CN107482923A - 一种dcdc变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DCDC变换器，包括依次串联连接的降压电路和谐振单元，及分别用于控制降压电路和谐振单元的控制器，降压电路用于将输入电压降压以输入至谐振单元的输入端，控制器用于获取谐振单元的输出端电压，并依据输出端电压的目标值控制降压电路的输出电压以及谐振单元的开关频率直至输出端电压达到目标值，和在输出端电压达到目标值后控制谐振单元的开关频率小于或等于谐振频率。由于降压电路的降压范围较宽，可保证谐振单元的开关频率在较长时间内低于谐振频率，因此，克服了现有技术中，开关频率随着目标值的降低而增大的问题，从而降低整流二极管的损耗。此外，本发明还公开一种DCDC变换器的控制方法，效果如上所述。

Description

一种DCDC变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电子技术领域，特别是涉及一种DCDC变换器及其控制方法。

背景技术

随着新能源汽车的快速兴起，电动汽车是未来的主要方向。图1为现有技术提供的一种电动汽车的内部供电结构图。如图1所示，高压蓄电池10分别与逆变器11和DCDC变换器12连接，逆变器11将高压蓄电池10输出的电能转换为交流电输出，DCDC变换器12将电能转换为直流电供蓄电池13及车载用电器14使用。

图2为现有技术提供的一种DCDC变换器的电路图。如图2所示，DCDC变换器12包括boost升压电路120，即L1、D1、Q1、和C1，与boost升压电路120连接的谐振单元121。如图2所示，谐振单元121中包括方波发生器，即开关管Q2和Q3，与方波发生器连接的谐振网络，即C2、L2、L3和T1，与谐振网络连接的整流电路，即D2、D3和C3。具体工作过程为：通过boost升压电路120把输入的电压Vin升高到800V左右，然后通过谐振单元121依次将信号转换为方波信号，滤波、降压和整流，最后输出至蓄电池13。

如蓄电池的额定电压为V1，则在其正常运行时，DCDC变换器12的额定输出电压为V1，在该工况下，开关管Q2和Q3的开关频率不大于谐振网络的谐振频率，因此，能够保证DCDC变换器12高效率工作，且整流二极管D2和D3能够实现零电流关断，从而整体功耗较小。但是在实际工作中，蓄电池13不仅需要工作在其额定电压V1，在其充电过程中还需要其输入电压小于V1，如蓄电池的额定电压为27V，输入电压的变化范围实际应为

16V-27V，因此需要DCDC变换器12输出更小的电压。由于boost升压电路120的作用是升压，其最小输出电压不会低于其输入电压，导致boost升压电路120的电压降低范围很窄。因此，当蓄电池需要较低电压时，根据谐振网络的特性，则需要开关管Q2和Q3的开关频率大于谐振频率，一旦开关频率大于谐振频率，导致DCDC变换器12的工作效率降低，且整流二极管D2和D3无法实现零电流关断，增加了损耗。

由此可见，当DCDC变换器12的负载所需的电压较低时，如何降低损耗是本领域技术人员亟待解决地问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种DCDC变换器，当其负载所需的电压较低时，降低损耗。另外，还提供一种针对该DCDC变换器的控制方法。

为解决上述技术问题，本发明提供一种DCDC变换器，包括依次串联连接的降压电路和谐振单元，及分别用于控制所述降压电路和所述谐振单元的控制器，所述降压电路用于将输入电压降压以输入至所述谐振单元的输入端，所述控制器用于获取所述谐振单元的输出端电压，并依据所述输出端电压的目标值控制所述降压电路的输出电压以及所述谐振单元的开关频率直至所述输出端电压达到所述目标值，和在所述输出端电压达到所述目标值后控制所述谐振单元的开关频率小于或等于谐振频率，其中，所述谐振单元的输出端用于与负载连接。

优选地，所述降压电路为Buck电路，所述控制器控制所述Buck电路中的第一开关管。

优选地，所述控制器包括第一控制模块、第二控制模块和检测模块；

所述第一控制模块，用于依据所述输出端电压的目标值Vout控制所述降压电路的输出电压Vbus降低至Vout/k，其中K为所述谐振单元的增益；

所述第二控制模块，用于依据所述降压电路的输出电压Vbus和所述目标值Vout控制所述谐振单元输出端电压达到所述目标值Vout；

检测模块，用于实时获取所述输出端电压，并在所述输出端电压达到所述目标值Vout时，触发所述第二控制模块以使所述第二控制模块控制所述谐振单元的开关频率小于或等于所述谐振频率。

优选地，所述谐振单元的数量至少为2个，各所述谐振单元的输出端用于分别与多个所述负载连接，所述控制器用于分别采集各所述输出端电压，并依据各所述输出端电压的目标值控制所述降压电路的输出电压以及各所述谐振单元的开关频率直至各所述输出端电压分别达到各自的目标值，和在各所述输出端电压达到所述目标值后控制各所述谐振单元的开关频率小于或等于所述谐振频率。

优选地，所述谐振单元中的谐振网络具体包括第二电容、第三电容、第三电感、第四电感和第二降压变压器；

其中，所述第二电容的第一端与所述谐振单元中的方波发生器的第二开关管的漏极连接，所述第三电容的第二端与所述方波发生器的第三开关管的源极连接，所述第二电容的第二端和所述第三电容的第一端连接，并与所述第三电感的第一端连接，所述第三电感的第二端与所述第四电感的第一端连接，所述第四电感的第二端与所述第二开关管的源极和所述第三开关管的漏极连接，所述第四电感与所述第二降压变压器的初级绕组并联，所述第二降压变压器的次级绕组与所述谐振网络中的整流电路连接。

优选地，所述谐振单元中的谐振网络还包括第四电容；

其中，所述第二开关管的源极和所述第三开关管的漏极通过所述第四电容与所述第四电感的第二端连接。

优选地，所述谐振单元为LLC谐振电路。

为解决上述技术问题，本发明提供一种DCDC变换器的控制方法，所述DCDC变换器包括依次串联连接的降压电路和谐振单元，及分别用于控制所述降压电路和所述谐振单元的控制器，所述控制器获取所述谐振单元的输出端电压，并依据所述输出端电压的目标值控制所述降压电路的输出电压以及所述谐振单元的开关频率直至所述输出端电压达到所述目标值，和在所述输出端电压达到所述目标值后控制所述谐振单元的开关频率小于或等于谐振频率。

优选地，所述降压电路为Buck电路。

优选地，所述控制器的控制方法具体包括：

依据所述输出端电压的目标值Vout控制所述降压电路的输出电压Vbus降低至Vout/k，其中K为所述谐振单元的增益；

依据所述降压电路的输出电压Vbus和所述目标值Vout控制所述谐振单元输出端电压达到所述目标值Vout；

实时获取所述输出端电压，并在所述输出端电压达到所述目标值Vout时，触发所述第二控制模块以使所述第二控制模块控制所述谐振单元的开关频率小于或等于所述谐振频率。

本发明所提供的DCDC变换器，降压电路将电源输入的直流电进行降压，然后传输给谐振单元，谐振单元依据控制器的控制信号将降压后的信号再次转换为负载所需的供电电压。控制器会依据谐振单元输出端电压的目标值，相应地控制降压电路的输出电压以及谐振单元的开关频率直至谐振单元的输出端电压达到目标值，并且在达到目标值之后控制谐振单元的开关频率小于或等于谐振频率。由此可见，本变换器可以根据目标值相适应的控制降压电路的输出电压和谐振单元的开关频率，由于降压电路的降压范围较宽，可以保证谐振单元的开关频率在较长时间内低于谐振频率，因此，克服了现有技术中，开关频率随着目标值的降低而增大的问题，从而保证整流二极管能够实现零电流关断和降低损耗。

此外，本发明还提供一种该DCDC变换器的控制方法，效果如上所述。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术提供的一种电动汽车的内部供电结构图；

图2为现有技术提供的一种DCDC变换器的电路图；

图3为本发明实施例提供的一种DCDC变换器的结构图；

图4为本发明实施例提供的另一种DCDC变换器的结构图；

图5为本发明实施例提供的一种供电电压与开关管的占空比的调节关系示意图；

图6为本发明实施例提供的一种DCDC变换器的应用场景图；

图7为本发明实施例提供的另一种DCDC变换器的结构图；

图8为本发明实施例提供的另一种DCDC变换器的结构图；

图9为本发明实施例提供的一种DCDC变换器的控制方法的流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护范围。

本发明的核心是提供一种DCDC变换器，当负载所需的电压较低时，通过控制降压电路的输出电压和谐振单元的开关频率使得谐振单元的输出端电压满足目标值，在DCDC变换器的输出端电压达到目标值后，谐振单元中的开关管的开关频率小于或等于谐振频率。另外，还提供一种针对该DCDC变换器的控制方法。

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

实施例一

图3为本发明实施例提供的一种DCDC变换器的结构图。如图3所示，包括依次串联连接的降压电路30和谐振单元121，及分别用于控制降压电路30和谐振单元121的控制器31，降压电路30用于将输入电压降压以输入至谐振单元121的输入端，控制器31用于获取谐振单元121的输出端电压，并依据输出端电压的目标值控制降压电路30的输出电压以及谐振单元121的开关频率直至输出端电压达到目标值，和在输出端电压达到目标值后控制谐振单元121的开关频率小于或等于谐振频率，其中，谐振单元121的输出端作为DCDC变换器的输出端用于与负载连接。

DCDC变换器的应用场景非常广泛，例如用在电动汽车上，为了让本领域技术人员更加清楚本发明所提供的DCDC变化器的应用场景，下文中以应用场景为电动汽车为例说明。DCDC变换器用在电动汽车上，则电源可以为高压蓄电池。高压蓄电池输出高压直流电，车上的各个负载，例如低压蓄电池或者车载用电器均需要通过DCDC变化器将高压直流电转换为低压直流电才可以使用。需要说明的是，本实施例中的负载可以为蓄电池(用于为蓄电池充电)，也可以为其他用电设备，例如风机，风扇等。

可以理解的是，本发明中的谐振单元121可为LLC谐振电路。图3中的谐振单元121只是一种具体的形式，其具体结构需根据实际情况选取。如图3所示，谐振单元121具体包括方波发生器、谐振网络和整流电路三大部分。方波发生器由第二开关管Q2和第三开关管Q3构成，该对称半桥能够增大输出功率。谐振网络具体包括第一电容C2、第一电感L3、第二电感L2和第一降压变压器T1。整流电路具体包括D2、D3和C3。其中，第一电容C2的第一端和第一电感L3的第一端分别与谐振单元121中的方波发生器连接，第一电容C2的第二端和第一电感L3的第二端分别与第二电感L2的第一端和第二端连接，第二电感L2与第一降压变压器T1的初级绕组并联，第一降压变压器T1的次级绕组的第一端和第二端分别与整流电路中的D2和D3连接。

降压电路30实际为可调压降压电路，即其输出的电压是可调的。当谐振单元121的结构确定后，则其对应的谐振频率就是一定的，为了保证DCDC变换器的工作效率，则需要保证谐振单元121中的开关管的开关频率应长时间小于或等于谐振频率。

在具体实施中，控制器31具体包括第一控制模块、第二控制模块和检测模块，控制方法具体如下：

第一控制模块，用于依据输出端电压的目标值Vout控制降压电路30的输出电压Vbus降低至Vout/k，其中K为谐振单元121的增益；

第二控制模块，用于依据降压电路30的输出电压Vbus和目标值Vout控制谐振单元121输出端电压达到目标值Vout；

检测模块，用于实时获取输出端电压，并在输出端电压达到目标值Vout时，触发第二控制模块以使第二控制模块控制谐振单元121的开关频率小于或等于谐振频率。

由于谐振单元121的响应速度较快，因此，如果谐振单元121的谐振频率保持不变的话，则谐振单元121的输出端电压会超过目标值Vout。基于此，控制器31在控制降压电路30的过程中，还需要同时控制谐振单元121的谐振频率，控制器31根据谐振单元121的输出端电压相应控制谐振单元121中的开关管的开关频率，使得输出端电压趋向目标值Vout。需要说明的是，在控制谐振单元121的过程中，谐振单元121的中开关管的开关频率会出现短暂大于谐振频率，但是持续时间非常短。当输出端电压达到目标值Vout后，则控制谐振单元121的开关频率小于或等于谐振频率。

在上述控制过程中，一方面降压电路30的降压范围较宽，因此，谐振单元121的输出端电压的目标值不会受限，可以足够的低；另一方面，在达到目标值之后，控制器30控制谐振单元121的开关管的开关频率小于或等于谐振频率，而达到目标值的这一过程所用的时间非常短，最大程度减少了开关管的开关频率大于谐振频率的时间。因此对本变换器可以保证谐振单元121的开关频率在较长时间内低于谐振频率，从而保证整流二极管能够实现零电流关断和降低损耗，且这两个控制过程相互独立，从而实现双闭环控制。通过双闭环控制，能够提高响应速度，防止调节太慢而造成的负载不正常供电，例如当负载为风机时，导致风扇关机等故障。

本实施例提供的DCDC变换器，降压电路将电源输入的直流电进行降压，然后传输给谐振单元，谐振单元依据控制器的控制信号将降压后的信号再次转换为负载所需的供电电压。控制器会依据谐振单元输出端电压的目标值，相应地控制降压电路的输出电压以及谐振单元的开关频率直至谐振单元的输出端电压达到目标值，并且在达到目标值之后控制谐振单元的开关频率小于或等于谐振频率。由此可见，本变换器可以根据目标值相适应的控制降压电路的输出电压和谐振单元的开关频率，由于降压电路的降压范围较宽，可以保证谐振单元的开关频率在较长时间内低于谐振频率，因此，克服了现有技术中，开关频率随着目标值的降低而增大的问题，从而保证整流二极管能够实现零电流关断和降低损耗。

实施例二

图4为本发明实施例提供的另一种DCDC变换器的结构图。在上述实施例的基础上，作为优选地实施方式，降压电路30具体为Buck电路，控制器31控制Buck电路中的第一开关管。

如图4所示，Buck电路包括第一开关管Q11、续流二极管D11，电感L11和电容C11，具体结构如图4所示，不再赘述。

由于现有技术中，谐振单元121的前端采用Boost电路，其为升压电路，限于输入的要求最低输出只能到750V。而且对于现有元器件的应用限制，一般Boost电路的输出电压设定在800V左右，不能过高，否则元器件选取困难。所以Boost的电压降低范围很窄，当目标值要求较低时，例如27V-16V，则必然导致谐振单元121的开关频率大于谐振频率。

实际工作Vbus和Vout是比例关系，Vout＝k*Vbus；如果满足供电电压较低的情况，现有Boost电路只能通过降低系数k来实现，而本方案是通过降低Vbus来实现。

图5为本发明实施例提供的一种目标值与各开关管的占空比的调节关系示意图。在理想状态下，第一开关管Q1的占空比在t0之前是一个固定的占空比，电源的输入电压Vin保持不变，Buck回路的闭环带宽频率为f1，谐振单元121中的谐振网络的闭环带宽频率为f2，已知f2＞f1。假设在t0时刻开始电压需要从27V降低到16V，在t0-t2变化过程中，控制器31控制第一开关管Q1的占空比不断减小，t1时刻，谐振单元121的输出端电压Vout已经到达预设定电压16V，t2之后将最后的占空比作为固定值继续运行。同时，对于谐振单元121来说，在t0前和t2后，第二开关管Q2和第三开关管Q3的开关频率在谐振频率附近(≤谐振频率)，在t0-t2过程中开关频率会有变化，如图5所示，开关频率会短暂大于谐振频率，但该时间很短，一般为ms级时间段，在整个工作过程中对于整流二极管的损耗的影响可忽略不计。

t0-t2过程通过控制Q1的占空比使其输出电压达到Vout/K，为一个闭环控制过程。在t0-t2过程中，通过控制谐振单元中的LLC电路的输出电压达到并保持在目标值Vout，为另一个闭环控制。

本实施例中，Buck电路为降压电路，本身的降压范围较大，使Vbus能够远低于750V，因此，即使谐振单元的输出端电压的目标值较低，也能够通过降低Buck电路的输出电压来实现。Vbus的降低具体是通过调节Buck电路中第一开关管Q1的占空比实现。Vbus＝D*Vin(D是第一开关管的占空比)。具体原理为：当目标值Vout降低时，则降低第一开关管Q1的占空比，使得Buck的输出电压Vbus降低，且谐振单元121中的开关管的开关频率短时间内大于谐振频率，之后保持小于或等于谐振频率运行，最终满足目标值Vout。

实施例三

在上述实施例的基础上，谐振单元121的数量至少为2个。图6为本发明实施例提供的一种DCDC变换器的应用场景图。图6中，以2个为例说明。每个谐振单元121的输出端分别与对应的负载(分别为第一负载F1和第二负载F2，均为风机)连接，其中，与第一负载F1对应的谐振单元121中包括Q4、Q5、C4、L5、L4、T2、D4、D5和C5，与第二负载F2对应的谐振单元121中包括Q2、Q3、C2、L3、L2、T1、D2、D3和C3。

控制器31用于分别采集每个谐振单元121中的输出端电压(Vout1和Vout2)，并依据各输出端电压的目标值控制降压电路30的输出电压以及各谐振单元121的开关频率直至各输出端电压分别达到各自的目标值，和在各输出端电压达到目标值后控制各谐振单元121的开关频率小于或等于谐振频率。

由于降压电路30、谐振单元121以及控制器31的工作原理与图4相同，因此，本实施例不再赘述。

本实施例中，DCDC变换器包括至少两个谐振单元，因此能够连接多个不同的负载。

实施例四

图7为本发明实施例提供的另一种DCDC变换器的结构图。图8为本发明实施例提供的另一种DCDC变换器的结构图。在具体实施中，谐振单元的类型有多种，本发明提供三种不同的谐振单元的结构。第一种结构为如图3、图4或图6所示的结构，第二种为图7所示的结构，第三种为图8所示的结构。

1)第一种结构

该种谐振单元的机构参见上文的描述，这里不再赘述。

2)第二种结构

如图7所示，谐振单元121中的谐振网络具体包括第二电容C6、第三电容C7、第三电感L6、第四电感L7和第二降压变压器T3。

其中，第二电容C6的第一端与谐振单元121中的方波发生器的第二开关管Q2的漏极连接，第三电容C7的第二端与方波发生器的第三开关管Q3的源极连接，第二电容C6的第二端和第三电容C7的第一端连接，并与第三电感L6的第一端连接，第三电感L6的第二端与第四电感L7的第一端连接，第四电感L7的第二端与第二开关管Q2的源极和第三开关管Q3的漏极连接，第四电感L7与第二降压变压器T2的初级绕组并联，第二降压变压器T3的次级绕组与整流电路连接。

3)第三种结构

该结构是在第二种结构的基础上，增加第四电容C8，其余器件的连接结构不变。如图8所示，第二开关管Q2的源极和第三开关管Q3的漏极通过第四电容C8与第四电感L7的第二端连接。

需要说明的是，在具体实施中，可以灵活选取上述三种谐振网络，对于第二种结构来说，第二电容C6、第三电容C7组成对称半桥和第三电感L6和第四电感L7参与谐振，从而减少了第二开关管Q2和第三开关管Q3的电压应力；对于第三种结构来说，第二电容C6和第三电容C7不参与谐振，仅承担直流电压，而第四电容C8承担交流电压参与谐振。第三种结构相对于第二种结构来说，由于第二电容C6和第三电容C7的电压应力下降，因此选型更容易。

实施例五

上述实施例中，对于DCDC变换器的结构和工作原理进行了详细的说明，本发明还提供一种该DCDC变换器的控制方法。该控制方法中的DCDC变换器包括依次串联连接的降压电路和谐振单元，及分别用于控制降压电路和谐振单元的控制器。由于方法部分的实施例与上述部分的实施例相互对应，因此方法部分的实施例请参见上文的表述，这里暂不赘述。图9为本发明实施例提供的一种DCDC变换器的控制方法的流程图。如图9，该方法包括：

S10：降压电路根据控制器的控制信号将电源输入的直流电进行降压，并输出至谐振单元。

S11：谐振单元依据控制器的控制信号将经降压后的直流电进行方波信号转换，滤波、降压和整流，并输出。

S12：控制器获取谐振单元的输出端电压，并依据输出端电压的目标值控制降压电路的输出电压以及谐振单元的开关频率直至输出端电压达到目标值，和在输出端电压达到目标值后控制谐振单元的开关频率小于或等于谐振频率。

作为优选地实施方式，控制器的控制方法具体包括：

依据输出端电压的目标值Vout控制降压电路的输出电压Vbus降低至Vout/k，其中K为谐振单元的增益；

依据降压电路的输出电压Vbus和目标值Vout控制谐振单元输出端电压达到目标值Vout；

实时获取输出端电压，并在输出端电压达到目标值Vout时，触发第二控制模块以使第二控制模块控制谐振单元的开关频率小于或等于谐振频率。

本实施例提供的DCDC变换器的控制方法，降压电路将电源输入的直流电进行降压，然后传输给谐振单元，谐振单元依据控制器的控制信号将降压后的信号再次转换为负载所需的供电电压。控制器会依据谐振单元输出端电压的目标值，相应地控制降压电路的输出电压以及谐振单元的开关频率直至谐振单元的输出端电压达到目标值，并且在达到目标值之后控制谐振单元的开关频率小于或等于谐振频率。由此可见，本方法可以根据目标值相适应的控制降压电路的输出电压和谐振单元的开关频率，由于降压电路的降压范围较宽，可以保证谐振单元的开关频率在较长时间内低于谐振频率，因此，克服了现有技术中，开关频率随着目标值的降低而增大的问题，从而保证整流二极管能够实现零电流关断和降低损耗。

在上述是实施例的基础上，降压电路具体为Buck电路。

以上对本发明所提供的DCDC变换器及其控制方法进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (10)

1.一种DCDC变换器，其特征在于，包括依次串联连接的降压电路和谐振单元，及分别用于控制所述降压电路和所述谐振单元的控制器，所述降压电路用于将输入电压降压以输入至所述谐振单元的输入端，所述控制器用于获取所述谐振单元的输出端电压，并依据所述输出端电压的目标值控制所述降压电路的输出电压以及所述谐振单元的开关频率直至所述输出端电压达到所述目标值，和在所述输出端电压达到所述目标值后控制所述谐振单元的开关频率小于或等于谐振频率，其中，所述谐振单元的输出端用于与负载连接。

2.根据权利要求1所述的DCDC变换器，其特征在于，所述降压电路为Buck电路，所述控制器控制所述Buck电路中的第一开关管。

3.根据权利要求1所述的DCDC变换器，其特征在于，所述控制器包括第一控制模块、第二控制模块和检测模块；

所述第一控制模块，用于依据所述输出端电压的目标值Vout控制所述降压电路的输出电压Vbus降低至Vout/k，其中K为所述谐振单元的增益；

所述第二控制模块，用于依据所述降压电路的输出电压Vbus和所述目标值Vout控制所述谐振单元输出端电压达到所述目标值Vout；

检测模块，用于实时获取所述输出端电压，并在所述输出端电压达到所述目标值Vout时，触发所述第二控制模块以使所述第二控制模块控制所述谐振单元的开关频率小于或等于所述谐振频率。

4.根据权利要求1所述的DCDC变换器，其特征在于，所述谐振单元的数量至少为2个，各所述谐振单元的输出端用于分别与多个所述负载连接，所述控制器用于分别采集各所述输出端电压，并依据各所述输出端电压的目标值控制所述降压电路的输出电压以及各所述谐振单元的开关频率直至各所述输出端电压分别达到各自的目标值，和在各所述输出端电压达到所述目标值后控制各所述谐振单元的开关频率小于或等于所述谐振频率。

5.根据权利要求1-3任意一项所述的DCDC变换器，其特征在于，所述谐振单元中的谐振网络具体包括第二电容、第三电容、第三电感、第四电感和第二降压变压器；

其中，所述第二电容的第一端与所述谐振单元中的方波发生器的第二开关管的漏极连接，所述第三电容的第二端与所述方波发生器的第三开关管的源极连接，所述第二电容的第二端和所述第三电容的第一端连接，并与所述第三电感的第一端连接，所述第三电感的第二端与所述第四电感的第一端连接，所述第四电感的第二端与所述第二开关管的源极和所述第三开关管的漏极连接，所述第四电感与所述第二降压变压器的初级绕组并联，所述第二降压变压器的次级绕组与所述谐振网络中的整流电路连接。

6.根据权利要求5所述的DCDC变换器，其特征在于，所述谐振单元中的谐振网络还包括第四电容；

其中，所述第二开关管的源极和所述第三开关管的漏极通过所述第四电容与所述第四电感的第二端连接。

7.根据权利要求1所述的DCDC变换器，其特征在于，所述谐振单元为LLC谐振电路。

8.一种DCDC变换器的控制方法，其特征在于，所述DCDC变换器包括依次串联连接的降压电路和谐振单元，及分别用于控制所述降压电路和所述谐振单元的控制器，所述控制器获取所述谐振单元的输出端电压，并依据所述输出端电压的目标值控制所述降压电路的输出电压以及所述谐振单元的开关频率直至所述输出端电压达到所述目标值，和在所述输出端电压达到所述目标值后控制所述谐振单元的开关频率小于或等于谐振频率。

9.根据权利要求8所述的DCDC变换器的控制方法，其特征在于，所述降压电路为Buck电路。

10.根据权利要求8或9所述的DCDC变换器的控制方法，其特征在于，所述控制器的控制方法具体包括：

依据所述输出端电压的目标值Vout控制所述降压电路的输出电压Vbus降低至Vout/k，其中K为所述谐振单元的增益；

依据所述降压电路的输出电压Vbus和所述目标值Vout控制所述谐振单元输出端电压达到所述目标值Vout；

实时获取所述输出端电压，并在所述输出端电压达到所述目标值Vout时，触发所述第二控制模块以使所述第二控制模块控制所述谐振单元的开关频率小于或等于所述谐振频率。