JP2018170930A - 電力変換装置、電力変換システム - Google Patents
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Abstract
【課題】システム停止時において、少なくとも2つの電力変換装置間を繋ぐ直流バスの電圧を、安全な電圧に短時間で低下させる。【解決手段】第1電力変換装置10において、DC−DCコンバータ11は、蓄電部2の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を、第2電力変換装置20が接続された直流バス30に供給する動作と、直流バス30から供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を蓄電部2に充電する動作を行うことができる。制御回路12は、第2電力変換装置20の動作が停止した際、直流バス30の電圧が蓄電部2の電圧より高い間はDC−DCコンバータ11に直流バス30の電圧を降圧させて蓄電部2に充電させ、直流バス30の電圧が蓄電部2の電圧より低くなるとDC−DCコンバータ11に直流バス30の電圧を昇圧させて蓄電部2に充電させる。【選択図】図1
Description
本発明は、蓄電部の充放電を制御する電力変換装置、電力変換システムに関する。
近年、太陽電池と蓄電池を組み合わせた創蓄連携システムが開発されている。創蓄連携システムには集中型と分離型があり、分離型では、太陽電池用のDC−DCコンバータとインバータが設置される第1筐体と、蓄電池用のDC−DCコンバータが設置される第2筐体が分離されて提供される。このような分離型の構成では、第1筐体と第2筐体の間が数100Vの直流バスで接続される。当該直流バスは筐体外に露出しているため、作業者が当該直流バスに触れる可能性がある。
システムを停止してしばらくは、直流バスに接続された電解コンデンサに電荷が溜まっており、直流バスの電圧は高電圧に維持される。この状態で作業者が直流バスを外す作業を行うと感電するリスクがある。
これを防止するために、システム停止時に放電抵抗を接続する方法が考えられるが、部品を追加することになりコストが増大する。
またシステム停止後もDC−DCコンバータを駆動させて、溜まった電荷をジュール熱に変換して抜く方法も考えられるが(例えば、特許文献1参照)、放電に時間がかかり、直流バスの電圧が低下するまでに時間がかかる。また宅内に設置された操作表示用のコントローラに直流バスを繋いで、直流バスの電荷を抜くことも考えられるが、同様に放電に時間がかかり、直流バスの電圧が低下するまでに時間がかかる。
システム停止から直流バスの電圧が、人体に安全な電圧まで低下するのに時間がかかる場合、安全な電圧まで低下する前に作業者が直流バスに触れて感電するリスクが依然として残る。
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、システム停止時において、少なくとも2つの電力変換装置間を繋ぐ直流バスの電圧を、安全な電圧に短時間で低下させることができる電力変換装置、及び電力変換装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明のある態様の電力変換装置は、蓄電部の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を、別の電力変換装置が接続された直流バスに供給する動作と、前記直流バスから供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部に充電する動作を行うことができるDC−DCコンバータと、前記別の電力変換装置の動作が停止した際、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より高い間は前記DC−DCコンバータに前記直流バスの電圧を降圧させて前記蓄電部に充電させ、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より低くなると前記DC−DCコンバータに前記直流バスの電圧を昇圧させて前記蓄電部に充電させる制御回路と、を備える。
本発明によれば、システム停止時において、少なくとも2つの電力変換装置間を繋ぐ直流バスの電圧を、安全な電圧に短時間で低下させることができる。
図1は、本発明の実施の形態1に係る電力変換システム1を説明するための図である。電力変換システム1は、第1電力変換装置10及び第2電力変換装置20を備える。第1電力変換装置10及び第2電力変換装置20は別々の筐体で構成され、両者の間は直流バス30で接続される。
蓄電部2は、電力を充放電可能であり、リチウムイオン蓄電池、ニッケル水素蓄電池、鉛蓄電池、電気二重層キャパシタ、リチウムイオンキャパシタ等を含む。蓄電部2は第1電力変換装置10と接続される。
第1電力変換装置10は、DC−DCコンバータ11、コンバータ制御回路12及び第1コンデンサC1を備える。DC−DCコンバータ11は、蓄電部2と直流バス30の間に接続され、蓄電部2を充放電する双方向コンバータである。
DC−DCコンバータ11は、蓄電部2から放電される直流電力の電圧を昇圧して、昇圧した直流電力を直流バス30に出力する。またDC−DCコンバータ11は、直流バス30の直流電力の電圧を降圧して、降圧した直流電力を蓄電部2に充電する。
コンバータ制御回路12は、第2電力変換装置20のインバータ制御回路22から通信線(不図示)を介して送信されてくる指令値をもとにDC−DCコンバータ11を制御して、蓄電部2を定電流(CC)/定電圧(CV)で充電/放電する。例えばコンバータ制御回路12は、放電時においてインバータ制御回路22から電力指令値を受信し、当該電力指令値を蓄電部2の電圧で割った値を電流指令値として、DC−DCコンバータ11に定電流放電させる。
第1コンデンサC1は、直流バス30の第1電力変換装置10側に設置される電解コンデンサであり、直流バス30の電圧を平滑化する。
第2電力変換装置20は、インバータ21、インバータ制御回路22及び第2コンデンサC2を備える。インバータ21は双方向インバータであり、直流バス30から入力される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を商用電力系統(以下、単に系統3という)に出力する。またインバータ13は、系統3から供給される交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を直流バス30に出力する。
インバータ制御回路22は、直流バス30の電圧が目標電圧を維持するようにインバータ21を制御する。具体的にはインバータ制御回路22は、直流バス30の電圧を検出し、検出したバス電圧を目標電圧に一致させるための指令値を生成する。インバータ制御回路22は、直流バス30の電圧が目標電圧より高い場合はインバータ21のデューティ比を上げるための指令値を生成し、直流バス30の電圧が目標電圧より低い場合はインバータ21のデューティ比を下げるための指令値を生成する。インバータ21は、生成された指令値に基づく駆動信号に応じてスイッチング動作する。
第2コンデンサC2は、直流バス30の第2電力変換装置20側に設置される電解コンデンサであり、直流バス30の電圧を平滑化する。なお直流バス30の長さが短い場合、換言すれば第1電力変換装置10と第2電力変換装置20間の距離が短い場合、第1コンデンサC1と第2コンデンサC2のいずれかを省略可能である。
図2は、本発明の実施の形態2に係る電力変換システム1を説明するための図である。実施の形態2では、実施の形態1の第2電力変換装置20にDC−DCコンバータ23及びコンバータ制御回路24が追加される。
太陽電池4は、光起電力効果を利用し、光エネルギーを直接電力に変換する発電装置である。太陽電池4として、シリコン太陽電池、化合物半導体などを素材にした太陽電池、色素増感型(有機太陽電池)等が使用される。太陽電池4は第2電力変換装置20と接続され、発電した電力を第2電力変換装置20に出力する。
DC−DCコンバータ23は、太陽電池2から出力される直流電力を、所望の電圧値の直流電力に変換し、変換した直流電力を直流バス30に出力する。DC−DCコンバータ23は例えば、昇圧チョッパで構成することができる。
コンバータ制御回路24は、太陽電池4の出力電力が最大になるようDC−DCコンバータ23をMPPT(Maximum Power Point Tracking) 制御する。具体的にはコンバータ制御回路24は、太陽電池4の出力電圧および出力電流である、DC−DCコンバータ23の入力電圧および入力電流を計測して太陽電池4の発電電力を推定する。コンバータ制御回路24は、計測した太陽電池4の出力電圧と推定した発電電力をもとに、太陽電池4の発電電力を最大電力点(最適動作点)にするための指令値を生成する。例えば、山登り法に従い動作点電圧を所定のステップ幅で変化させて最大電力点を探索し、最大電力点を維持するように指令値を生成する。DC−DCコンバータ23は、生成された指令値に基づく駆動信号に応じてスイッチング動作する。
このように実施の形態2では、第2電力変換装置20は太陽電池4用のパワーコンディショナシステムであり、第1電力変換装置10は、太陽電池4用のパワーコンディショナシステムに後付可能な蓄電部2用のパワーコンディショナシステムである。なお太陽電池4の代わりに他の直流電源が接続されてもよい。例えば、他の定置型蓄電池、車載型蓄電池、燃料電池が接続されてもよい。さらに直流バス30に、第2電力変換装置20の他に、別の直流電源に接続された別の電力変換装置が追加で接続されてもよい。
図3は、第1電力変換装置10のDC−DCコンバータ11の構成例1を示す図である。構成例1は、DC−DCコンバータ11をLLC共振コンバータで構成する例である。構成例1に係るDC−DCコンバータ11は、第1ブリッジ回路111、トランスT1、第1インダクタL1、第4コンデンサC4、及び第2ブリッジ回路112を備える。
蓄電部2と並列に第3コンデンサC3が接続される。第3コンデンサC3には例えば、電解コンデンサが使用される。第1ブリッジ回路111は、第1スイッチング素子M1と第2スイッチング素子M2が直列接続された第1アームと、第3スイッチング素子M3と第4スイッチング素子M4が直列接続された第2アームが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第1ブリッジ回路111は蓄電部2及び第3コンデンサC3と並列接続され、第1アームの中点と第2アームの中点が、トランスT1の一次巻線の両端にそれぞれ接続される。
第2ブリッジ回路112は、第5スイッチング素子M5と第6スイッチング素子M6が直列接続された第3アームと、第7スイッチング素子M7と第8スイッチング素子M8が直列接続された第4アームが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第3アームの中点と第4アームの中点が、トランスT1の二次巻線の両端にそれぞれ接続される。第2ブリッジ回路112は第1コンデンサC1、及び直流バス30を介してインバータ21と並列接続される。
第1スイッチング素子M1〜第8スイッチング素子M8には例えば、nチャンネルのMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用できる。第1スイッチング素子M1のドレイン端子および第3スイッチング素子M3のドレイン端子は、蓄電部2の正極に接続される。第2スイッチング素子M2のソース端子および第4スイッチング素子M4のソース端子は、蓄電部2の負極に接続される。第1スイッチング素子M1のソース端子と第2スイッチング素子M2のドレイン端子が接続され、第3スイッチング素子M3のソース端子と第4スイッチング素子M4のドレイン端子が接続される。
第5スイッチング素子M5のドレイン端子および第7スイッチング素子M7のドレイン端子は、直流バス30の正側の配線に接続される。第6スイッチング素子M6のソース端子および第8スイッチング素子M8のソース端子は、直流バス30の負側の配線に接続される。第5スイッチング素子M5のソース端子と第6スイッチング素子M6のドレイン端子が接続され、第7スイッチング素子M7のソース端子と第8スイッチング素子M8のドレイン端子が接続される。
第1ダイオードD1〜第8ダイオードD8は、それぞれの第1スイッチング素子M1〜第8スイッチング素子M8のソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを利用できる。なお、第1スイッチング素子M1〜第8スイッチング素子M8にIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を使用してもよい。この場合、第1ダイオードD1〜第8ダイオードD8は、第1スイッチング素子M1〜第8スイッチング素子M8にそれぞれ並列に、逆向きに接続される。
トランスT1は、第1ブリッジ回路111と第2ブリッジ回路112を絶縁する絶縁トランスである。トランスT1は、一次巻線に接続される第1ブリッジ回路111の出力電圧を、一次巻線と二次巻線の巻数比に応じて変換し、二次巻線に接続される第2ブリッジ回路112に出力する。またトランスT1は、二次巻線に接続される第2ブリッジ回路112の出力電圧を、一次巻線と二次巻線の巻数比に応じて変換し、一次巻線に接続される第1ブリッジ回路111に出力する。蓄電部2の電圧が100V付近、直流バス30の電圧が300V以上に設計されている場合、例えば、巻数比は1:3に設定される。
二次巻線の一端と第4アームの中点との間に共振回路が接続される。当該共振回路は、第1インダクタL1と第4コンデンサC4の直列回路で構成される。第1インダクタL1は、二次巻線の漏れインダクタンスを使用してもよい。
コンバータ制御回路12は、第1スイッチング素子M1〜第8スイッチング素子M8をスイッチング動作させるための駆動信号を生成し、第1スイッチング素子M1〜第8スイッチング素子M8のゲート端子に供給する。
コンバータ制御回路12は、基本動作として第1スイッチング素子M1、第4スイッチング素子M4、第5スイッチング素子M5及び第8スイッチング素子M8のオン/オフを同期させ、第2スイッチング素子M2、第3スイッチング素子M3、第6スイッチング素子M6及び第7スイッチング素子M7のオン/オフを同期させる。またデットタイムを除き、第1スイッチング素子M1、第4スイッチング素子M4、第5スイッチング素子M5及び第8スイッチング素子M8と、第2スイッチング素子M2、第3スイッチング素子M3、第6スイッチング素子M6及び第7スイッチング素子M7を相補的にオン/オフする。即ちコンバータ制御回路12は、前者のスイッチング素子群がオンしているとき、後者のスイッチング素子群をオフし、前者のスイッチング素子群がオフしているとき、後者のスイッチング素子群をオンする。
コンバータ制御回路12は、位相差制御方式を用いる場合、第1スイッチング素子M1及び第4スイッチング素子M4のターンオン/ターンオフと、第5スイッチング素子M5及び第8スイッチング素子M8のターンオン/ターンオフとの位相差、並びに第2スイッチング素子M2及び第3スイッチング素子M3のターンオン/ターンオフと、第6スイッチング素子M6及び第7スイッチング素子M7のターンオン/ターンオフとの位相差を制御する。
コンバータ制御回路12は放電時、放電電流/放電電圧が目標値になるように、第1スイッチング素子M1〜第8スイッチング素子M8の駆動信号の周波数、デューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。またコンバータ制御回路12は充電時、充電電流/充電電圧が目標値になるように、第1スイッチング素子M1〜第8スイッチング素子M8の駆動信号の周波数、デューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。周波数、デューティ比、位相差、及びデッドタイムの内、変更対象以外のパラメータは固定値に設定する。
以上に説明したLLC共振コンバータの制御方法は、蓄電部2の電圧が直流バス30の電圧より低い状態(LLC共振コンバータの通常の動作電圧範囲)を前提とした制御方法である。これに対して、第1電力変換装置10の電源がオフになると、直流バス30の電圧が低下し、やがて蓄電部2の電圧より低くなる。
コンバータ制御回路12は、直流バス30の電圧が蓄電部2の電圧より低い状態になると、第1ブリッジ回路111をダイオード整流回路として機能させる。具体的には第1スイッチング素子M1〜第4スイッチング素子M4の全てをオフ状態に制御する。コンバータ制御回路12は、第2ブリッジ回路112を制御して直流バス30の電圧を昇圧する。これにより、直流バス30(より具体的には第1コンデンサC1及び/又は第2コンデンサC2)に残留する電荷を蓄電部2に充電することができる。
なお第1ブリッジ回路111がダイオード整流状態に制御されているため、蓄電部2の電圧が直流バス30の電圧より高い状態でも、蓄電部2からトランスT1の一次巻線に電流が流入しない。従って、蓄電部2の電圧が直流バス30の電圧より高い状態でも、直流バス30の電圧を昇圧することができる。即ち、トランスT1の二次巻線の励磁電流を第4コンデンサC4に充電することができ、その充電されたエネルギーをもとに二次巻線の電圧を昇圧することができる。
コンバータ制御回路12は、第2ブリッジ回路112の昇圧動作を、直流バス30の電圧が人体に安全な電圧に低下するまで継続する。例えば、直流バス30の電圧が0〜20Vまで低下したら昇圧動作を終了する。
図4は、第1電力変換装置10のDC−DCコンバータ11の構成例2を示す図である。構成例2は、DC−DCコンバータ11をLLC共振コンバータと昇降圧回路の直列回路で構成する例である。構成例2に係るDC−DCコンバータ11は、第1ブリッジ回路111、トランスT1、第1インダクタL1、第4コンデンサC4、第5コンデンサC5、第2ブリッジ回路112、及び昇降圧回路113を備える。第1ブリッジ回路111、トランスT1、第1インダクタL1、第4コンデンサC4及び第2ブリッジ回路112の構成は、構成例1と同じである。LLC共振コンバータ及び昇降圧回路113と並列に第5コンデンサC5が接続される。第5コンデンサC5には例えば、電解コンデンサが使用される。
昇降圧回路113は、非絶縁型の双方向チョッパとして構成され、LLC共振コンバータの電圧を昇圧して、昇圧した電圧を直流バス30に出力する。また、昇降圧回路113は、直流バス30の電圧を降圧して、降圧した電圧をLLC共振コンバータに出力する。コンバータ制御回路12は、昇降圧回路113の出力電流を所定の目標電流値に近づくように制御する。
昇降圧回路113は、第2インダクタL2、第9スイッチング素子M9及び第10スイッチング素子M10を備える。LLC共振コンバータと直流バス30間の正側の配線に第2インダクタL2及び第10スイッチング素子M10が直列接続される。第2インダクタL2と第10スイッチング素子M10との間のノードと、LLC共振コンバータと直流バス30間の負側の配線との間に、第9スイッチング素子M9が接続される。第9スイッチング素子M9には第9ダイオードD9が逆並列に形成または接続され、第10スイッチング素子M10には第10ダイオードD10が逆並列に形成または接続される。
構成例2では、コンバータ制御回路12は、蓄電部2の電圧が直流バス30の電圧より低い状態では、LLC共振コンバータを絶縁回路として機能させる。即ちコンバータ制御回路12は、第1スイッチング素子M1〜第8スイッチング素子M8の駆動信号の周波数、デューティ比、位相差、及びデッドタイムを固定値で制御する。
コンバータ制御回路12は、蓄電部2の電圧が直流バス30の電圧より低い状態であり、蓄電部2から放電する場合、第10スイッチング素子M10をオフ状態に制御し、昇降圧回路113の出力電流/出力電圧が目標値になるよう、第9スイッチング素子M9をスイッチング制御する。またコンバータ制御回路12は、蓄電部2の電圧が直流バス30の電圧より低い状態であり、蓄電部2に充電する場合、第9スイッチング素子M9をオフ状態に制御し、昇降圧回路113の出力電流/出力電圧が目標値になるよう、第10スイッチング素子M10をスイッチング制御する。
コンバータ制御回路12は、直流バス30の電圧が蓄電部2の電圧より低い状態になると、第10スイッチング素子M10をオン状態に制御し、第9スイッチング素子M9をオフ状態に制御する。さらにコンバータ制御回路12は、第1ブリッジ回路111をダイオード整流回路として機能させ、第2ブリッジ回路112を制御して直流バス30の電圧を昇圧する。コンバータ制御回路12は、第2ブリッジ回路112の昇圧動作を、直流バス30の電圧が人体に安全な電圧に低下するまで継続する。
図5は、第1電力変換装置10のDC−DCコンバータ11の構成例3を示す図である。構成例3は、DC−DCコンバータ11をDAB(Dual Active Bridge)コンバータで構成する例である。DABコンバータは、構成例1に示したLLC共振コンバータの第4コンデンサC4を取り除いた構成と同じになる。
コンバータ制御回路12は放電時、放電電流/放電電圧が目標値になるように、第1スイッチング素子M1〜第8スイッチング素子M8の駆動信号の位相差、デューティ比またはデッドタイムを変更する。またコンバータ制御回路12は充電時、充電電流/充電電圧が目標値になるように、第1スイッチング素子M1〜第8スイッチング素子M8の駆動信号の位相差、デューティ比またはデッドタイムを変更する。位相差、デューティ比及びデッドタイムの内、変更対象以外のパラメータは固定値に設定する。
コンバータ制御回路12は、直流バス30の電圧が蓄電部2の電圧より低い状態になると、第1ブリッジ回路111をダイオード整流回路として機能させるとともに、第2ブリッジ回路112を制御して直流バス30の電圧を昇圧する。コンバータ制御回路12は、第2ブリッジ回路112の昇圧動作を、直流バス30の電圧が人体に安全な電圧に低下するまで継続する。
以上説明したように本実施の形態によれば、システム停止時において、直流バス30の電圧を、人体に安全な電圧まで短時間で低下させることができる。直流バス30に放電用の負荷を接続する必要がないため、追加の部品コスト及び追加の接続作業が発生しない。また短時間で直流バス30の電圧を低下させることができるため、作業者の感電リスクを最低限に抑えることができる。
なお車両の補機バッテリのように蓄電部2の電圧が12V/24Vであれば、感電リスクは小さいが、定置型蓄電池の場合、50V以上の商品が多い。この場合、感電リスクがあり、直流バス30に残留する電荷を速やかに除去する必要がある。上記実施の形態に係る手法は、蓄電部2の電圧が50V以上のアプリケーションに特に有効である。
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
図6は、第1電力変換装置10のDC−DCコンバータ11の変形例1を示す図である。変形例1は、構成例1に示したLLC共振コンバータの変形例である。変形例1では、第1ブリッジ回路111の代わりにセンタータップ回路111aが使用されている。センタータップ回路111aは、第1スイッチング素子M1及び第2スイッチング素子M2を有する。第1スイッチング素子M1はトランスT1の一次巻線の一端と蓄電部2の負極間に接続され、第2スイッチング素子M2はトランスT1の一次巻線の他端と蓄電部2の負極間に接続される。一次巻線の中点と蓄電部2の正極が接続される。
変形例1では、第2ブリッジ回路112がフルブリッジ回路ではなく、ハーフブリッジ回路で構成される。ハーフブリッジ回路は、直列接続された第5スイッチング素子M5及び第6スイッチング素子M6を有する。
コンバータ制御回路12は放電時、放電電流/放電電圧が目標値になるように、第1スイッチング素子M1、第2スイッチング素子M2、第5スイッチング素子M5及び第6スイッチング素子M6の駆動信号の周波数、デューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。またコンバータ制御回路12は充電時、充電電流/充電電圧が目標値になるように、第1スイッチング素子M1、第2スイッチング素子M2、第5スイッチング素子M5及び第6スイッチング素子M6の駆動信号の周波数、デューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。
コンバータ制御回路12は、直流バス30の電圧が蓄電部2の電圧より低い状態になると、第1スイッチング素子M1及び第2スイッチング素子M2をオフ状態(ダイオード整流状態)に制御するとともに、第5スイッチング素子M5及び第6スイッチング素子M6をスイッチング制御して直流バス30の電圧を昇圧する。
図7は、第1電力変換装置10のDC−DCコンバータ11の変形例2を示す図である。変形例2は、DC−DCコンバータ11をHブリッジコンバータで構成する例である。Hブリッジコンバータは、Hブリッジ接続された第1スイッチング素子M1〜第4スイッチング素子M4及び第1インダクタL1を有する。
コンバータ制御回路12は放電時、放電電流/放電電圧が目標値になるように、第1スイッチング素子M1〜第4スイッチング素子M4の駆動信号のデューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。またコンバータ制御回路12は充電時、充電電流/充電電圧が目標値になるように、第1スイッチング素子M1〜第4スイッチング素子M4の駆動信号のデューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。
コンバータ制御回路12は、直流バス30の電圧が蓄電部2の電圧より低い状態になると、第1スイッチング素子M1及び第2スイッチング素子M2をオフ状態(ダイオード整流状態)に制御するとともに、第3スイッチング素子M3及び第4スイッチング素子M4をスイッチング制御して直流バス30の電圧を昇圧する。
図8は、第1電力変換装置10のDC−DCコンバータ11の変形例3を示す図である。変形例3は、DC−DCコンバータ11をSEPICコンバータで構成する例である。SEPICコンバータでは、蓄電部2と直流バス30間の配線に第10スイッチング素子M10、第4コンデンサC4及び第2インダクタL2が直列接続される。第10スイッチング素子M10と第4コンデンサC4との間のノードと、蓄電部2と直流バス30間の負側の配線との間に、第1インダクタL1が接続される。第4コンデンサC4と第2インダクタL2との間のノードと、蓄電部2と直流バス30間の負側の配線との間に、第9スイッチング素子M9が接続される。
コンバータ制御回路12は、蓄電部2の電圧が直流バス30の電圧より低い状態であり、蓄電部2から放電する場合、第10スイッチング素子M10をオン状態に制御し、SEPICコンバータの出力電流/出力電圧が目標値になるよう、第9スイッチング素子M9をスイッチング制御する。またコンバータ制御回路12は、蓄電部2の電圧が直流バス30の電圧より低い状態であり、蓄電部2に充電する場合、第9スイッチング素子M9をオフ状態に制御し、SEPICコンバータの出力電流/出力電圧が目標値になるよう、第10スイッチング素子M10をスイッチング制御する。
コンバータ制御回路12は、直流バス30の電圧が蓄電部2の電圧より低い状態になると、第10スイッチング素子M10をオフ状態に制御し、第9スイッチング素子M9をスイッチング制御して直流バス30の電圧を昇圧する。
上記図5、図6に示した回路構成の後段に、図4に示した昇降圧回路113を接続してもよい。この場合、図5、図6に示した回路構成部分は、通常動作時は絶縁回路として機能する。
なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。
[項目1]
蓄電部(2)の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を、別の電力変換装置(20)が接続された直流バス(30)に供給する動作と、前記直流バス(30)から供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部(2)に充電する動作を行うことができるDC−DCコンバータ(11)と、
前記別の電力変換装置(20)の動作が停止した際、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より高い間は前記DC−DCコンバータ(11)に前記直流バス(30)の電圧を降圧させて前記蓄電部(2)に充電させ、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より低くなると前記DC−DCコンバータ(11)に前記直流バスの電圧を昇圧させて前記蓄電部(2)に充電させる制御回路(12)と、
を備えることを特徴とする電力変換装置(10)。
これによれば、直流バス(30)の残留電荷を速やかに除去することができる。
[項目2]
前記DC−DCコンバータ(11)は、双方向で昇降圧が可能なDC−DCコンバータ(11)であることを特徴とする項目1に記載の電力変換装置(10)。
これによれば、直流バス(30)の残留電荷をより確実に除去することができる。
[項目3]
前記DC−DCコンバータ(11)は、トランス(T1)を用いた絶縁型のDC−DCコンバータ(11)であることを特徴とする項目1または2に記載の電力変換装置(10)。
これによれば、蓄電部(2)用の一般的なDC−DCコンバータで実現することができる。
[項目4]
前記DC−DCコンバータ(11)は、前記トランス(T1)の1次側と2次側にそれぞれ、複数のスイッチング素子(M1〜M4、M5〜M8)がブリッジ接続されたブリッジ回路(111、112)を有し、
前記スイッチング素子(M1〜M4、M5〜M8)には並列かつ逆向きにダイオード(D1〜D4、D5〜D8)が形成または接続され、
前記制御回路(12)は、前記別の電力変換装置(20)の動作が停止した際、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より高い間は1次側と2次側の双方のブリッジ回路(111、112)をスイッチング動作させ、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より低くなると2次側のブリッジ回路(112)をスイッチング動作させ、1次側のブリッジ回路(111)をダイオード整流させることを特徴とする項目3に記載の電力変換装置(10)。
これによれば、追加の部品なしで、直流バス(30)の残留電荷を除去することができる。
[項目5]
前記蓄電部(2)は、定置型蓄電池であることを特徴とする項目1から4のいずれかに記載の電力変換装置(10)。
これによれば、直流バス(30)の電圧を、高電圧の定置型蓄電池の電圧より低い電圧に速やかに低下させることができる。
[項目6]
第1電力変換装置(10)と第2電力変換装置(20)を備える電力変換システム(1)であって、
前記第2電力変換装置(20)は、
直流電源(4)の出力する直流電力の電圧を変換し、変換した直流電力を直流バス(30)に出力する第1DC−DCコンバータ(23)と、
前記第1DC−DCコンバータ(23)と前記直流バス(30)を介して接続され、前記直流バス(30)の直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を電力系統(3)に供給するインバータ(21)と、
前記第1DC−DCコンバータ(23)及び前記インバータ(21)を制御する第1制御回路(24、22)と、を有し、
前記第1電力変換装置(10)は、
蓄電部(2)の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を前記直流バス(30)に供給する動作と、前記直流バス(30)から供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部(2)に充電する動作を行うことができる第2DC−DCコンバータ(11)と、
前記第2電力変換装置(20)の動作が停止した際、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より高い間は前記第2DC−DCコンバータ(11)に前記直流バス(30)の電圧を降圧させて前記蓄電部(2)に充電させ、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より低くなると前記第2DC−DCコンバータ(11)に前記直流バス(30)の電圧を昇圧させて前記蓄電部(2)に充電させる第2制御回路(12)と、
を有することを特徴とする電力変換システム(1)。
これによれば、直流バス(30)の残留電荷を速やかに除去することができる。
蓄電部(2)の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を、別の電力変換装置(20)が接続された直流バス(30)に供給する動作と、前記直流バス(30)から供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部(2)に充電する動作を行うことができるDC−DCコンバータ(11)と、
前記別の電力変換装置(20)の動作が停止した際、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より高い間は前記DC−DCコンバータ(11)に前記直流バス(30)の電圧を降圧させて前記蓄電部(2)に充電させ、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より低くなると前記DC−DCコンバータ(11)に前記直流バスの電圧を昇圧させて前記蓄電部(2)に充電させる制御回路(12)と、
を備えることを特徴とする電力変換装置(10)。
これによれば、直流バス(30)の残留電荷を速やかに除去することができる。
[項目2]
前記DC−DCコンバータ(11)は、双方向で昇降圧が可能なDC−DCコンバータ(11)であることを特徴とする項目1に記載の電力変換装置(10)。
これによれば、直流バス(30)の残留電荷をより確実に除去することができる。
[項目3]
前記DC−DCコンバータ(11)は、トランス(T1)を用いた絶縁型のDC−DCコンバータ(11)であることを特徴とする項目1または2に記載の電力変換装置(10)。
これによれば、蓄電部(2)用の一般的なDC−DCコンバータで実現することができる。
[項目4]
前記DC−DCコンバータ(11)は、前記トランス(T1)の1次側と2次側にそれぞれ、複数のスイッチング素子(M1〜M4、M5〜M8)がブリッジ接続されたブリッジ回路(111、112)を有し、
前記スイッチング素子(M1〜M4、M5〜M8)には並列かつ逆向きにダイオード(D1〜D4、D5〜D8)が形成または接続され、
前記制御回路(12)は、前記別の電力変換装置(20)の動作が停止した際、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より高い間は1次側と2次側の双方のブリッジ回路(111、112)をスイッチング動作させ、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より低くなると2次側のブリッジ回路(112)をスイッチング動作させ、1次側のブリッジ回路(111)をダイオード整流させることを特徴とする項目3に記載の電力変換装置(10)。
これによれば、追加の部品なしで、直流バス(30)の残留電荷を除去することができる。
[項目5]
前記蓄電部(2)は、定置型蓄電池であることを特徴とする項目1から4のいずれかに記載の電力変換装置(10)。
これによれば、直流バス(30)の電圧を、高電圧の定置型蓄電池の電圧より低い電圧に速やかに低下させることができる。
[項目6]
第1電力変換装置(10)と第2電力変換装置(20)を備える電力変換システム(1)であって、
前記第2電力変換装置(20)は、
直流電源(4)の出力する直流電力の電圧を変換し、変換した直流電力を直流バス(30)に出力する第1DC−DCコンバータ(23)と、
前記第1DC−DCコンバータ(23)と前記直流バス(30)を介して接続され、前記直流バス(30)の直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を電力系統(3)に供給するインバータ(21)と、
前記第1DC−DCコンバータ(23)及び前記インバータ(21)を制御する第1制御回路(24、22)と、を有し、
前記第1電力変換装置(10)は、
蓄電部(2)の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を前記直流バス(30)に供給する動作と、前記直流バス(30)から供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部(2)に充電する動作を行うことができる第2DC−DCコンバータ(11)と、
前記第2電力変換装置(20)の動作が停止した際、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より高い間は前記第2DC−DCコンバータ(11)に前記直流バス(30)の電圧を降圧させて前記蓄電部(2)に充電させ、前記直流バス(30)の電圧が前記蓄電部(2)の電圧より低くなると前記第2DC−DCコンバータ(11)に前記直流バス(30)の電圧を昇圧させて前記蓄電部(2)に充電させる第2制御回路(12)と、
を有することを特徴とする電力変換システム(1)。
これによれば、直流バス(30)の残留電荷を速やかに除去することができる。
1 電力変換システム、 C1 第1コンデンサ、 M1 第1スイッチング素子、 T1 トランス、 L1 第1インダクタ、 2 蓄電部、 C2 第2コンデンサ、 M2 第2スイッチング素子、 L2 第2インダクタ、 3 系統、 C3 第3コンデンサ、 M3 第3スイッチング素子、 4 太陽電池、 C4 第4コンデンサ、 M4 第4スイッチング素子、 C5 第5コンデンサ、 M5 第5スイッチング素子、 M6 第6スイッチング素子、 M7 第7スイッチング素子、 M8 第8スイッチング素子、 M9 第9スイッチング素子、 10 第1電力変換装置、 M10 第10スイッチング素子、 11 DC−DCコンバータ、 12 コンバータ制御回路、 20 第2電力変換装置、 21 インバータ、 22 インバータ制御回路、 23 DC−DCコンバータ、 24 コンバータ制御回路、 30 直流バス、 111 第1ブリッジ回路、 112 第2ブリッジ回路、 113 昇降圧回路。
Claims (6)
- 蓄電部の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を、別の電力変換装置が接続された直流バスに供給する動作と、前記直流バスから供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部に充電する動作を行うことができるDC−DCコンバータと、
前記別の電力変換装置の動作が停止した際、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より高い間は前記DC−DCコンバータに前記直流バスの電圧を降圧させて前記蓄電部に充電させ、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より低くなると前記DC−DCコンバータに前記直流バスの電圧を昇圧させて前記蓄電部に充電させる制御回路と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。 - 前記DC−DCコンバータは、双方向で昇降圧が可能なDC−DCコンバータであることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記DC−DCコンバータは、トランスを用いた絶縁型のDC−DCコンバータであることを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換装置。
- 前記DC−DCコンバータは、前記トランスの1次側と2次側にそれぞれ、複数のスイッチング素子がブリッジ接続されたブリッジ回路を有し、
前記スイッチング素子には並列かつ逆向きにダイオードが形成または接続され、
前記制御回路は、前記別の電力変換装置の動作が停止した際、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より高い間は1次側と2次側の双方のブリッジ回路をスイッチング動作させ、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より低くなると2次側のブリッジ回路をスイッチング動作させ、1次側のブリッジ回路をダイオード整流させることを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。 - 前記蓄電部は、定置型蓄電池であることを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載の電力変換装置。
- 第1電力変換装置と第2電力変換装置を備える電力変換システムであって、
前記第2電力変換装置は、
直流電源の出力する直流電力の電圧を変換し、変換した直流電力を直流バスに出力する第1DC−DCコンバータと、
前記第1DC−DCコンバータと前記直流バスを介して接続され、前記直流バスの直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を電力系統に供給するインバータと、
前記第1DC−DCコンバータ及び前記インバータを制御する第1制御回路と、を有し、
前記第1電力変換装置は、
蓄電部の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を前記直流バスに供給する動作と、前記直流バスから供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部に充電する動作を行うことができる第2DC−DCコンバータと、
前記第2電力変換装置の動作が停止した際、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より高い間は前記第2DC−DCコンバータに前記直流バスの電圧を降圧させて前記蓄電部に充電させ、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より低くなると前記第2DC−DCコンバータに前記直流バスの電圧を昇圧させて前記蓄電部に充電させる第2制御回路と、
を有することを特徴とする電力変換システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2017068991A JP2018170930A (ja) | 2017-03-30 | 2017-03-30 | 電力変換装置、電力変換システム |
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Cited By (8)
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JP2020156126A (ja) * | 2019-03-18 | 2020-09-24 | マレリ株式会社 | インバータ保護装置 |
WO2021023460A1 (de) * | 2019-08-05 | 2021-02-11 | Robert Bosch Gmbh | Gleichspannungskonverter und verfahren zum betrieb eines gleichspannungskonverters |
CN113054832A (zh) * | 2021-03-10 | 2021-06-29 | 东北大学 | 一种新能源汽车电源系统及分配方法 |
CN114647291A (zh) * | 2020-12-21 | 2022-06-21 | 百度(美国)有限责任公司 | 向服务器集群提供电力的模块和电源系统以及数据中心 |
WO2022131121A1 (ja) * | 2020-12-16 | 2022-06-23 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 電力変換装置 |
CN114791762A (zh) * | 2021-01-25 | 2022-07-26 | 百度(美国)有限责任公司 | 用于数据中心的基于电流检测的可再生能源系统 |
JP7328916B2 (ja) | 2020-02-18 | 2023-08-17 | 三菱重工業株式会社 | 電源装置、制御装置、制御方法およびプログラム |
EP4096084A4 (en) * | 2020-01-20 | 2024-03-06 | Toshiba Kk | POWER CONVERSION DEVICE AND POWER SUPPLY DEVICE FOR SUBSTATION |
-
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- 2017-03-30 JP JP2017068991A patent/JP2018170930A/ja active Pending
Cited By (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP7201488B2 (ja) | 2019-03-18 | 2023-01-10 | マレリ株式会社 | インバータ保護装置 |
JP2020156126A (ja) * | 2019-03-18 | 2020-09-24 | マレリ株式会社 | インバータ保護装置 |
JP7291850B2 (ja) | 2019-08-05 | 2023-06-15 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツング | 直流電圧コンバータおよび直流電圧コンバータの動作方法 |
US20220286058A1 (en) * | 2019-08-05 | 2022-09-08 | Robert Bosch Gmbh | Dc-dc converter and method for operating a dc-dc converter |
JP2022543287A (ja) * | 2019-08-05 | 2022-10-11 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツング | 直流電圧コンバータおよび直流電圧コンバータの動作方法 |
WO2021023460A1 (de) * | 2019-08-05 | 2021-02-11 | Robert Bosch Gmbh | Gleichspannungskonverter und verfahren zum betrieb eines gleichspannungskonverters |
US11764695B2 (en) * | 2019-08-05 | 2023-09-19 | Robert Bosch Gmbh | DC-DC converter and method for operating a DC-DC converter |
EP4096084A4 (en) * | 2020-01-20 | 2024-03-06 | Toshiba Kk | POWER CONVERSION DEVICE AND POWER SUPPLY DEVICE FOR SUBSTATION |
JP7328916B2 (ja) | 2020-02-18 | 2023-08-17 | 三菱重工業株式会社 | 電源装置、制御装置、制御方法およびプログラム |
WO2022131121A1 (ja) * | 2020-12-16 | 2022-06-23 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 電力変換装置 |
CN114647291A (zh) * | 2020-12-21 | 2022-06-21 | 百度(美国)有限责任公司 | 向服务器集群提供电力的模块和电源系统以及数据中心 |
CN114647291B (zh) * | 2020-12-21 | 2023-12-01 | 百度(美国)有限责任公司 | 向服务器集群提供电力的模块和电源系统以及数据中心 |
CN114791762A (zh) * | 2021-01-25 | 2022-07-26 | 百度(美国)有限责任公司 | 用于数据中心的基于电流检测的可再生能源系统 |
CN113054832A (zh) * | 2021-03-10 | 2021-06-29 | 东北大学 | 一种新能源汽车电源系统及分配方法 |
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