步整流管SR2持續導通，使得該輸出電感Lo、該變壓器的激磁電感Lm與該PWM半橋電路的寄生電容形成持續振盪；在該第二功率開關S2關斷到該第一功率開關S1開通的這段死區時間內，該第二同步整流管SR2上的電流線性下降，當該電流降為0時，該控制單元控制該第二同步整流管SR2關斷，並保持該第一同步整流管SR1持續導通，使得該輸出電感Lo、該變壓器的激磁電感Lm與該PWM半橋電路的寄生電容形成持續振盪。
優選地，當該副邊整流電路為全橋整流電路時，如第7圖所示，該變壓器的副邊線圈包括第一端和第二端，該副邊整流電路包括第一至第四同步整流管SR1-SR4，該第一同步整流管SR1和該第二同步整流管SR2串聯形成副邊第一橋臂，該第三同步整流管SR3和該第四同步整流管SR4串聯形成副邊第二橋臂，該副邊線圈的該第一端和該第二端分別與該副邊第一橋臂的中點以及該副邊第二橋臂的中點相連接，該輸出電容Co通過該輸出電感Lo並聯于該副邊第一橋臂和該副邊第二橋臂的兩端。
進一步，在本實施例中，該變換器還包括電流檢測單元，該電流檢測單元用於檢測該第一同步整流管SR1，該第二同步整流管SR2，該第三同步整流管SR3以及該 第四同步整流管SR4上的電流，並將檢測結果發送給該控制單元。該控制單元用於控制該第一同步整流管SR1和該第三同步整流管SR3同步工作，控制該第二同步整流管SR2和該第四同步整流管SR4同步工作；並且，在該第一功率開關S1關斷後，控制該第一同步整流管SR1和該第三同步整流管SR3開通，保持該第二同步整流管SR2和該第四同步整流管SR4導通，該第一同步整流管SR1上的電流iSR1，第二同步整流管SR2上的電流iSR2，第三同步整流管SR3上的電流iSR3和第四同步整流管SR4上的電流iSR4線性下降，直到iSR2和iSR4降到0，控制該第二同步整流管SR2和該第四同步整流管SR4關斷，並保持該第一同步整流管SR1和該第三同步整流管SR3處於導通狀態，使得輸出電感Lo和變壓器激磁電感Lm與PWM半橋電路的寄生電容形成振盪，當第一功率開關S1所承受的電壓Vds_S1處於振盪的第m個谷頂時，開通第二功率開關S2；當第二功率開關S2關斷後，控制第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4開通，保持第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3導通，第一同步整流管SR1上的電流iSR1，第二同步整流管SR2上的電流iSR2，第三同步整流管SR3上的電流iSR3和第四同步整流管SR4上的電流iSR4線性下降，直到iSR1和iSR3降到0，控制第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3關斷，並保持第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4處於導通狀態，使得輸出電感Lo和變壓器激 磁電感Lm與PWM半橋電路的寄生電容形成振盪，當第一功率開關S1所承受的電壓Vds_S1處於振盪的第m個谷底時，開通第一功率開關S1。其中，m為大於或等於1的整數。
根據本發明又一種優選實施方式，該控制單元用於在負載進一步減小時，控制該PWM半橋電路從該斷續模式進入BURST模式，每個BURST週期包括脈衝使能區間和脈衝關閉區間，在該脈衝使能區間內，該PWM半橋電路工作在該斷續模式；在該脈衝關閉區間內，關閉所有脈衝信號，使該PWM半橋電路停止工作。
優選地，在每一個該脈衝使能區間(Burst ON)，控制單元對第一個開關週期進行處理，使激磁電感的電流和輸出電感的電流接入預定軌跡；且對最後一個開關週期進行處理，使該激磁電感的電流為零後關閉脈衝信號，從而避免損耗以及振盪。可以理解的是，該預定軌跡為上述斷續模式中激磁電感的電流和輸出電感的電流的軌跡。
優選地，控制單元用於固定該脈衝使能區間中的該開關週期的數量，且根據負載的大小調節該脈衝使能區間和該脈衝關閉區間交替變換的頻率，負載越大，頻率越高。
優選地，控制單元用於保持脈衝使能區間和脈衝關閉區間交替變換的頻率固定，且根據負載的大小調節該脈衝使能區間中的該開關週期的數量，負載越大，數量越多。
優選地，該原邊電路還包括由第一電容和第二電容串聯組成的電容橋臂，如第4圖所示，該變壓器的原邊線圈的一端與該電容橋臂的中點耦接，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。此外，對於原邊電路的具體結構，也可以是如第5圖，第6圖所示的實施方式，本發明不以此為限。
本發明通過在變換器的輸出電壓從高壓切換到低壓時，快速調整開關頻率(例如降低開關頻率)使PWM半橋電路更快進入斷續模式(DCM)，進入斷續模式之後，輸出電感、變壓器的激磁電感會和PWM半橋電路的寄生電容發生持續振盪，當原邊開關橋臂中點電壓達到谷底或者谷頂時，對應的，開通原邊開關橋臂的下管或上管，從而減小開關損耗。此外，在負載進一步減小時，控制該PWM半橋電路從該斷續模式進入BURST模式。
雖然本案以實施例揭露如上，然其並非用以限定本案，任何熟習此技藝者，在不脫離本案之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本案之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
iLm、iLo、iP、iSR 1和iSR 2:電流
Vo_judge、Vds_SR1、Vds_SR2和Vds_S1:電壓

Claims (28)

  1. 一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器的控制方法，其中該變換器包括PWM半橋電路，該PWM半橋電路包括：原邊電路，包括由第一功率開關和第二功率開關串聯組成的原邊開關橋臂；變壓器，包括原邊線圈和副邊線圈，該原邊線圈與該原邊電路耦接；副邊整流電路，包括至少兩個同步整流管，該副邊整流電路的輸入端與該副邊線圈耦接；以及輸出濾波電路，包括輸出電感和輸出電容，該輸出濾波電路耦接於該副邊整流電路的輸出端與一負載之間；該控制方法包括：通過調整開關頻率使該PWM半橋電路進入斷續模式，在該PWM半橋電路工作在該斷續模式時，該輸出電感、該變壓器的激磁電感與該PWM半橋電路的寄生電容發生振盪，當該原邊開關橋臂的中點電壓達到谷底或者谷頂時，觸發相對應的該第一功率開關或該第二功率開關導通。
  2. 如請求項1所述的控制方法，其中該第一功率開關與該原邊電路的負輸入端連接，該第二功率開關與該原邊電路的正輸入端連接；在該第二功率開關關斷 到該第一功率開關開通的死區時間內，當該原邊開關橋臂的中點電壓達到谷底時，觸發該第一功率開關導通；在該第一功率開關關斷到該第二功率開關開通的死區時間內，當該原邊開關橋臂的中點電壓達到谷頂時，觸發該第二功率開關導通。
  3. 如請求項2所述的控制方法，其中當該原邊開關橋臂的中點電壓處於第m個谷底時，觸發該第一功率開關導通；當該原邊開關橋臂的中點電壓處於第m個谷頂時，觸發該第二功率開關導通，其中，m為大於或等於1的整數。
  4. 如請求項3所述的控制方法，其中根據該負載的大小確定該m的取值，當該負載減小時，增大該m的取值；當該負載增大時，減小該m的取值。
  5. 如請求項1所述的控制方法，其中該變壓器的所述副邊線圈為中心抽頭結構，包括第一端，第二端和公共端，該副邊整流電路包括第一同步整流管和第二同步整流管，該第一同步整流管的一端和該第二同步整流管的一端分別與該副邊線圈的該第一端和該第二端相連接，該第一同步整流管的另一端和該第二同步整流管的另一端同時與該輸出電容的一端相連接，該輸出電感的兩端分別與該副邊線圈的該公共端和該輸出電容的另一端相連接。
  6. 如請求項5所述的控制方法，其中還包括：在該第一功率開關和該第二功率開關的開關狀態切換區間內，檢測該第一同步整流管上的電流以及該第二同步整流管上的電流；在該第一功率開關關斷到該第二功率開關開通的死區時間內，當該第一同步整流管上的電流降為0時，關斷該第一同步整流管，保持該第二同步整流管處於導通狀態，使得該輸出電感、該變壓器的激磁電感與該寄生電容形成持續振盪；在該第二功率開關關斷到該第一功率開關開通的死區時間內，當該第二同步整流管上的電流降為0時，關斷該第二同步整流管，保持該第一同步整流管處於導通狀態，使得該輸出電感、該變壓器的激磁電感與該寄生電容形成持續振盪。
  7. 如請求項1所述的控制方法，其中該變壓器的所述副邊線圈包括第一端和第二端，該副邊整流電路包括第一至第四同步整流管，該第一同步整流管和該第二同步整流管串聯形成副邊第一橋臂，該第三同步整流管和該第四同步整流管串聯形成副邊第二橋臂，該副邊線圈的該第一端和該第二端分別與該副邊第一橋臂和該副邊第二橋臂的中點相連接，該輸出電容通過該輸出電感並聯於 該副邊第一橋臂和該副邊第二橋臂的兩端。
  8. 如請求項7所述的控制方法，其中還包括：控制該第一同步整流管和該第三同步整流管同步工作，控制該第二同步整流管和該第四同步整流管同步工作；在該第一功率開關關斷到該第二功率開關開通的死區時間內，當該第二同步整流管和該第四同步整流管上的電流降為0時，關斷該第二同步整流管和該第四同步整流管，保持該第一同步整流管和該第三同步整流管處於導通狀態，使得該輸出電感、該變壓器的激磁電感與該寄生電容形成持續振盪；在該第二功率開關關斷到該第一功率開關開通的死區時間內，當該第一同步整流管和該第三同步整流管上的電流降為0時，關斷該第一同步整流管和該第三同步整流管，保持該第二同步整流管和該第四同步整流管處於導通狀態，使得該輸出電感、該變壓器的激磁電感與該寄生電容形成持續振盪。
  9. 如請求項1所述的控制方法，其中還包括：當該負載進一步減小時，控制該PWM半橋電路從該斷續模式進入脈衝(BURST)模式，每個脈衝(BURST)週期包括脈衝使能區間和脈衝關閉區間，在該脈衝使能區 間內，該PWM半橋電路工作在該斷續模式；在該脈衝關閉區間內，關閉所有脈衝信號，該PWM半橋電路停止工作。
  10. 如請求項9所述的控制方法，其中在每一個該脈衝使能區間，對第一個開關週期進行處理，使該激磁電感的電流和該輸出電感的電流接入預定軌跡；對最後一個開關週期進行處理，使該激磁電感的電流為零後關閉該原邊電路的脈衝信號。
  11. 如請求項10所述的控制方法，其中該預定軌跡為該斷續模式中該激磁電感的電流和該輸出電感的電流的軌跡。
  12. 如請求項9所述的控制方法，其中固定該脈衝使能區間中的該開關週期的數量，根據所述負載的大小調節該脈衝使能區間和該脈衝關閉區間交替變換的頻率，所述負載越大，頻率越高。
  13. 如請求項9所述的控制方法，其中保持該脈衝使能區間和該脈衝關閉區間交替變換的頻率固定，根據所述負載的大小調節該脈衝使能區間中的該開關週期的數量，所述負載越大，數量越多。
  14. 如請求項1所述的控制方法，其中該原邊電路還包括由第一電容和第二電容串聯組成的電容橋臂，該變壓器的原邊線圈的一端與該電容橋臂的中點耦接，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。
  15. 如請求項1所述的控制方法，其中該原邊電路還包括一電容，該電容的一端與該原邊電路的正輸入端或者負輸入端耦接，該電容的另一端與該原邊線圈的一端耦接，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。
  16. 一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器，其中該變換器包括PWM半橋電路和控制單元，該PWM半橋電路包括：原邊電路，包括由第一功率開關和第二功率開關串聯組成的原邊開關橋臂；變壓器，包括原邊線圈和副邊線圈，該原邊線圈與該原邊電路耦接；副邊整流電路，包括至少兩個同步整流管，該副邊整流電路的輸入端與該副邊線圈耦接；輸出濾波電路，包括輸出電感和輸出電容，該輸出濾波電路耦接於該副邊整流電路的輸出端與一負載之間；該控制單元用於通過調整開關頻率使該PWM半橋電路進入斷續模式，在該PWM半橋電路工作在該斷續模式 時，該輸出電感、該變壓器的激磁電感與該PWM半橋電路的寄生電容發生振盪，當該原邊開關橋臂的中點電壓達到谷底或者谷頂時，觸發相對應的該第一功率開關或該第二功率開關導通。
  17. 如請求項16所述的變換器，其中該第一功率開關與該原邊電路的負輸入端連接，該第二功率開關與該原邊電路的正輸入端連接；在該第二功率開關關斷到該第一功率開關開通的死區時間內，當該原邊開關橋臂的中點電壓達到谷底時，該控制單元觸發該第一功率開關導通；在該第一功率開關關斷到該第二功率開關開通的死區時間內，當該原邊開關橋臂的中點電壓達到谷頂時，該控制單元觸發該第二功率開關導通。
  18. 如請求項17所述的變換器，其中當該原邊開關橋臂的中點電壓處於第m個谷底時，該控制單元觸發該第一功率開關導通；當該原邊開關橋臂的中點電壓處於第m個谷頂時，該控制單元觸發該第二功率開關導通，其中，m為大於或等於1的整數。
  19. 如請求項18所述的變換器，其中該控制單元根據該負載的大小確定該m的取值，當該負載減小時，增大該m的取值，當該負載增大時，減小該m的取值。
  20. 如請求項16所述的變換器，其中該變壓器的所述副邊線圈為中心抽頭結構，包括第一端，第二端和公共端，該副邊整流電路包括第一同步整流管和第二同步整流管，該第一同步整流管的一端和該第二同步整流管的一端分別與該副邊線圈的該第一端和該第二端相連接，該第一同步整流管的另一端和該第二同步整流管的另一端同時與該輸出電容的一端相連接，該輸出電感的兩端分別與該副邊線圈的該公共端和該輸出電容的另一端相連接。
  21. 如請求項20所述的變換器，其中還包括電流檢測單元，該電流檢測單元用於檢測該第一同步整流管上的電流以及該第二同步整流管上的電流，並將檢測結果發送給該控制單元；在該第一功率開關關斷到該第二功率開關開通的死區時間內，當該第一同步整流管上的電流降為0時，該控制單元控制該第一同步整流管關斷，並保持該第二同步整流管持續導通，使得該輸出電感、該激磁電感與該寄生電容形成持續振盪；在該第二功率開關關斷到該第一功率開關開通的死區時間內，當該第二同步整流管上的電流降為0時，該控制單元控制該第二同步整流管關斷，並保持該第一同步整流管持續導通，使得該輸出電感、該激磁電感與該寄生電容形成持續振盪。
  22. 如請求項16所述的變換器，其中該變壓器的所述副邊線圈包括第一端和第二端，該副邊整流電路包括第一至第四同步整流管，該第一同步整流管和該第二同步整流管串聯形成副邊第一橋臂，該第三同步整流管和該第四同步整流管串聯形成副邊第二橋臂，該副邊線圈的該第一端和該第二端分別與該副邊第一橋臂的中點和該副邊第二橋臂的中點相連接，該輸出電容通過該輸出電感並聯於該副邊第一橋臂和該副邊第二橋臂的兩端。
  23. 如請求項22所述的變換器，其中該控制單元用於：控制該第一同步整流管和該第三同步整流管同步工作，控制該第二同步整流管和該第四同步整流管同步工作；並且在該第一功率開關關斷到該第二功率開關開通的死區時間內，當該第二同步整流管和該第四同步整流管上的電流降為0時，關斷該第二同步整流管和該第四同步整流管，保持該第一同步整流管和該第三同步整流管處於導通狀態，使得該輸出電感、該變壓器的激磁電感與該寄生電容形成持續振盪；在該第二功率開關關斷到該第一功率開關開通的死區時間內，當該第一同步整流管和該第三同步整流管上的電流降為0時，關斷該第一同步整流管和該第三同步整流管，保持該第二同步整流管和該第四同步整流管處於導通狀態， 使得該輸出電感、該變壓器的激磁電感與該寄生電容形成持續振盪。
  24. 如請求項16所述的變換器，其中該控制單元用於在所述負載進一步減小時控制該PWM半橋電路從該斷續模式進入脈衝(BURST)模式，每個脈衝(BURST)週期包括脈衝使能區間和脈衝關閉區間，在該脈衝使能區間內，該PWM半橋電路工作在該斷續模式；在該脈衝關閉區間內，關閉所有脈衝信號，該PWM半橋電路停止工作。
  25. 如請求項24所述的變換器，其中在每一個該脈衝使能區間，控制單元對第一個開關週期進行處理，使該激磁電感的電流和該輸出電感的電流接入預定軌跡，且對最後一個開關週期進行處理，使該激磁電感的電流為零後關閉該原邊電路的脈衝信號。
  26. 如請求項16所述的變換器，其中該原邊電路還包括由第一電容和第二電容串聯組成的電容橋臂，該變壓器的原邊線圈的一端與該電容橋臂的中點耦接，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。
  27. 如請求項16所述的變換器，其中該原邊電路還包括一電容，該電容的一端與該原邊電路的正輸 入端或者負輸入端耦接，該電容的另一端與該原邊線圈的一端耦接，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。
  28. 如請求項16所述的變換器，其中該輸出電感與該變壓器集成於一體。
TW110141228A 2021-05-19 2021-11-04 適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法 TWI807472B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110547953.X 2021-05-19
CN202110547953.XA CN115378266A (zh) 2021-05-19 2021-05-19 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW202247587A TW202247587A (zh) 2022-12-01
TWI807472B true TWI807472B (zh) 2023-07-01

Family

ID=84059503

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW110141228A TWI807472B (zh) 2021-05-19 2021-11-04 適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11777408B2 (zh)
CN (1) CN115378266A (zh)
TW (1) TWI807472B (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11658581B1 (en) * 2022-02-15 2023-05-23 Acbel Polytech Inc. Power converter with adjustable output voltage
US20240039412A1 (en) * 2022-07-28 2024-02-01 Murata Manufacturing Co., Ltd. Resonance operation of dc-dc converter using a point-of-load integrated circuit
TWI839138B (zh) * 2023-03-02 2024-04-11 虹原科技股份有限公司 同步整流控制系統
CN116545272B (zh) * 2023-07-06 2023-09-22 广汽埃安新能源汽车股份有限公司 一种直流变换器的控制方法、电子设备和车辆
CN118150965A (zh) * 2024-02-29 2024-06-07 北京交通大学 基于损耗恒定控制的器件栅氧检测系统及方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050041439A1 (en) * 2003-08-21 2005-02-24 Delta Electronics, Inc. Full bridge power converters with zero-voltage switching
TW201702785A (zh) * 2015-07-06 2017-01-16 台達電子工業股份有限公司 功率變換器
TW201717531A (zh) * 2015-09-30 2017-05-16 Murata Manufacturing Co Dc/dc轉換裝置
CN108206631A (zh) * 2016-12-16 2018-06-26 台达电子企业管理（上海）有限公司 功率变换器装置及功率变换器系统

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9287792B2 (en) 2012-08-13 2016-03-15 Flextronics Ap, Llc Control method to reduce switching loss on MOSFET
US9590492B2 (en) * 2014-12-18 2017-03-07 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched-mode power supply
WO2017049179A1 (en) * 2015-09-18 2017-03-23 Murata Manufacturing Co., Ltd. Converters with hold-up operation
US10283512B2 (en) 2016-11-29 2019-05-07 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Semiconductor device and manufacturing method thereof
CN108155799B (zh) 2016-12-06 2020-09-11 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置
CN109768708B (zh) 2017-11-10 2021-04-27 立锜科技股份有限公司 用于返驰式电源供应电路的零电压切换控制电路
CN115378265A (zh) * 2021-05-19 2022-11-22 台达电子企业管理（上海）有限公司 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法
CN113421751B (zh) * 2021-06-18 2023-03-07 台达电子企业管理（上海）有限公司 磁性组件及功率模块

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050041439A1 (en) * 2003-08-21 2005-02-24 Delta Electronics, Inc. Full bridge power converters with zero-voltage switching
TW201702785A (zh) * 2015-07-06 2017-01-16 台達電子工業股份有限公司 功率變換器
TW201717531A (zh) * 2015-09-30 2017-05-16 Murata Manufacturing Co Dc/dc轉換裝置
CN108206631A (zh) * 2016-12-16 2018-06-26 台达电子企业管理（上海）有限公司 功率变换器装置及功率变换器系统

Also Published As

Publication number Publication date
US11777408B2 (en) 2023-10-03
US20220385190A1 (en) 2022-12-01
CN115378266A (zh) 2022-11-22
TW202247587A (zh) 2022-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI807472B (zh) 適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法
US10637363B2 (en) Converters with hold-up operation
US9997988B2 (en) Zero-crossing detection circuit
US11496054B2 (en) High-gain quasi-resonant DC-DC converter based on voltage doubling rectifier circuit
WO2021042773A1 (zh) 一种llc谐振变换器及控制方法
US8837174B2 (en) Switching power-supply apparatus including switching elements having a low threshold voltage
US7405955B2 (en) Switching power supply unit and voltage converting method
CN108964474B (zh) 一种基于llc谐振变换器的三模态整流拓扑结构
US20210194374A1 (en) Switching power supply circuit
US20050195622A1 (en) DC power converter and method of operation for continuous conduction mode
CN111669055B (zh) 电压转换电路及其控制方法
CN110798073A (zh) 一种宽电压范围输出电流馈电变换器
JP2010252553A (ja) 力率改善コンバータ
TWI797813B (zh) 適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法
CN114301300A (zh) 一种宽范围双向谐振式软开关直流变换器及其控制方法
CN114884355A (zh) 功率变换模块
JP2000278943A (ja) スイッチング電源装置
Chu et al. Analysis and design of a current-fed zero-voltage-switching and zero-current-switching CL-resonant push–pull dc–dc converter
CN110445387B (zh) 一种化成分容用电源的拓扑结构和控制方法
CN113676057B (zh) 一种基于二次电流模拟的llc同步整流电路
CN113765358A (zh) 单级交错并联ac-dc谐振变换电路及其控制方法
CN216819713U (zh) 一种宽范围双向谐振式软开关直流变换器
CN107659155B (zh) 双向直流变换器及双向直流变换控制方法
JP2001218457A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN112366947A (zh) 一种高增益llc谐振变换器的控制电路