JP6157388B2 - 双方向ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、双方向ＤＣＤＣコンバータに関する。

近年、昇降機システムにおいて、省エネルギー機能と母線電圧停電時のバックアップ機能とを備えたエレベータ用エネルギー回生蓄電システムが普及している。エレベータの巻上機から回生したエネルギーを蓄電池に充電し、蓄電池に充電したエネルギーを使って巻上機を動かすシステムである。一般にエレベータの巻上機は、かごが動く方向と乗っている人の重さとの関係により発電機になったり、電動機になったりする。そして発電機として動作するときは、発電した回生エネルギーを蓄電池に充電し、電動機として動作するときは、蓄電池に充電されたエネルギーおよび母線電圧を使って力行するようになっている。

このようなシステムにおいて、巻上機と蓄電池の間には、交流と直流との間で電力を変換するインバータと直流と直流との間で電力を変換する双方向ＤＣＤＣコンバータとが接続されている。巻上機に接続されるインバータの直流側の電圧は、２５０Ｖ〜４００Ｖ程度の高電圧となるが、蓄電池の電圧は、蓄電池の種類及び蓄電デバイスのモジュール接続方法により、２０Ｖ〜４０Ｖ程度の低電圧になったり、８０Ｖ〜１９０Ｖ程度の中電圧になったりする。そして上記のような電圧値が異なるインバータの直流側と蓄電池との間の電力変換（電圧変換）を行うのが双方向ＤＣＤＣコンバータである。双方向ＤＣＤＣコンバータは、巻上機から回生したエネルギーを蓄電池に充電するときは降圧動作を行い、蓄電池に充電したエネルギーを使って巻上機を動かすときは昇圧動作を行う。

従来より、このような双方向ＤＣＤＣコンバータには、回路構成が簡単なスイッチング素子を２個使用した非絶縁型双方向ＤＣＤＣコンバータが使われていた（例えば特許文献１）。双方向ＤＣＤＣコンバータのリアクトルの先に蓄電池を接続し、蓄電池にエネルギーを充電するときは、降圧コンバータとして動作し、蓄電池に充電したエネルギーを放電するときは、昇圧コンバータとして動作するものである。そしてこのような双方向ＤＣＤＣコンバータにおいて２つのスイッチング素子の仕様は、耐電圧は昇圧した側の電圧値、上記システムではインバータの直流側電圧で決まり、耐電流は低電圧側つまり蓄電池に流れる電流値によって決まる。双方向ＤＣＤＣコンバータのインバータ側の電力と蓄電池側の電力は双方向ＤＣＤＣコンバータにおける電力損失は小さいのでほぼ同じ値になるので、蓄電池電圧が低くなれば、蓄電池に流れる電流が増加することになる。

一般にスイッチング素子は、耐電圧が高くなり、耐電流が大きくなるとスイッチング素子での損失が増大し、またスイッチング速度も遅くなる。スイッチング速度の遅い素子を使用すると双方向ＤＣＤＣコンバータのスイッチング周波数も遅く設定する必要があり、そのためリアクトルはインダクタンスの大きいものを使用することになる。インダクタンスの大きいリアクトルはその抵抗値も大きくなり、リアクトルの抵抗による損失が増大する。このように従来の双方向ＤＣＤＣコンバータでは、蓄電池側の電圧範囲が低くなると蓄電池側に大電流が流れるため、スイッチング素子は高電圧、大電流なものを使用することとなり、リアクトルはインダクタンス及び抵抗値が大きなものを使用することになる。その結果スイッチング素子での損失およびリアクトルでの損失が増大する。

特開２００３−３０４６４４号公報（段落番号００１６〜００２０及び図１）

従来の双方向ＤＣＤＣコンバータは、以上のように構成され、蓄電池の電圧範囲が低いので、インバータ側の高電圧に対応するために昇降圧比を大きくしなければならず、蓄電池側に大電流が流れるため、スイッチング素子での損失およびリアクトルでの損失が増大する。その結果、双方向ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率が著しく低下するという問題点があった。
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、昇降圧比が大きくても電力変換効率の高い双方向ＤＣＤＣコンバータを得ることを目的とする。

この発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータにおいては、
第１フルブリッジ回路と第２フルブリッジ回路と変圧器と第１リアクトルとコンデンサと制御装置とを有し、第１電気装置と第２電気装置との間で双方向に電力変換する双方向ＤＣＤＣコンバータであって、
前記第１フルブリッジ回路は、それぞれ二つのスイッチング素子が直列に接続された第１ハーフブリッジ回路と第２ハーフブリッジ回路とを有するものであり、
前記第２フルブリッジ回路は、それぞれ二つのスイッチング素子が直列に接続された第３ハーフブリッジ回路と第４ハーフブリッジ回路とを有するものであり、
前記変圧器は、巻数Ｎ１の第１巻線と巻数Ｎ２の第２巻線とを有し、前記巻数Ｎ１が前記巻数Ｎ２より多いものであって、かつ前記第１電気装置の電圧範囲の下限電圧をＶｂｕｓｌとし、前記第２電気装置の電圧範囲の上限電圧をＶＢｈとするとき、前記変圧器の巻数比Ｎ１／Ｎ２が次の式
Ｎ１／Ｎ２≦Ｖｂｕｓｌ／ＶＢｈ
を満たすように決定されたものであり、
前記第１フルブリッジ回路の直流側に前記コンデンサが並列に接続されるとともに前記第１フルブリッジ回路の直流側が前記第１電気装置に接続されるものであり、前記第１フルブリッジ回路の交流側が前記変圧器の前記第１巻線に接続され、前記変圧器の前記第２巻線に前記第２フルブリッジ回路の交流側が接続され、前記第２フルブリッジ回路の直流側に前記第１リアクトルを介して前記第２電気装置が接続されるものであり、
前記制御装置は、前記変圧器の前記第１巻線側から前記第２巻線側に電力変換する場合は前記第１から第４までのハーフブリッジ回路のうちの前記第１ハーフブリッジ回路または前記第２ハーフブリッジ回路の開閉タイミングを他のハーフブリッジ回路の開閉タイミングよりも進ませ、前記変圧器の前記第２巻線側から前記第１巻線側に電力変換する場合は前記第１から第４までのハーフブリッジ回路のうちの前記第１ハーフブリッジ回路または前記第２ハーフブリッジ回路の開閉タイミングを他のハーフブリッジ回路の開閉タイミングよりも遅らせるものである

さらに、この発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータにおいては、
第１フルブリッジ回路と第２フルブリッジ回路と変圧器と第１リアクトルと第２リアクトルとコンデンサと制御装置とを有し、第１電気装置と第２電気装置との間で双方向に電力変換する双方向ＤＣＤＣコンバータであって、
前記第１フルブリッジ回路は、それぞれ二つのスイッチング素子が直列に接続されるとともに前記二つのスイッチング素子にそれぞれ並列コンデンサが並列に接続された第１ハーフブリッジ回路と第２ハーフブリッジ回路とを有するものであり、
前記第２フルブリッジ回路は、それぞれ二つのスイッチング素子が直列に接続された第３ハーフブリッジ回路と第４ハーフブリッジ回路とを有するものであり、
前記変圧器は、第１巻線と第２巻線とを有するものであり、
前記第１フルブリッジ回路の直流側に前記コンデンサが並列に接続されるとともに前記第１フルブリッジ回路の直流側が前記第１電気装置に接続されるものであり、前記第１フルブリッジ回路の交流側が前記第２リアクトルを介して前記変圧器の前記第１巻線に接続され、前記変圧器の前記第２巻線に前記第２フルブリッジ回路の交流側が接続され、前記第２フルブリッジ回路の直流側に前記第１リアクトルを介して前記第２電気装置が接続されるものであり、
前記第２ハーフブリッジ回路のそれぞれ直列に接続された前記二つのスイッチング素子の導通状態が切り替わるときの前記コンデンサの電圧をＶｂｕｓとし、前記第２リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第２リアクトルに流れている電流の絶対値をＩｅとし、前記並列コンデンサの容量をＣとするとき、Ｖｂｕｓ／Ｉｅ＝√（Ｌ／２Ｃ）の条件を満たすように、前期第２リアクトルのインダクタンスＬと前記並列コンデンサの容量Ｃとが決定されたものであり、
前記制御装置は、前記変圧器の前記第１巻線側から前記第２巻線側に電力変換する場合は前記第１から第４までのハーフブリッジ回路のうちの前記第１ハーフブリッジ回路または前記第２ハーフブリッジ回路の開閉タイミングを他のハーフブリッジ回路の開閉タイミングよりも進ませ、前記変圧器の前記第２巻線側から前記第１巻線側に電力変換する場合は前記第１から第４までのハーフブリッジ回路のうちの前記第１ハーフブリッジ回路または前記第２ハーフブリッジ回路の開閉タイミングを他のハーフブリッジ回路の開閉タイミングよりも遅らせ、かつ前記第１ハーフブリッジ回路および前記第２ハーフブリッジ回路のそれぞれ直列に接続された前記二つのスイッチング素子をともに非導通となるデッドタイム期間を設けて開閉制御し、前記第３ハーフブリッジ回路および前記第４ハーフブリッジ回路のそれぞれ直列に接続された前記二つのスイッチング素子を同時に導通する重なりタイム期間を設けて開閉制御するものである。

この発明に係る双方向ＤＣＤＣコンバータは、以上のように構成されているので、昇降圧比が大きくても電力変換効率の高い双方向ＤＣＤＣコンバータを得ることができる。

この発明の実施の形態１である双方向ＤＣＤＣコンバータの構成を示す構成図である。 図１の双方向ＤＣＤＣコンバータが降圧動作を行うときの動作を説明するための説明図である。 蓄電池の電圧とデューティ比との関係を示す説明図である。 図１の双方向ＤＣＤＣコンバータが昇圧動作を行うときの動作を説明するための説明図である。 昇圧動作時の制御信号の切替わりタイミングの詳細を示す説明図である。 実施の形態２である双方向ＤＣＤＣコンバータの構成を示す構成図である。 図６の双方向ＤＣＤＣコンバータが降圧動作を行うときの動作を説明するための説明図である。 図６の双方向ＤＣＤＣコンバータが昇圧動作を行うときの動作を説明するための説明図である。

実施の形態１．
図１〜図５は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１は双方向ＤＣＤＣコンバータの構成を示す構成図、図２は双方向ＤＣＤＣコンバータが降圧動作を行うときの動作を説明するための説明図、図３は蓄電池の電圧とデューティ比との関係を示す説明図である。図４は双方向ＤＣＤＣコンバータが昇圧動作を行うときの動作を説明するための説明図、図５は昇圧動作時の制御信号の切替わりタイミングの詳細を示す説明図である。図１において、変圧器としてのトランス１は第１巻線としての一次巻線１ａの巻数がＮ１、第２巻線としての二次巻線１ｂの巻数がＮ２（Ｎ１＞Ｎ２）、巻数比Ｎ１／Ｎ２であり、二次巻線１ｂにはＩｔの電流が流れるものとする。Ｉｔの向きは、トランス１の一次巻線１ａから二次巻線１ｂに電力変換するときは、実線の矢印の向きを正方向とし、トランス１の二次巻線１ｂから一次巻線１ａに電力変換するときは、点線の矢印の向きを正方向とする。

そしてトランス１の一次巻線１ａに第１フルブリッジ回路としての一次巻線側フルブリッジ回路２が接続されている。一次巻線側フルブリッジ回路２（詳細構成は後述）は、直流と交流との間で変換を行うものであり、交流側がトランス１の一次巻線１ａと接続され、直流側にはコンデンサ３が並列に接続されとともに直流母線８に接続される。直流母線８には、図示していないがインバータを介してエレベータの巻上機が接続され、巻上機が発電機として作動するときにエネルギーを回収できるようにされている。本発明の双方向ＤＣＤＣコンバータは、直流母線８を介して第１電気装置としての巻上機と後述の第２電気装置としての蓄電池７との間で双方向に電力の変換を行うものである。なお、直流母線８の電圧をＶｂｕｓとする。また、トランス１の二次巻線１ｂには第２フルブリッジ回路としての二次巻線側フルブリッジ回路４が接続されている。二次巻線側フルブリッジ回路４（詳細構成は後述）も直流と交流との間で変換を行うものであり、交流側がトランス１と接続され、直流側には第１リアクトル５が接続されている。二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側の電圧を電圧Ｖｒとする。一次巻線側フルブリッジ回路２へは、制御回路６から制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４が送られ、二次巻線側フルブリッジ回路４へは、制御回路６から制御信号Ｓ４１〜Ｓ４４が送られる。

二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側に第１リアクトル５を介して蓄電池７が接続されている。蓄電池７の電圧をＶＢとする。なお蓄電池７の電圧ＶＢは、直流母線８の電圧Ｖｂｕｓに比べて低い電圧にされている。第１リアクトル５は、蓄電池７にエネルギーを充電するときは平滑リアクトルとなり、蓄電池７からエネルギーを放電するときは昇圧リアクトルとなる。蓄電池７は、リチウムイオン二次電池、ニッケル水素蓄電池等の充電式電池である。また蓄電池７の代わりに、蓄電量が著しく高い電気二重層コンデンサを接続してもよい。また図示はしていないが、蓄電池７にエネルギーを充放電するときに、蓄電池７の電流リプルを減らす目的で蓄電池７と並列にコンデンサが接続される場合もある。

一次巻線側フルブリッジ回路２、二次巻線側フルブリッジ回路４は、両者同じような回路構成を有するものである。以下に一次巻線側フルブリッジ回路２、二次巻線側フルブリッジ回路４の構成について詳細に説明する。一次巻線側フルブリッジ回路２は、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２とが直列に接続された第１ハーフブリッジ回路としてのハーフブリッジ回路２ａと、スイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４とが直列に接続された第２ハーフブリッジ回路としてのハーフブリッジ回路２ｂを有する。そして、ハーフブリッジ回路２ａとハーフブリッジ回路２ｂとが並列に接続されている。

二次巻線側フルブリッジ回路４は、スイッチング素子Ｑ４１とスイッチング素子Ｑ４２とが直列に接続された第３ハーフブリッジ回路としてのハーフブリッジ回路４ａと、スイッチング素子Ｑ４３とスイッチング素子Ｑ４４とが直列に接続された第４ハーフブリッジ回路としてのハーフブリッジ回路４ｂを有する。そして、ハーフブリッジ回路４ａとハーフブリッジ回路４ｂとが並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４、Ｑ４１〜Ｑ４４はＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチを使用する。ただし、ＩＧＢＴを使用するときは、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに相当するダイオードをＩＧＢＴと並列に接続した構成とする。

次に、一次巻線側フルブリッジ回路２、二次巻線側フルブリッジ回路４と制御回路６から送られてくる制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４、Ｓ４１〜Ｓ４４との関係について説明する。制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４がスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のゲート端子に入力され、制御信号Ｓ４１〜Ｓ４４がスイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４のゲート端子に入力される。そしてスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４、Ｑ４１〜Ｑ４４を、それぞれの制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４、Ｓ４１〜Ｓ４４に従ってオン（導通）、オフ（非導通）と導通状態を変化させることで双方向の電力変換動作を実現する。

次に、動作について説明する。先ず電力が直流母線８から蓄電池７に送られる場合、つまり蓄電池７にエネルギーを充電するときの動作について説明する。蓄電池７の電圧ＶＢは、直流母線８の電圧Ｖｂｕｓに比較して低いので、本発明の双方向ＤＣＤＣコンバータは降圧動作を行う。図２は、降圧動作を行うときの制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４、Ｓ４１〜Ｓ４４とトランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔと二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒとの関係を示すものである。制御信号Ｓ２１，Ｓ２２のローからハイ、ハイからローの切換わりタイミングが他の制御信号の位相すなわち切換わりタイミングよりも時間αだけ進むようにずらしたものである。なお、制御信号がハイのときスイッチング素子はオン、制御信号がローのときスイッチング素子はオフするものとする。

Ｔ１期間の動作について以下に説明する。Ｔ１期間はＴｏｎ期間とＴｏｆｆ期間からなる。先ずＴｏｎ期間について説明する。Ｔｏｎ期間においては制御信号Ｓ２１がハイ、Ｓ２２がロー、Ｓ２３がロー、Ｓ２４がハイ、Ｓ４１がハイ、Ｓ４２がロー、Ｓ４３がロー、Ｓ４４がハイになる。この期間は、直流母線８からエネルギーを直接蓄電池７に送る期間であり、電流の経路は次のようになる。トランス１の一次側では、直流母線８→スイッチング素子Ｑ２１→トランス１の一次巻線１ａ→スイッチング素子Ｑ２４→直流母線８となる。またトランス１の二次側では、トランス１の二次巻線１ｂ→スイッチング素子Ｑ４１→第１リアクトル５→蓄電池７→スイッチング素子Ｑ４４→トランス１の二次巻線１ｂとなる。

トランス１の一次巻線１ａには直流母線８の電圧Ｖｂｕｓが印加されることになり、トランス１の二次巻線１ｂには巻数比Ｎ１／Ｎ２の逆数を乗じた電圧が誘起される。二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側にはトランス１の二次巻線１ｂと同じ電圧が出力されるため、直流側の電圧Ｖｒは次に示すように直流母線８の電圧Ｖｂｕｓにトランス１の巻数比Ｎ１／Ｎ２の逆数を乗算した電圧となる。
Ｖｒ＝Ｖｂｕｓ×Ｎ２／Ｎ１ … （１）
よってＴｏｎの期間、電圧Ｖｒは図２に示すように電圧が一定な波形となる。
トランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔは、図２に示すように第１リアクトル５があるため徐々に直線的に上昇する波形となる。この間、第１リアクトル５にエネルギーが蓄えられつつ、蓄電池７にエネルギーが充電される。

次に、Ｔ１期間のなかのＴｏｆｆ期間について説明する。Ｔｏｆｆ期間においては、制御信号Ｓ２１がロー、Ｓ２２がハイ、Ｓ２３がロー、Ｓ２４がハイ、Ｓ４１がハイ、Ｓ４２がロー、Ｓ４３がロー、Ｓ４４がハイになる。この期間は第１リアクトル５に蓄えられたエネルギーにより電流が環流している期間であり、電流は以下のように流れる。トランス１の一次側では、トランス１の一次巻線１ａ→スイッチング素子Ｑ２４→スイッチング素子Ｑ２２→トランス１の一次巻線１ａとなる。またトランス１の二次側では、第１リアクトル５→蓄電池７→スイッチング素子Ｑ４４→トランス１の二次巻線１ｂ→スイッチング素子Ｑ４１→第１リアクトル５となる。

トランス１の一次巻線１ａの電圧は、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４で短絡されているため０ボルトとなり、トランス１の二次巻線１ｂの誘起電圧も０ボルトとなる。そのため二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒも０ボルトになる。このようにＴｏｆｆ期間においては、電圧Ｖｒは図２に示すように０ボルトとなる。トランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔは、図２に示すように、徐々に直線的に減少するような波形になる。この期間は、第１リアクトル５に蓄えられたエネルギーにより、蓄電池７は充電される。

次に、Ｔ２期間の動作について以下に説明する。Ｔ２期間もＴｏｎ期間とＴｏｆｆ期間からなっている。Ｔ２期間は、Ｔ１期間と比較して、Ｔｏｎ期間、Ｔｏｆｆ期間ともに、すべての制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４、Ｓ４１〜Ｓ４４のハイとローが反転した信号となる。その結果、トランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔ（図１においては、点線矢印で示す）は、図２に示すようにＴ１期間と比べて極性が反転した波形となる。また二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒは、Ｔ１期間と同じ極性の一定電圧の波形となる。

Ｔ１期間とＴ２期間を繰り返すことで、トランス１に交流電流が流れ、トランス１はエネルギーを一次巻線１ａから二次巻線１ｂに伝達することができる。このようにして直流母線８からトランス１を介して蓄電池７にエネルギーが充電される。
このとき、蓄電池７の電圧ＶＢは、電圧Ｖｒを平均した値になるので
ＶＢ＝Ｖｒ×Ｔｏｎ／Ｔ１（＝Ｔ２） … （２）
となる。Ｔ１＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆは一定値であるので、蓄電池７の電圧ＶＢはＴｏｎを変えることで任意の電圧に降圧することができる。

図３に蓄電池７の電圧ＶＢとＴｏｎとＴ１の比Ｔｏｎ／Ｔ１（デューティ比）の関係を示す。デューティ比が１のとき蓄電池７の電圧ＶＢは二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒと等しくなり、デューティ比が小さくなると、デューティ比に比例して電圧ＶＢも小さくなる。蓄電池７の電圧ＶＢと直流母線８の電圧Ｖｂｕｓとの関係は、（１）式、（２）式より
ＶＢ＝Ｖｂｕｓ×（Ｎ２／Ｎ１）×Ｔｏｎ／Ｔ１ … （３）
となる。トランス１の巻数比Ｎ１／Ｎ２で変圧した電圧にデューティ比を乗算した電圧となる。

このように、Ｔｏｎを調整することで、直流母線８の電圧Ｖｂｕｓをトランス１で変圧（降圧）した電圧よりもさらに低い電圧に変換して蓄電池７へエネルギーを充電することができる。

次に、電力が蓄電池７から直流母線８に送られる場合、つまり蓄電池７に充電したエネルギーを放電するときの動作について説明する。なお、蓄電池７から放電されたエネルギーは、直流母線８に接続された図示しないインバータを介して巻上機の駆動に使用される。直流母線８の電圧Ｖｂｕｓは、蓄電池７の電圧ＶＢに比較して高いので、本発明の双方向ＤＣＤＣコンバータは昇圧動作を行う。図４は、昇圧動作を行うときの制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ４１〜Ｓ４４とトランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔと二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒとの関係を示す図である。制御信号Ｓ２１，Ｓ２２のローからハイ、ハイからローへの切換えタイミングのみ他の制御信号よりも位相が遅れるようにすなわち他の制御信号の切換えタイミングよりも時間βだけ遅れるようにずらしたものである。なお制御信号がハイのときスイッチング素子はオン、制御信号がローのときスイッチング素子はオフするものとする。

Ｔ１期間の動作について以下に説明する。Ｔ１期間はＴｏｎ期間とＴｏｆｆ期間からなる。先ずＴｏｎ期間について説明する。制御信号Ｓ２１がロー、Ｓ２２がハイ、Ｓ２３がロー、Ｓ２４がハイ、Ｓ４１がハイ、Ｓ４２がロー、Ｓ４３がロー、Ｓ４４がハイになる。この期間は、蓄電池７のエネルギーを第１リアクトル５に充電する期間であり、電流の経路は次のようになる。トランス１の一次側では、トランス１の一次巻線１ａ→スイッチング素子Ｑ２２→スイッチング素子Ｑ２４→トランス１の一次巻線１ａとなる。またトランス１の二次側では、蓄電池７→第１リアクトル５→スイッチング素子Ｑ４１→トランス１の二次巻線１ｂ→スイッチング素子Ｑ４４→蓄電池７となる。

トランス１の一次巻線１ａの電圧は、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２４で短絡されているため、０ボルトになり、トランス１の二次巻線１ｂの電圧も０ボルトとなる。その結果、二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側電圧Ｖｒも０ボルトになる。このようにＴｏｎの期間、図４に示すように電圧Ｖｒは０ボルトを維持した波形になる。トランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔは、図４に示すように、徐々に直線的に増加するような波形となり、第１リアクトル５にエネルギーが充電される。なおこの期間は、蓄電池７のエネルギーは直流母線８側へ放電されず、コンデンサ３に充電されたエネルギーが直流母線８側へ放電される。

次に、Ｔ１期間のＴｏｆｆ期間について説明する。制御信号Ｓ２１がハイ、Ｓ２２がロー、Ｓ２３がロー、Ｓ２４がハイ、Ｓ４１がハイ、Ｓ４２がロー、Ｓ４３がロー、Ｓ４４がハイになる。この期間は第１リアクトル５に充電されたエネルギーを放電している期間であり、電流の経路は次のようになる。トランス１の一次側では、トランス１の一次巻線１ａ→スイッチング素子Ｑ２１→コンデンサ３および直流母線８→スイッチング素子Ｑ２４→トランス１の一次巻線１ａとなる。またトランス１の二次側では、蓄電池７→第１リアクトル５→スイッチング素子Ｑ４１→トランス１の二次巻線１ｂ→スイッチング素子Ｑ４４→蓄電池７となる。

その結果、二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒとして第１リアクトル５で昇圧された電圧が発生する。電圧ＶｒとＶＢの関係は、ＴｏｎとＴ１（＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）の比をＴｏｎ／Ｔ１（デューティ比）とすると
Ｖｒ＝ＶＢ×１／（１−Ｔｏｎ／Ｔ１） … （４）
となる。
（４）式は、一般的な、昇圧チョッパーの入力電圧、出力電圧、デューティ比の関係と同様であるので、詳細な説明は省略する。Ｔ１＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆは一定値であるので、Ｔｏｎを変えることで蓄電池７の電圧ＶＢを任意の電圧Ｖｒに昇圧することができる。なお電圧ＶｒはＴｏｆｆの期間、図４に示すように電圧が一定な波形になる。

トランス１の二次巻線１ｂには電圧Ｖｒと同じ電圧が印加され、トランス１の一次巻線１ａには巻数比Ｎ１／Ｎ２に比例した電圧が誘起される。そして直流母線８にはトランス１の一次巻線１ａの電圧が出力されるので、直流母線８の電圧Ｖｂｕｓは、以下のように表すことができる。
Ｖｂｕｓ＝Ｖｒ×Ｎ１／Ｎ２ … （５）
蓄電池の電圧ＶＢと直流母線８の電圧Ｖｂｕｓの関係は、（５）式と（４）式より
Ｖｂｕｓ＝ＶＢ×１／（１−Ｔｏｎ／Ｔ１）×Ｎ１／Ｎ２ … （６）
すなわち、第１リアクトル５で昇圧した電圧に、さらにトランス１の巻数比Ｎ１／Ｎ２を乗算した電圧となる。トランス１による変圧比Ｎ１／Ｎ２は一定であるが、Ｔｏｎを変えることで、蓄電池７の電圧ＶＢを任意の電圧例えば直流母線８の電圧Ｖｂｕｓに昇圧することができる。トランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔは、図４に示すように、第１リアクトル５に充電したエネルギーを放電するため、直線的に徐々に減少するような波形になる。

次に、Ｔ２期間の動作について以下に説明する。Ｔ２期間もＴｏｎ期間とＴｏｆｆ期間からなっている。Ｔ２期間は、Ｔ１期間と比較して、Ｔｏｎ期間、Ｔｏｆｆ期間ともにすべての制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ４１〜Ｓ４４のハイとローが反転した信号となる。その結果、トランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔは、図４に示すようにＴ１期間と比べて極性が反転した波形となる。また二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側の出力電圧Ｖｒは、Ｔ１期間と同じ極性の一定電圧の波形となる。
Ｔ１期間とＴ２期間を繰り返すことで、トランス１に交流電流が流れ、トランス１はエネルギーを二次巻線１ｂから一次巻線１ａに伝達することができる。このようにして蓄電池７に充電されたエネルギーがトランス１を介して直流母線８に送られる。

次に、トランス１の巻数比Ｎ１／Ｎ２の決め方について以下に説明する。直流母線８の電圧範囲がＶｂｕｓｌ〜Ｖｂｕｓｈとし、蓄電池７の電圧範囲がＶＢｌ〜ＶＢｈであるとする。降圧時は、Ｖｂｕｓｌ→ＶＢｈが最小の降圧率となり、昇圧時は、その逆のＶＢｈ→Ｖｂｕｓｌが最小の昇圧率となる。よって、直流母線８の電圧範囲の下限電圧をＶｂｕｓｌとし、蓄電池７の電圧範囲の上限電圧をＶＢｈとするとき、トランス１の巻数比をＮ１／Ｎ２≦Ｖｂｕｓｌ／ＶＢｈとなるように決めてＴｏｎを調整すれば、上記すべての電圧範囲において双方向動作することが可能となる。

数字を用いて一例を説明すると、直流母線８の電圧範囲が２５０Ｖ〜４００Ｖ、蓄電池７の電圧範囲が２０Ｖ〜４０Ｖとすると、トランス１の巻数比はＮ１／Ｎ２≦２５０／４０＝６．２５となる。最大降圧率の電圧は４００Ｖ→２０Ｖとなり、最大昇圧率の電圧は２０Ｖ→４００Ｖとなる。トランス１の巻数比を６．２５とした場合、Ｔｏｎのデューティ比（Ｔｏｎ／Ｔ１）は、最大降圧時は（３）式より０．３１２５、最大昇圧時は（６）式より０．６８７５となる。つまりトランス１の巻数比を６．２５として、Ｔｏｎのデューティ比を降圧時は１〜０．３１２５、昇圧時は０〜０．６８７５の範囲で可変とすることで上記すべての電圧範囲にて双方向動作することができる。

以上説明したように、図１に示した双方向ＤＣＤＣコンバータにおいて、図２、図４に示した制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ４１〜Ｓ４４によりスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ４１〜Ｑ４４をオン、オフ制御し、Ｔｏｎを調整することで、直流母線８から蓄電池７へは、トランス１の巻数比以下の任意の電圧へ降圧動作を行い、蓄電池７から直流母線８へはトランス１の巻数比以上の任意の電圧へ昇圧動作を行う双方向ＤＣＤＣコンバータを実現することができる。なお、Ｔｏｎのデューティ比の調整は、図示していないが直流母線８の電圧Ｖｂｕｓ、蓄電池７の電圧ＶＢ、蓄電池７の充放電電流等を制御回路６にフィードバックして所望の電圧Ｖｂｕｓあるいは電圧ＶＢが得られるように制御すればよい。

なお、以上の説明は、ハーフブリッジ回路２ａの位相を他のハーフブリッジ回路２ｂ、ハーフブリッジ回路４ａ、ハーフブリッジ回路４ｂの位相からずらしたものであるが、代わりにハーフブリッジ回路２ｂの位相を他のハーフブリッジ回路２ａ、ハーフブリッジ回路４ａ、ハーフブリッジ回路４ｂの位相からずらしても同様の動作を実現することができる。動作原理は上述した内容と同様であるので説明を省略する。

次に、本実施の形態の双方向ＤＣＤＣコンバータが、昇降圧比が高くなっても、電力変換効率が高い理由を説明する。一次巻線側フルブリッジ回路２のスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４の耐圧は直流母線８の電圧Ｖｂｕｓによって決まる。二次巻線側フルブリッジ回路４のスイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４の耐圧は、トランス１の二次巻線１ｂの電圧、つまりトランス１の一次巻線１ａの電圧に巻数比Ｎ１／Ｎ２の逆数を乗算した値で決まる。また一次巻線側フルブリッジ回路２のスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４に流れる電流は、二次巻線側フルブリッジ回路４のスイッチング素子に流れる電流、つまりトランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔにトランス１の巻数比Ｎ１／Ｎ２の逆数を乗算した値となる。

数字を用いて一例を説明すると、直流母線８の電圧Ｖｂｕｓが３００Ｖ、トランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔの実効値が５０Ａ、トランス１の巻数比Ｎ１／Ｎ２＝５／１とした場合、トランス１の二次巻線１ｂの電圧は６０Ｖとなり、トランス１の一次巻線１ａの電流は１０Ａとなる。その結果、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４に要求される電圧、電流仕様は３００Ｖ以上、１０Ａ以上となり、スイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４に要求される電圧、電流仕様は６０Ｖ以上５０Ａ以上となる。

このように本実施の形態の双方向ＤＣＤＣコンバータでは、一次巻線側フルブリッジ回路２の直流側の電圧Ｖｂｕｓを二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒよりも高くすることにより一次巻線側フルブリッジ回路２と二次巻線側フルブリッジ回路４とで異なった仕様のスイッチング素子を選定することができる。一般にＭＯＳＦＥＴは、耐電圧が低くなるとオン抵抗が小さくなる。トランス１の二次巻線１ｂには大電流が流れるが、電圧が低いため、二次巻線側フルブリッジ回路４のスイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４としてオン抵抗が小さいスイッチング素子を選定することができ、スイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４による損失を低減することができる。

また、トランス１の一次巻線１ａ側の一次巻線側フルブリッジ回路２のスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４は高電圧なものを使用することになり、オン抵抗は大きくなるが、流れる電流が小さいのでスイッチング素子による損失の増大を抑制することができる。さらに、高電圧、小電流であるスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４、または低電圧、大電流であるスイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４は、高電圧、大電流であるスイッチング素子に比べてスイッチング速度が速いため双方向ＤＣＤＣコンバータのスイッチング周波数を早くすることができる。トランス１の二次側電圧の低電圧化およびスイッチング周波数の高周波化により第１リアクトル５はインダクタンスの小さいものを選定することができ、抵抗成分も小さくなり、第１リアクトル５の抵抗による損失を低減することができる。

このように本実施の形態の双方向ＤＣＤＣコンバータは、昇降圧比が高くなっても、トランス１の巻数比Ｎ１／Ｎ２を大きく設定することで、トランス１の一次巻線１ａ側、二次巻線１ｂ側において、それぞれ最適な仕様のスイッチング素子を選定することができ、スイッチング素子における損失の増大を抑制することができる。また第１リアクトル５による抵抗損失も減少するため電力損失を低減して電力変換効率を高くすることができる。

次に、一次巻線側フルブリッジ回路２及び二次巻線側フルブリッジ回路４における第１〜第４のハーフブリッジ回路２ａ，２ｂ，４ａ，４ｂ内の直列に接続したスイッチング素子Ｑ２１とＱ２２、スイッチング素子Ｑ２３とＱ２４、スイッチング素子Ｑ４１とＱ４２、スイッチング素子Ｑ４３とＱ４４とのオン→オフ、オフ→オンへの切換わりタイミングについて詳細に説明する。図５は、昇圧動作時の制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ４１〜Ｓ４４のタイミングを示した説明図である。制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４は、直列に接続したスイッチング素子が両方とも同時にオンになる期間が発生しないように直列に接続したスイッチング素子がともに非導通となる期間Ｔｄ（デッドタイム）を設定し、制御信号Ｓ４１〜Ｓ４４は、直列に接続したスイッチング素子が両方とも同時に導通する期間Ｔｏ（重なりタイム）を設定する。

以下に、デッドタイムＴｄ、重なりタイムＴｏを設定する理由を説明する。先ずデッドタイムＴｄについて説明する。一次巻線側フルブリッジ回路２の直流母線８側には、コンデンサ３が接続されている。そのためスイッチング素子の切換え時に、直列に接続した両スイッチング素子が微妙なタイミングで同時にオンになると、コンデンサ３を短絡することになり、過大な電流がスイッチング素子に流れ、スイッチング素子を破壊することになる。このように過大な電流でスイッチング素子が破壊しないように、スイッチング素子の切換え時にデッドタイムＴｄを設定する。

次に、重なりタイムＴｏを設定する理由を説明する。昇圧動作時は第１リアクトル５に充電されたエネルギーを二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側に常に送っている。その状態で、もし二次巻線側フルブリッジ回路４の直列に接続したスイッチング素子Ｑ４１とＱ４２との切換え時及びスイッチング素子Ｑ４３とＱ４４との切換え時にデッドタイムＴｄがあると、第１リアクトル５のエネルギーを放電する先の回路がオープン状態となり、第１リアクトル５に充電されたエネルギーの行き所がなくなる。その結果二次巻線側フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒが異常に上昇し、二次巻線側フルブリッジ回路４のスイッチング素子に過大な電圧が印加され、スイッチング素子を破壊することになる。二次巻線側フルブリッジ回路４のスイッチング素子Ｑ４１とＱ４２、スイッチング素子Ｑ４３とＱ４４とに重なりタイムＴｏを設定すると、第１リアクトル５のエネルギーは二次巻線側フルブリッジ回路４のスイッチング素子を流れることになり、過大な電圧が発生しない。このように、過大な電圧によりスイッチング素子が破壊しないように、スイッチング素子の切換え時に重なりタイムＴｏを設定する。

次に、降圧動作時について説明する。降圧動作時も制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４にはデッドタイムＴｄを設定する。設定する理由は、昇圧動作時と同様であるので説明を省略する。制御信号Ｓ４１〜Ｓ４４には、重なりタイムＴｏ、あるいはデッドタイムＴｄどちらを設定してもよい。その理由は、第１リアクトル５に充電されたエネルギーは、デッドタイムＴｄを設定した場合は、スイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４の寄生ダイオード→第１リアクトル５→蓄電池７→スイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４の寄生ダイオードと流れ、重なりタイムＴｏを設定した場合は、スイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４→第１リアクトル５→蓄電池７→スイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４と流れる。どちらに設定しても第１リアクトル５のエネルギーは流れ続けるので、過大な電圧が発生することがない。このように、降圧動作時は過大な電流で一次巻線側フルブリッジ回路２のスイッチング素子が破壊しないように制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４にはデッドタイムＴｄを設定するが、制御信号Ｓ４１〜Ｓ４４にはデッドタイムＴｄ、あるいは重なりタイムＴｏどちらを設定してもよい。

実施の形態２．
図６〜図８は、実施の形態２を示すものであり、図６は双方向ＤＣＤＣコンバータの構成を示す構成図、図７は図６の双方向ＤＣＤＣコンバータが降圧動作を行うときの動作を説明するための説明図、図８は図６の双方向ＤＣＤＣコンバータが昇圧動作を行うときの動作を説明するための説明図である。この実施の形態は、損失をさらに低減するためにスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４の電圧が０ボルトになったときにスイッチングする零電圧スイッチングによるいわゆるソフトスイッチングを行うものである。図６において、第１フルブリッジ回路としての一次巻線側フルブリッジ回路２２は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２と、このスイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２にそれぞれ並列に接続された並列コンデンサとしてのコンデンサＣ２１，Ｃ２２とを有する第１ハーフブリッジ回路としてのハーフブリッジ回路２２ａと、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４と、このスイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４にそれぞれ並列に接続された並列コンデンサとしてのコンデンサＣ２３，Ｃ２４とを有する第２ハーフブリッジ回路としてのハーフブリッジ回路２２ｂを有する。

また、ハーフブリッジ回路２２ａのスイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２との接続点とトランス１の一次巻線１ａとの間に第２リアクトル２５が挿入されている。制御回路２６は、図１の制御回路と若干動作が異なり、制御回路２６から一次巻線側フルブリッジ回路２２、第２フルブリッジ回路４へ制御信号Ｓ６１〜Ｓ６４、Ｓ８１〜Ｓ８４が送られる。制御信号Ｓ６１〜Ｓ６４がスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のゲート端子へ送信され、制御信号Ｓ８１〜Ｓ８４がスイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４のゲート端子へ送信される。そして、それぞれのスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ４１〜Ｑ４４を、制御信号に従ってオン、オフ動作させることで双方向の電力変換動作を実現するが、詳細は後述する。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。

次に、動作について詳細に説明する。基本的な動作は図１に示した双方向ＤＣＤＣコンバータと同様である。先ずは電力が直流母線８から蓄電池７に送られる場合、つまり蓄電池７にエネルギーを充電するときの動作について説明する。蓄電池７の電圧ＶＢは、直流母線８の電圧Ｖｂｕｓに比較して低いので、本実施の形態の双方向ＤＣＤＣコンバータは降圧動作を行う。図７は、降圧動作を行うときの制御信号Ｓ６１〜Ｓ６４、Ｓ８１〜Ｓ８４とトランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔと第２フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒとの関係を示すものである。制御信号Ｓ６１，Ｓ６２のローからハイ、ハイからローの切換わりタイミングが他の制御信号の位相すなわち切換わりタイミングよりも時間α２だけ進むようにずらしたものである。なお、制御信号がハイのときスイッチング素子はオン、制御信号がローのときスイッチング素子はオフするものとする。

まず、Ｔ２１期間の動作について説明する。図７に示すように、Ｔ２１期間はＴｏｎ期間とＴｏｆｆ期間とＴｄ１期間とＴｄ２期間からなる。先ずＴｏｎ期間について説明する。制御信号Ｓ６１がハイ、Ｓ６２がロー、Ｓ６３がロー、Ｓ６４がハイ、Ｓ８１がハイ、Ｓ８２がロー、Ｓ８３がロー、Ｓ８４がハイになる。この期間は、直流母線８から直接エネルギーを蓄電池７に送る期間であり、電流は次のように流れる。トランス１の一次側では、直流母線８→スイッチング素子Ｑ２１→第２リアクトル２５→トランス１の一次巻線１ａ→スイッチング素子Ｑ２４→直流母線８と流れる。またトランス１の二次側では、トランス１の二次巻線１ｂ→スイッチング素子Ｑ４１→第１リアクトル５→蓄電池７→スイッチング素子Ｑ４４→トランス１の二次巻線１ｂと流れる。

第２リアクトル２５に印加される電圧は直流母線８の電圧Ｂｂｕｓに比べて非常に小さいので無視すると、トランス１の一次巻線１ａには直流母線８の電圧Ｖｂｕｓが印加されていることになり、トランス１の二次巻線１ｂには巻数比に比例した電圧が誘起される。第２フルブリッジ回路４の直流側にはトランス１の二次巻線１ｂと同じ電圧が出力されるため、電圧Ｖｒは直流母線８の電圧Ｖｂｕｓにトランス１の巻数比の逆数を乗算した電圧となり、実施の形態１に示した次の（１）式と同じになる。
Ｖｒ＝Ｖｂｕｓ×Ｎ２／Ｎ１ … （１）
よって、Ｔｏｎの期間、電圧Ｖｒは図７に示すように電圧が一定な波形となる。ただし、Ｔｏｎ期間になった瞬間、電圧Ｖｒは電圧が急激に立ち上がるためオーバーシュートが発生することがある。このような場合、図６の電圧Ｖｒに相当する位置に、図には示していないが、抵抗とコンデンサを直列に接続したＲＣスナバ回路、コンデンサのみを接続したＣスナバ回路等のスナバ回路を接続することもある。
また、トランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔは、図７に示すように第１リアクトル５があるため徐々に直線的に上昇する波形となる。この間、第１リアクトル５にエネルギーが蓄えられつつ、蓄電池７にエネルギーが充電されている。

次に、Ｔ２１期間のＴｏｆｆ期間について説明する。制御信号Ｓ６１がロー、Ｓ６２がハイ、Ｓ６３がロー、Ｓ６４がハイ、Ｓ８１がハイ、Ｓ８２がロー、Ｓ８３がロー、Ｓ８４がハイになる。この期間は第１リアクトル５に蓄えられたエネルギーにより電流が環流している期間であり、電流は以下のように流れる。トランス１の一次側では、トランス１の一次巻線１ａ→スイッチング素子Ｑ２４→スイッチング素子Ｑ２２→第２リアクトル２５→トランス１の一次巻線１ａと流れる。またトランス１の二次側では、第１リアクトル５→蓄電池７→スイッチング素子Ｑ４４→トランス１の二次巻線１ｂ→スイッチング素子Ｑ４１→第１リアクトル５と流れる。トランス１の一次巻線１ａは、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４で短絡されているため０ボルトとなり、トランス１の二次巻線１ｂの誘起電圧も０ボルトとなる。ただし、第２リアクトル２５に印加される電圧は非常に小さいので無視するものとする。そのため第２フルブリッジ回路４の直流側出力の電圧Ｖｒも０ボルトになる。このようにＴｏｆｆ期間の電圧Ｖｒは、図７に示すように０ボルトとなる。
トランス１の二次側に流れる電流Ｉｔは、図７に示すように、徐々に直線的に減少するような波形になる。この期間は、第１リアクトル５に蓄えられたエネルギーにより、蓄電池７は充電される。

次に、Ｔ２１期間のＴｄ１期間について説明する。制御信号Ｓ６１がロー、Ｓ６２がロー、Ｓ６３がロー、Ｓ６４がハイ、Ｓ８１がハイ、Ｓ８２がロー、Ｓ８３がロー、Ｓ８４がハイになる。この期間は、スイッチング素子Ｑ２１がオンからオフ、スイッチング素子Ｑ２２が、オフからオンに切り替わる期間であり、直列に接続したスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２が同時にオンにならないようにして、貫通電流が流れないようにするデッドタイム期間である。そして、この期間を使ってスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２は、ソフトスイッチングを行い、スイッチング損失を低減している。第２リアクトル２５、第１リアクトル５がＴｏｎ期間に流れていた電流を維持しようとするため、コンデンサＣ２１は電荷を充電、コンデンサＣ２２は電荷を放電することになり、スイッチング素子Ｑ２１はオフしたときから電圧が０ボルトから徐々に上昇し、またＱ２２は電圧が徐々に低下し０ボルトになったときにオンすることにより、零電圧スイッチングによるソフトスイッチングを行っている。その結果、トランス１の一次巻線１ａの電圧も徐々に下がるため、第２フルブリッジ回路４の直流側出力電圧Ｖｒも、図７に示すように徐々に低くなって０ボルトになる。トランス１の二次側に流れる電流Ｉｔは、直流母線８からの電力供給が無くなるため、図７に示すように徐々に減少し始める。

次に、Ｔ２１期間のＴｄ２期間について説明する。制御信号Ｓ６１がロー、Ｓ６２がハイ、Ｓ６３がロー、Ｓ６４がロー、Ｓ８１がロー、Ｓ８２がロー、Ｓ８３がロー、Ｓ８４がローになる。この期間は、スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ４２，Ｑ４３がオフからオン、スイッチング素子Ｑ２４，Ｑ４１，Ｑ４４がオンからオフに導通状態が切り替わる期間であり、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４が同時にオンにならないようにするデッドタイム期間である。そして、この期間を使ってスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４は、ソフトスイッチングを行い、スイッチング損失を低減している。トランス１の一次側では、Ｑ２４がオフしたときに第２リアクトル２５に蓄えられたエネルギーによりＣ２４が充電されるため、Ｑ２４は電圧が０ボルトから徐々に上昇することにより、またＱ２３はＣ２３が電荷を徐々に放電するため電圧が徐々に減少し、０ボルトになったときにオンすることにより、零電圧スイッチングによるソフトスイッチングを行っている。

第２フルブリッジ回路４の直流側出力の電圧Ｖｒは、図７に示すようにスイッチング素子Ｑ２３がオンするまでは、トランス１の一次巻線１ａに電圧が印加されないため０ボルトのままになる。またトランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔは、第２リアクトル２５に蓄えたれたエネルギーが減少するにつれて、トランス１の一次巻線１ａに流れる電流も減少するため、同じように減少する波形になる。なお、この期間は、第２フルブリッジ回路４の直流側出力の電圧Ｖｒは、０ボルトになるので、制御信号Ｓ８１〜Ｓ８４がハイで、スイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４がオンになる重なりタイムであってもよい。

次に、Ｔ２２期間の動作について以下に説明する。Ｔ２２期間もＴｏｎ期間とＴｏｆｆ期間とＴｄ１期間とＴｄ２期間からなる。Ｔ２２期間は、Ｔ２１期間と比較して、Ｔｏｎ期間、Ｔｏｆｆ期間はすべての制御信号Ｓ６１〜Ｓ６４、Ｓ８１〜Ｓ８４のハイとローが反転した信号となり、Ｔｄ１期間はＳ６１、Ｓ６２以外はハイとローが反転した信号となり、Ｔｄ２期間はＳ６１、Ｓ６２のみがハイとローが反転した信号になる。その結果、トランス１の二次側に流れる電流Ｉｔは、図７に示すようにＴ２１期間と比べて極性が反転した波形となる。また第２フルブリッジ回路４の直流出力の電圧Ｖｒは、Ｔ２１期間と同じ極性の一定電圧の波形となる。Ｔ２１期間とＴ２２期間を繰り返すことで、トランス１に交流電流が流れ、トランス１はエネルギーを一次巻線１ａから二次巻線１ｂに伝達することができる。このようにして直流母線８からトランス１を介して蓄電池７にエネルギーが充電される。蓄電池７の電圧ＶＢは、電圧Ｖｒを平均した値になる。Ｔｄ１期間に電圧が徐々に低下しているが、以下のように（７）式で近似することができる。
ＶＢ≒Ｖｒ×Ｔｏｎ／Ｔ２１（＝Ｔ２２） … （７）

ここで、Ｔ２１＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ＋Ｔｄ１＋Ｔｄ２は一定値であるので、蓄電池７の電圧ＶＢはＴｏｎを変えることで任意の電圧に降圧することができる。ただし、Ｔｏｎの最大値は、Ｔｏｆｆが０で、Ｔｄ１期間とＴｄ２期間の位相が重なったときになるので、Ｔ２１−Ｔｄ１（＝Ｔｄ２）になる。よってＴｏｎ／Ｔ２１（デューティ比）の最大値は、Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｄ１）となる。
蓄電池７の電圧ＶＢと直流母線８の電圧Ｖｂｕｓとの関係は、（１）式、（７）式より
ＶＢ＝Ｖｂｕｓ×Ｎ２／Ｎ１×Ｔｏｎ／Ｔ２１ … （８）
となる。すなわち、トランス１の巻数比で変圧した電圧にデューティ比を乗算した電圧となる。

このように、Ｔｏｎを調整することで、直流母線８の電圧Ｖｂｕｓをトランス１で変圧した電圧よりも更に低い電圧に変換して、蓄電池７へエネルギーを充電することができる。

次に、電力が蓄電池７から直流母線に送られる場合、つまり蓄電池７に充電したエネルギーを放電するときの動作について説明する。直流母線８の電圧Ｖｂｕｓは、蓄電池７の電圧ＶＢに比較して高いので、本発明の双方向ＤＣＤＣコンバータは昇圧動作を行う。
図８は、昇圧動作を行うときの制御信号Ｓ６１〜Ｓ６４、Ｓ８１〜Ｓ８４とトランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔと第２フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒとの関係を示す図である。制御信号Ｓ６１、Ｓ６２のローからハイ、ハイからローへの切換えタイミングのみ他の制御信号と位相がβ２だけ遅れるようにずらしたものである。なお、制御信号がハイのときスイッチング素子はオン、制御信号がローのときスイッチング素子はオフするものとする。

次に、Ｔ２１期間の動作について以下に説明する。Ｔ２１期間はＴｏｎ期間とＴｏｆｆ期間とＴｄ１期間とＴｄ２期間からなる。先ずＴｏｎ期間について説明する。制御信号Ｓ６１がロー、Ｓ６２がハイ、Ｓ６３がロー、Ｓ６４がハイ、Ｓ８１がハイ、Ｓ８２がロー、Ｓ８３がロー、Ｓ８４がハイになる。この期間は、蓄電池７のエネルギーを第１リアクトル５に充電する期間であり、電流は次のように流れる。トランス１の一次側では、トランス１の一次巻線１ａ→第２リアクトル２５→スイッチング素子Ｑ２２→スイッチング素子Ｑ２４→トランス１の一次巻線１ａと流れる。またトランス１の二次側では、蓄電池７→第１リアクトル５→スイッチング素子Ｑ４１→トランス１の二次巻線１ｂ→スイッチング素子Ｑ４４→蓄電池７と流れる。トランス１の一次巻線１ａの電圧は、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４で短絡されているため、０ボルトとなる。ただし、第２リアクトル２５に印加される電圧は非常に小さいので無視するものとする。その結果、トランス１の二次巻線１ｂの電圧も０ボルトとなり、第２フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒも０ボルトになる。このようにＴｏｎの期間、図８に示すように電圧Ｖｒは０ボルトを維持した波形になる。
トランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔは、図８に示すように、徐々に直線的に増加するような波形となり、第１リアクトル５にエネルギーが充電される。なお、この期間は、蓄電池７のエネルギーを直接、直流母線８側へ放電していないため、コンデンサ３に充電されたエネルギーを直流母線８側へ放電し、直流母線８の電圧Ｖｂｕｓを維持している。

次に、Ｔ２１期間のＴｏｆｆ期間について説明する。制御信号Ｓ６１がハイ、Ｓ６２がロー、Ｓ６３がロー、Ｓ６４がハイ、Ｓ８１がハイ、Ｓ８２がロー、Ｓ８３がロー、Ｓ８４がハイになる。この期間は第１リアクトル５に充電されたエネルギーを放電している期間であり、電流は次のように流れる。トランス１の一次側では、トランス１の一次巻線１ａ→第２リアクトル２５→スイッチング素子Ｑ２１→コンデンサ３および直流母線８→スイッチング素子Ｑ２４→トランス１の一次巻線１ａと流れる。またトランス１の二次側では、蓄電池７→第１リアクトル５→スイッチング素子Ｑ４１→トランス１の二次巻線１ｂ→スイッチング素子Ｑ４４→蓄電池７と流れる。その結果、第２フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒには第１リアクトル５で昇圧された電圧が印加される。

電圧Ｖｒと電圧ＶＢの関係は、ＴｏｎとＴ２１（＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ＋Ｔｄ１＋Ｔｄ２）の比をＴｏｎ／Ｔ２１（デューティ比）とすると
Ｖｒ＝ＶＢ×１／（１−Ｔｏｎ／Ｔ２１） … （９）
となる。（９）式は、一般的な、昇圧チョッパーの入力電圧、出力電圧、デューティ比の関係と同じであるので、詳細な説明は省略する。Ｔ２１＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ＋Ｔｄ１＋Ｔｄ２は一定値であるので、Ｔｏｎを変えることで蓄電池７の電圧ＶＢを任意の電圧Ｖｒに昇圧することができる。また電圧ＶｒはＴｏｆｆの期間、図８に示すように電圧が一定な波形になる。
トランス１の二次巻線１ｂには電圧Ｖｒと同じ電圧が印加され、トランス１の一次巻線１ａには巻数比に比例した電圧が誘起される。第２リアクトル２５に印加される電圧は非常に小さいので無視すると、直流母線８にはトランス１の一次巻線１ａの電圧が出力されることになるので、直流母線８の電圧Ｖｂｕｓは、以下のように表すことができる。
Ｖｂｕｓ＝Ｖｒ×Ｎ１／Ｎ２ … （１０）

蓄電池の電圧ＶＢと直流母線８の電圧Ｖｂｕｓの関係は、（１０）式と（９）式より
Ｖｂｕｓ＝ＶＢ×１／（１−Ｔｏｎ／Ｔ２１）×Ｎ１／Ｎ２ … （１１）
となる。第１リアクトル５で昇圧した電圧に、更にトランス１の巻数比を乗算した電圧になる。トランス１による変圧率は一定であるが、Ｔｏｎを変えることで、蓄電池７の電圧ＶＢを任意の直流母線８の電圧Ｖｂｕｓに昇圧することができる。
トランス１の二次側に流れる電流Ｉｔは、図８に示すように、第１リアクトル５に充電したエネルギーを放電するため、直線的に徐々に減少するような波形になる。

次に、Ｔ２１期間のＴｄ１期間について説明する。制御信号Ｓ６１がロー、Ｓ６２がロー、Ｓ６３がロー、Ｓ６４がハイ、Ｓ８１がハイ、Ｓ８２がロー、Ｓ８３がロー、Ｓ８４がハイになる。この期間は、スイッチング素子Ｑ２１がオフからオン、スイッチング素子Ｑ２２が、オンからオフに切り替わる期間であり、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２が同時のオンにならないようにして、貫通電流が流れないようにするデッドタイム期間である。そして、この期間を使ってスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２は、零電圧スイッチングによるソフトスイッチングを行い、スイッチング損失を低減している。第２リアクトル２５、第１リアクトル５がＴｏｎ期間に流れていた電流を維持しようとするため、コンデンサＣ２１は電荷を放電、コンデンサＣ２２は電荷を充電することになる。その結果スイッチング素子Ｑ２１は電圧が徐々に低下し、０ボルトになったときにオンすることにより、またＱ２２は電圧が０ボルトから徐々に上昇することになるため零電圧スイッチングとなる。ソフトスイッチングによりトランス１の一次巻線１ａの電圧も徐々に上がるため、第２フルブリッジ回路４の直流側出力の電圧Ｖｒも、図８に示すように徐々に高くなる。トランス１の二次側に流れる電流Ｉｔは、直流母線８へ電力供給を始めるため、図８に示すように徐々に減少し始める。

次に、Ｔ２１期間のＴｄ２期間について説明する。制御信号Ｓ６１がハイ、Ｓ６２がロー、Ｓ６３がロー、Ｓ６４がロー、Ｓ８１がハイ、Ｓ８２がハイ、Ｓ８３がハイ、Ｓ８４がハイになる。この期間は、スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ４２，Ｑ４３がオフからオン、スイッチング素子Ｑ２４，Ｑ４１，Ｑ４４がオンからオフに切り替わる期間である。トランス１の一次側は、直列に接続したスイッチング素子が同時にオンにならないようにして、貫通電流が流れないようにするデッドタイム期間であり、トランス１の二次側は、直列に接続したスイッチング素子を同時にオンになるようにして、第１リアクトル５に充電したエネルギーを流し続けるための重なりタイム期間である。そして、この期間を使ってスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４は、零電圧スイッチングによるソフトスイッチングを行い、スイッチング損失を低減している。

トランス１の二次側は、スイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４をすべてオンしているため、トランス１の二次側には電圧が印加されないため、トランス１の二次巻線１ｂの電流Ｉｔは図８に示すように急激に減少し０アンペアになる。そしてトランス１の一次巻線１ａの電流波形も同じように急激に減少して０アンペアになる。次に、トランスの一次側では、スイッチング素子Ｑ２１がオンしているため、直流母線８から電流が逆流を始める。その結果、第２リアクトル２５とコンデンサＣ２３、Ｃ２４の共振現象により、Ｑ２４はオフしたときから電圧が０ボルトから徐々に上昇することにより、Ｑ２３は電圧が徐々に減少し０ボルトになったときにオンすることにより、零電圧スイッチングとなる。第２フルブリッジ回路４の直流側出力の電圧Ｖｒは、トランス１の二次側のスイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４がすべてオンしているため、図８に示すように０ボルトのままである。またトランス１の二次巻線１ｂに流れる電流Ｉｔは、図８に示すように、トランス１の一次側の電流が逆流を始めるため、同じように逆流を始める。

次に、Ｔ２２期間の動作について以下に説明する。Ｔ２２期間もＴｏｎ期間とＴｏｆｆ期間とＴｄ１期間とＴｄ２期間からなる。Ｔ２２期間は、Ｔ２１期間と比較して、Ｔｏｎ期間、Ｔｏｆｆ期間はすべての制御信号Ｓ６１〜Ｓ６４、Ｓ８１〜Ｓ８４のハイとローが反転した信号となり、Ｔｄ１期間はＳ６１、Ｓ６２以外はハイとローが反転した信号となり、Ｔｄ２期間はＳ６１、Ｓ６２のみがハイとローが反転した信号になる。その結果、トランス１の二次側に流れる電流Ｉｔは、図８に示すようにＴ２１期間と比べて極性が反転した波形となる。また第２フルブリッジ回路４の直流出力の電圧Ｖｒは、Ｔ２１期間と同じ極性の一定電圧の波形となる。
Ｔ２１期間とＴ２２期間を繰り返すことで、トランス１に交流電流が流れ、トランス１はエネルギーを二次巻線１ｂから一次巻線１ａに伝達することができる。このようにして蓄電池７に充電されたエネルギーがトランス１を介して直流母線８に送られる。

トランス１の巻数比の決め方については、実施の形態１で説明したのと同様であり、直流母線８の電圧範囲をＶｂｕｓｌ〜Ｖｂｕｓｈとし、蓄電池７の電圧範囲はＶＢｌ〜ＶＢｈであるとする。降圧時は、Ｖｂｕｓｌ→ＶＢｈが最小の降圧率となり、昇圧時は、その逆のＶＢｈ→Ｖｂｕｓｌが最小の昇圧率となる。よってトランス１の巻数比をＮ１／Ｎ２≦Ｖｂｕｓｌ／ＶＢｈとなるように決めてＴｏｎを調整すれば、上記すべての電圧範囲において双方向動作することが可能となる。数字を用いて一例を説明すると、直流母線８の電圧範囲が２５０Ｖ〜４００Ｖ、蓄電池７の電圧範囲が２０Ｖ〜４０Ｖとすると、トランス１の巻数比はＮ１／Ｎ２≦２５０／４０＝６．２５となる。最大降圧率の電圧は４００Ｖ→２０Ｖとなり、最大昇圧率の電圧は２０Ｖ→４００Ｖとなる。トランス１の巻数比を６．２５とした場合、Ｔｏｎのデューティ比（Ｔｏｎ／Ｔ２１）は、最大降圧時は（１８）式より０．３１２５、最大昇圧時は（１６）式より０．６８７５となる。つまりトランス１の巻数比を６．２５として、Ｔｏｎのデューティ比を降圧時は１〜０．３１２５、昇圧時は０〜０．６８７５の範囲で可変とすることで上記すべての電圧範囲を双方向動作することができる。

以上説明したように、図６に示した主回路構成を有するＤＣＤＣコンバータにおいて、図７、図８に示した制御信号によりスイッチング素子をオン、オフ制御し、デューティ比（Ｔｏｎ／Ｔ２１）を調整することで、直流母線８から蓄電池７へは、トランス１の巻数比以下の任意の電圧へ降圧動作、蓄電池７から直流母線８へはトランス１の巻数比以上の任意の電圧へ昇圧動作を行う双方向ＤＣＤＣコンバータを実現することができる。なお、Ｔｏｎのデューティ比の調整は直流母線８の電圧Ｖｂｕｓ、蓄電池７の電圧ＶＢ、蓄電池７の充放電電流等を制御回路２６にフィードバック（図６には示してないが）して決定すればよい。

なお、以上の説明は、第５ハーフブリッジ回路のみ位相をずらしたものであるが、第６ハーフブリッジ回路のみ位相をずらしても同様の動作を実現することができる。動作原理は上述した内容と同じであるので省略する。

このように本実施の形態のＤＣＤＣコンバータは、トランス１の一次巻線１ａのスイッチング素子は、デッドタイム期間を使ってソフトスイッチングすることにより、スイッチング損失を実施の形態１に示したものよりもさらに低減することができる。

次に、コンデンサＣ２１〜Ｃ２４、第２リアクトル２５の定数の決定方法について詳細に説明する。先ずは、コンデンサＣ２１、Ｃ２２について説明する。コンデンサＣ２１，Ｃ２２はＴｄ１期間の動作で説明したように降圧時、昇圧時共にＴｄ１期間に充放電動作を行い、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２に印加される電圧の変化を緩やかにするものである。ここでコンデンサＣ２１、Ｃ２２に印加される電圧の変化をＶｃとし、Ｔｄ１期間にトランス１の一次巻線１ａに流れる電流の平均値をＩｄ１とすると、コンデンサの電荷Ｑと電圧の関係より次式が成り立つ。なお、以下の説明においては便宜上コンデンサＣ２１〜Ｃ２４の容量をＣ２１〜Ｃ２４で表すことにする。
Ｖｃ＝Ｑ／Ｃ＝Ｉｄ１×Ｔｄ１／（Ｃ２１＋Ｃ２２） … （１２）
コンデンサＣ２１、Ｃ２２は同じ値にしても特に問題ないので、Ｃ２１＝Ｃ２２とすれば、（１２）式は、
Ｖｃ＝Ｉｄ１×Ｔｄ１／２Ｃ２１ … （１３）
となる。ここでＶｃを直流母線８の電圧Ｖｂｕｓ以上にすることでスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２をソフトスイッチングすることができる。
従って、
Ｖｃ＝Ｉｄ１×Ｔｄ１／２Ｃ２１≧Ｖｂｕｓ … （１４）
となるようにコンデンサＣ２１、Ｃ２２を選定すればよい。

数字を用いて一例を説明すると、Ｔｄ１期間にトランス１の一次巻線１ａに流れる電流の平均値Ｉｄ１を６Ａ、デッドタイムＴｄ１を１μｓ、直流母線８の電圧Ｖｂｕｓを３００Ｖとすると、コンデンサＣ２１、Ｃ２２はＣ２１＝Ｃ２２≦１００００ｐＦとなる。コンデンサの容量が小さくなると電圧変化が早くなり、ソフトスイッチングによる損失の低減効果が小さくなるので、なるべく大きな値を選定する方が望ましい。

次に、コンデンサＣ２３、Ｃ２４、第２リアクトル２５について説明する。コンデンサＣ２３，Ｃ２４と第２リアクトル２５はＴｄ２期間の動作で説明したように降圧時、昇圧時共に共振現象により、コンデンサＣ２３、Ｃ２４の電圧が変化し、スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４に印加される電圧の変化を緩やかにするものである。降圧時の動作は、Ｔｄ２期間の初期に第２リアクトル２５に流れている電流によりコンデンサＣ２３、Ｃ２４の電圧が変化する。ここで第２リアクトル２５のインダクタンスをＬ、Ｔｄ２期間の初期に第２リアクトル２５に流れている電流（＝トランス１の一次巻線１ａに流れる電流）の絶対値をＩｅとし、コンデンサＣ２３、Ｃ２４に印加される電圧変化の最大値をＶｃｍａｘとすると、両者に蓄えられる最大エネルギーは同じ値になるので次の関係が成り立つ。
１／２×Ｌ×Ｉｅ×Ｉｅ＝１／２×（Ｃ２３＋Ｃ２４）×Ｖｃｍａｘ×Ｖｃｍａｘ … （１５）
スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４を０ボルトスイッチングするためには、Ｖｃｍａｘ≧Ｖｂｕｓが成り立てばよいので、（１５）式は
１／２×Ｌ×Ｉｅ×Ｉｅ≧１／２×（Ｃ２３＋Ｃ２４）×Ｖｂｕｓ×Ｖｂｕｓ … （１６）
となる。コンデンサＣ２３、Ｃ２４は同じ値にしても特に問題ないので、Ｃ２３＝Ｃ２４とすれば、（１６）式から、
１／２×Ｌ×Ｉｅ×Ｉｅ≧１／２×２Ｃ２３×Ｖｂｕｓ×Ｖｂｕｓ … （１７）
の関係が成り立つ。

次に、昇圧時の動作は、直流母線８の電圧Ｖｂｕｓを電源として、第２リアクトル２５とコンデンサＣ２３、Ｃ２４が共振現象を起こしコンデンサＣ２３、Ｃ２４の電圧が変化する。Ｔｄ２期間に第２リアクトル２５に流れる電流の最大値の絶対値をＩｅ２とすると、第２リアクトル２５に蓄えられる最大エネルギーとコンデンサＣ２３、Ｃ２４に蓄えられる最大エネルギーは同じ値になるので次の関係が成り立つ。
１／２×Ｌ×Ｉｅ２×Ｉｅ２＝１／２×２Ｃ２３×Ｖｂｕｓ×Ｖｂｕｓ … （１８）
ここで、トランス１の一次巻線１ａに流れる電流の連続性を考えると、Ｉｅ２≧Ｉｅとなることが望ましい。もし、Ｉｅ２＜ＩｅとなるとＴｄ２期間からＴｏｎ期間に切り替わった瞬間、第１リアクトル５に流れていた電流が、スムーズにトランス１の二次巻線１ｂに流れないため、第２フルブリッジ回路４の直流側の電圧Ｖｒが急激に上昇し、第２フルブリッジ回路４のスイッチング素子が過電圧で破壊する可能性がある。ただし、Ｉｅ２＞Ｉｅの場合は、Ｔｄ２期間からＴｏｎ期間に切り替わった瞬間、トランス１の二次巻線１ｂにＩｅ２に相当する電流が流れるが、特に不具合が発生することはない。よって、Ｉｅ２≧Ｉｅとおけば、（１８）式は
１／２×Ｌ×Ｉｅ×Ｉｅ≦１／２×２Ｃ２３×Ｖｂｕｓ×Ｖｂｕｓ … （１９）
となる。降圧時の（１７）式と昇圧時の（１９）式の両方を満足するためには以下の関係が成り立てばよい。
１／２×Ｌ×Ｉｅ×Ｉｅ＝１／２×２Ｃ２３×Ｖｂｕｓ×Ｖｂｕｓ … （２０）

（２０）式を変形すると次の関係が成り立つ。
Ｖｂｕｓ／Ｉｅ＝√（Ｌ／２Ｃ２３） … （２１）
第２リアクトル２５とコンデンサＣ２３、Ｃ２４の比は（２１）式を満足するように設定すればよい。また第２リアクトル２５、もしくはコンデンサＣ２３、Ｃ２４に蓄えられるエネルギーが最大になるまでの時間は、第２リアクトル２５とコンデンサＣ２３、Ｃ２４の共振周期の１／２になるので、Ｔｄ２と第２リアクトル２５とコンデンサＣ２３、Ｃ２４の関係を次のように設定することで、最適なタイミングでＴｄ２期間からＴｏｎ期間に切り替えることができる。
Ｔｄ２＝π√（Ｌ×２Ｃ２３） … （２２）

第２リアクトル２５のインダクタンスＬとコンデンサＣ２３、Ｃ２４の容量Ｃは（２１）式、（２２）式が成り立つように選定すればよい。またＴｄ２期間の初期に第２リアクトル２５に流れている電流（＝トランス１の一次巻線１ａに流れる電流）の絶対値Ｉｅの代わりに、Ｉｅよりも値が大きくなるトランス１の一次巻線１ａに流れる電流の実効値、もしくは直流母線８の平均電流を用いてもよい。
なお、第２リアクトル２５の値は、正確にはトランス１の漏れインダクタンスを含んだ値である。トランス１の漏れインダクタンスや線路のインダクタンスで、（２１）式、（２２）式が満足すれば、第２リアクトル２５を特別に設けることを要せずこれらインダクタンスを第２リアクトルとして用いることができる。このように第２リアクトル２５とコンデンサＣ２３、Ｃ２４を選定することで、スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４を零電圧スイッチングすることができると同時に、昇圧時に第２フルブリッジ回路４の直流側に過大な電圧が発生するのを抑制することができる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、上述した実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ トランス、１ａ 一次巻線、１ｂ 二次巻線、２ 一次巻線側フルブリッジ回路、２ａ，２ｂ ハーフブリッジ回路、Ｑ２１〜Ｑ２４ スイッチング素子、
３ コンデンサ、４ 二次巻線側フルブリッジ回路、４ａ，４ｂ ハーフブリッジ回路、Ｑ４１〜Ｑ４４ スイッチング素子、５ 第１リアクトル、６ 制御回路、７ 蓄電池、８ 直流母線、２２ 一次巻線側フルブリッジ回路、
２２ａ，２２ｂ ハーフブリッジ回路、Ｃ２１〜Ｃ２４ コンデンサ、
２５ 第２リアクトル、２６ 制御回路。

Claims (7)

1. 第１フルブリッジ回路と第２フルブリッジ回路と変圧器と第１リアクトルとコンデンサと制御装置とを有し、第１電気装置と第２電気装置との間で双方向に電力変換する双方向ＤＣＤＣコンバータであって、
   前記第１フルブリッジ回路は、それぞれ二つのスイッチング素子が直列に接続された第１ハーフブリッジ回路と第２ハーフブリッジ回路とを有するものであり、
   前記第２フルブリッジ回路は、それぞれ二つのスイッチング素子が直列に接続された第３ハーフブリッジ回路と第４ハーフブリッジ回路とを有するものであり、
   前記変圧器は、巻数Ｎ１の第１巻線と巻数Ｎ２の第２巻線とを有し、前記巻数Ｎ１が前記巻数Ｎ２より多いものであって、かつ前記第１電気装置の電圧範囲の下限電圧をＶｂｕｓｌとし、前記第２電気装置の電圧範囲の上限電圧をＶＢｈとするとき、前記変圧器の巻数比Ｎ１／Ｎ２が次の式
   Ｎ１／Ｎ２≦Ｖｂｕｓｌ／ＶＢｈ
   を満たすように決定されたものであり、
   前記第１フルブリッジ回路の直流側に前記コンデンサが並列に接続されるとともに前記第１フルブリッジ回路の直流側が前記第１電気装置に接続されるものであり、前記第１フルブリッジ回路の交流側が前記変圧器の前記第１巻線に接続され、前記変圧器の前記第２巻線に前記第２フルブリッジ回路の交流側が接続され、前記第２フルブリッジ回路の直流側に前記第１リアクトルを介して前記第２電気装置が接続されるものであり、
   前記制御装置は、前記変圧器の前記第１巻線側から前記第２巻線側に電力変換する場合は前記第１から第４までのハーフブリッジ回路のうちの前記第１ハーフブリッジ回路または前記第２ハーフブリッジ回路の開閉タイミングを他のハーフブリッジ回路の開閉タイミングよりも進ませ、前記変圧器の前記第２巻線側から前記第１巻線側に電力変換する場合は前記第１から第４までのハーフブリッジ回路のうちの前記第１ハーフブリッジ回路または前記第２ハーフブリッジ回路の開閉タイミングを他のハーフブリッジ回路の開閉タイミングよりも遅らせるものである
   双方向ＤＣＤＣコンバータ。
2. 前記第１フルブリッジ回路は、その直流側の電圧が前記第２フルブリッジ回路の直流側の電圧よりも高いものである請求項１に記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ。
3. 前記制御装置は、前記第１ハーフブリッジ回路および前記第２ハーフブリッジ回路のそれぞれ直列に接続された前記二つのスイッチング素子をともに非導通となるデッドタイム期間を設けて開閉制御し、前記第３ハーフブリッジ回路および前記第４ハーフブリッジ回路のそれぞれ直列に接続された前記二つのスイッチング素子を同時に導通する重なりタイム期間を設けて開閉制御するものである請求項１または請求項２に記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ。
4. 第２リアクトルを有するものであって、
   前記第２リアクトルは、前記第１フルブリッジ回路と前記変圧器との間に挿入されたものであり、
   前記第１ハーフブリッジ回路と前記第２ハーフブリッジ回路は、おのおののそれぞれ直列に接続された前記二つのスイッチング素子にそれぞれ並列に接続された並列コンデンサを有するものである請求項３に記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ。
5. 前記第２ハーフブリッジ回路のそれぞれ直列に接続された前記二つのスイッチング素子の導通状態が切り替わるときの前記コンデンサの電圧をＶｂｕｓとし、前記第２リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第２リアクトルに流れている電流の絶対値をＩｅとし、前記並列コンデンサの容量をＣとするとき、Ｖｂｕｓ／Ｉｅ＝√（Ｌ／２Ｃ）の条件を満たすように、前期第２リアクトルのインダクタンスＬと前記並列コンデンサの容量Ｃとが決定されたものである請求項４に記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ。
6. 第１フルブリッジ回路と第２フルブリッジ回路と変圧器と第１リアクトルと第２リアクトルとコンデンサと制御装置とを有し、第１電気装置と第２電気装置との間で双方向に電力変換する双方向ＤＣＤＣコンバータであって、
   前記第１フルブリッジ回路は、それぞれ二つのスイッチング素子が直列に接続されるとともに前記二つのスイッチング素子にそれぞれ並列コンデンサが並列に接続された第１ハーフブリッジ回路と第２ハーフブリッジ回路とを有するものであり、
   前記第２フルブリッジ回路は、それぞれ二つのスイッチング素子が直列に接続された第３ハーフブリッジ回路と第４ハーフブリッジ回路とを有するものであり、
   前記変圧器は、第１巻線と第２巻線とを有するものであり、
   前記第１フルブリッジ回路の直流側に前記コンデンサが並列に接続されるとともに前記第１フルブリッジ回路の直流側が前記第１電気装置に接続されるものであり、前記第１フルブリッジ回路の交流側が前記第２リアクトルを介して前記変圧器の前記第１巻線に接続され、前記変圧器の前記第２巻線に前記第２フルブリッジ回路の交流側が接続され、前記第２フルブリッジ回路の直流側に前記第１リアクトルを介して前記第２電気装置が接続されるものであり、
   前記第２ハーフブリッジ回路のそれぞれ直列に接続された前記二つのスイッチング素子の導通状態が切り替わるときの前記コンデンサの電圧をＶｂｕｓとし、前記第２リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第２リアクトルに流れている電流の絶対値をＩｅとし、前記並列コンデンサの容量をＣとするとき、Ｖｂｕｓ／Ｉｅ＝√（Ｌ／２Ｃ）の条件を満たすように、前期第２リアクトルのインダクタンスＬと前記並列コンデンサの容量Ｃとが決定されたものであり、
   前記制御装置は、前記変圧器の前記第１巻線側から前記第２巻線側に電力変換する場合は前記第１から第４までのハーフブリッジ回路のうちの前記第１ハーフブリッジ回路または前記第２ハーフブリッジ回路の開閉タイミングを他のハーフブリッジ回路の開閉タイミングよりも進ませ、前記変圧器の前記第２巻線側から前記第１巻線側に電力変換する場合は前記第１から第４までのハーフブリッジ回路のうちの前記第１ハーフブリッジ回路または前記第２ハーフブリッジ回路の開閉タイミングを他のハーフブリッジ回路の開閉タイミングよりも遅らせ、かつ前記第１ハーフブリッジ回路および前記第２ハーフブリッジ回路のそれぞれ直列に接続された前記二つのスイッチング素子をともに非導通となるデッドタイム期間を設けて開閉制御し、前記第３ハーフブリッジ回路および前記第４ハーフブリッジ回路のそれぞれ直列に接続された前記二つのスイッチング素子を同時に導通する重なりタイム期間を設けて開閉制御するものである
   双方向ＤＣＤＣコンバータ。
7. 前記第１電気装置はエレベータの巻上機であり、前記第２電気装置は蓄電池である請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ。

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