JP2022543287A - 直流電圧コンバータおよび直流電圧コンバータの動作方法 - Google Patents

直流電圧コンバータおよび直流電圧コンバータの動作方法 Download PDF

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Abstract

本発明は、直流電圧コンバータ、とりわけ位相シフトフルブリッジトポロジーを有する直流電圧コンバータのための回路構成および制御方法に関し、この場合、一次側での電圧が、二次側での電圧と直流電圧コンバータ内の変圧器の伝送比との積を下回る場合も、一次側から二次側へのエネルギー伝送が行われ得る。このようにして、例えば、直流電圧コンバータの一次側でのコンデンサが、安全な低い電圧レベルへと放電され得る。【選択図】図１

Description

本発明は直流電圧コンバータに関する。本発明はさらに直流電圧コンバータの制御方法に関する。
直流電圧コンバータは多数の分野で用いられている。例えば、直流電圧コンバータにより電気車両の高電圧ネットワークと低電圧ネットワークの間で電気エネルギーが伝送され得る。これについては、直流電圧コンバータの入力端子に印加されている直流電圧を、直流電圧コンバータによってさらなる直流電圧に変換することができ、この場合、直流電圧コンバータの入口での電圧の高さは、出口での電圧の高さとは相違し得る。とりわけ、例えばいわゆる位相シフトフルブリッジトポロジーが知られている。このような直流電圧コンバータは、固定の変圧比をもつ変圧器を含んでいる。この場合、調整可能な位相シフトを使って、出力電圧の可変の調整が可能である。これに関し、入力電圧と出力電圧の電圧比の限界は、なかでも直流電圧コンバータ内の変圧器の変圧比によって制限される。
独国特許出願公開第１０２０１６２００６６２号明細書は、電気車両の高電圧ネットワークと低電圧ネットワークの間で電気エネルギーを伝送するための双方向の直流電圧変換器を説明している。この場合、直流電圧変換器の逆方向での動作により、直流電圧変換器の一次側での中間回路コンデンサが、直流電圧変換器の二次側でのエネルギーによって充電され得る。
本発明は、独立特許請求項の特徴を有する直流電圧変換器および直流電圧変換器の動作方法を開示している。さらなる実施形態は従属特許請求項の対象である。
これに応じて提供されるのは：
第１の変圧器と、第１のフルブリッジ回路と、第２のフルブリッジ回路と、第２の変圧器とを備えた直流電圧コンバータである。第１のフルブリッジ回路は電気的に、直流電圧コンバータの第１の端子と第１の変圧器の一次側との間に配置されている。第２のフルブリッジ回路は電気的に、直流電圧コンバータの第２の端子と第１の変圧器の二次側との間に配置されている。第２の変圧器の一次側は電気的に、第２のフルブリッジ回路と直流電圧コンバータの第２の端子の第１の端子要素との間に配置されている。さらに、この変圧器の二次側と、第１のスイッチング素子と、第１のダイオードとから成る直列回路が設けられている。この直列回路は電気的に、直流電圧コンバータの第２の端子の第１の端子要素と直流電圧コンバータの第２の端子の第２の端子要素との間に配置されている。これに関してはとりわけ、第１のダイオードは、直流電圧コンバータの第２の端子の第１の端子要素と第２の端子要素との間で順方向に配置されている。言い換えれば、第１のダイオードのアノードは、第２の端子のうち正極性をもつ端子要素の方を向いており、ダイオードのカソードは、負極性をもつ端子要素の方を向いている。
さらに提供されるのは：
変圧器の二次側を充電するためのステップを有する、位相シフトフルブリッジ直流電圧コンバータの制御方法であり、この変圧器は、直列インダクタンスとして直流電圧コンバータの出力側に配置されている。この方法は、変圧器の二次側に蓄えられた電気エネルギーを、変圧器の一次側を経由して放電するためのステップをさらに含んでいる。
本発明の基礎になっているのは、直流電圧変換器、とりわけ位相シフトフルブリッジトポロジーを有する直流電圧変換器は、一般的に、限られた電圧範囲内のエネルギー伝送だけを可能にするという知見である。この電圧範囲は、とりわけ位相シフトフルブリッジ直流電圧変換器の場合、変圧器の一次側と二次側の間の変圧比によって制限されている。一次側と二次側の間の変圧比がＮの場合、一次側での電圧は、変圧比Ｎと二次側での電圧との積より大きくなければならない。
したがって本発明のアイデアは、この知見を顧慮し、かつ、上述の制限を超えても一次側から二次側へのエネルギー伝送を可能にする、位相シフトフルブリッジ直流電圧コンバータのための拡張されたトポロジーを提供することである。本発明によるトポロジーは、とりわけ、一次側での入力電圧が変圧比と二次電圧の積に基づく上述の限界より小さい場合の一次側から二次側へのエネルギー伝送も可能にする。
このために、二次側での単純な直列インダクタンスの代わりに変圧器が設けられている。これに関しては従来の直列インダクタンスに倣って、この追加的な変圧器の一次側は、直流電圧コンバータの二次側のフルブリッジと出力端子との間に接続され得る。それに加えてこの追加的な変圧器の二次側は、スイッチング素子および順方向に配置されたダイオードと一緒に、直流電圧コンバータの二次側の正端子と負端子の間の直列回路を構成する。スイッチング素子の閉鎖により、追加的な変圧器の二次側が充電され得る。スイッチング素子の開放により、エネルギーが追加的な変圧器の二次側から一次側へ伝送され、このときに、一次側での電圧が上述の制限未満に落ちる場合でさえ、直流電圧コンバータによる一次側から二次側へのエネルギー伝送を可能にする。
このようにして例えば、一次側のコンデンサ、例えば中間回路コンデンサを、安全な電圧レベルとなるように放電することが可能である。したがって、このような中間回路コンデンサのための追加的な放電回路をなくすことができる。
したがって、本発明によるトポロジーに相応した中間回路コンデンサの放電により、追加的な充電電圧のための手間ひいては費用も節減され得る。それだけでなく、中間回路コンデンサに蓄えられた電気エネルギーを少なくとも部分的には直流電圧変換器の二次側へ伝送することも可能である。よって中間回路コンデンサからのエネルギーは、完全に失われるのではなく、少なくとも部分的には直流電圧変換器の二次側で利用され得る。これによりシステム全体の効率も高まる。
一実施形態によれば、第１のスイッチング素子に並列に第２のダイオードが配置されている。第２のダイオードは、とりわけ第１のダイオードに逆並列に配置されている。言い換えれば、第２のダイオードのカソードは、直流電圧変換器の第２の端子の正端子要素の方を向いている。例えば、第２のダイオードは第１のスイッチング素子のいわゆるボディダイオードであり得る。
さらなる一実施形態によれば、第２のダイオードに並列に第２のスイッチング素子が配置されている。こうすることで、直流電圧コンバータの機能性がさらに追加的に上昇し得る。例えば、第２のスイッチング素子の適切な制御により、逆方向での、つまり直流電圧コンバータの二次側から一次側へのエネルギーの流れも実現され得る。
一実施形態によれば、直流電圧コンバータの第１の端子は、第１の電圧源と電気的に結合するように構成されており、かつ直流電圧コンバータの第２の端子は、第２の電圧源と電気的に結合するように構成されている。とりわけ、第１の電圧源の電圧、つまり直流電圧コンバータの第１の入力端子での電圧が、第２の端子での第２の電圧源の電圧より大きくすることができる。例えば、直流電圧コンバータの第１の端子は、高電圧ネットワーク、例えば電気車両の高電圧ネットワークと結合され得る。この場合には、直流電圧コンバータの第２の端子は、例えば低電圧ネットワーク、とりわけ電気車両の低電圧ネットワークと結合され得る。
一実施形態によれば、直流電圧コンバータは、直流電圧コンバータの第１の端子から直流電圧コンバータの第２の端子の方向に電気エネルギーを伝送するように構成されている。直流電圧コンバータは、とりわけ、直流電圧コンバータの第１の端子での電圧が、第１の変圧器の伝送比と直流電圧コンバータの第２の端子での電圧との積より小さい場合に、電気エネルギーを第１の端子から第２の端子へ伝送するようにも構成され得る。
一実施形態によれば、直流電圧コンバータの第１の端子は、中間回路コンデンサと結合するように構成されている。これに関し、直流電圧コンバータは中間回路コンデンサを放電するように構成され得る。直流電圧コンバータは、とりわけ中間回路コンデンサを所定の電圧閾値未満へと放電するように構成され得る。このようにして、中間回路コンデンサが放電されて安全で無害な電圧レベルへとされる。この場合、追加的な放電回路をなくすことができる。これに関し中間回路コンデンサは、とりわけ、第１の変圧器の変圧比と直流電圧コンバータの第２の端子での電圧との積より小さい電圧となるように放電され得る。
それに加えてまたはその代わりに、直流電圧コンバータは、直流電圧コンバータ（１）の一次側の電圧が所定の最小電圧より小さい場合でさえ、二次側での負荷に、一次側でのエネルギーを介して給電するように構成され得る。この所定の最小電圧は、変圧器の変圧比によって設定される。最小電圧は、とりわけ二次側での電圧と変圧器の変圧比との積から判明し得る。
一実施形態によれば、第２のフルブリッジ回路は、それぞれ２つのスイッチング素子を備えた２つのハーフブリッジを含んでいる。それだけでなく第１のフルブリッジ回路も、それぞれ２つのスイッチング素子を備えた２つのハーフブリッジを含み得る。これに関し直流電圧コンバータは、第１のフルブリッジ回路の、第２のフルブリッジ回路の、ならびに第１および場合によってはさらに第２のスイッチング素子のスイッチング素子を制御するように構成され得る。スイッチング素子の制御は、とりわけ例えば適切な制御機構を使って行われ得る。
一実施形態によれば、直流電圧コンバータ、とりわけ直流電圧コンバータの制御機構は、第１のスイッチングの間隔内では、第１のスイッチング素子を閉じ、かつ第１のフルブリッジ回路のスイッチング素子を開くように構成され得る。それだけでなく第２のスイッチングの間隔内では、第１のスイッチング素子が開かれ、かつ第１のフルブリッジ回路の一方の対角経路内の２つのスイッチング素子がそれぞれ閉じられ得る。こうすることで、第１のスイッチングの間隔中は第２の変圧器の二次側が充電され得る。それに基づいて第２のスイッチングの間隔内では第２の変圧器の二次側から一次側へ電気エネルギーが伝送され得る。このようにして、直流電圧変換器の一次側での電圧が、伝送比と二次側での電圧との積より低く下がる場合でさえ、直流電圧変換器の一次側から直流電圧変換器の二次側へエネルギーが伝送され得る。
一実施形態によれば、直流電圧変換器、とりわけ直流電圧変換器の制御機構は、２つの連続している第２のスイッチング間隔内では、それぞれ交互に、第１のフルブリッジ回路内の異なる対角経路のスイッチング素子を開閉するように構成され得る。このようにして、直流電圧変換器および直流電圧変換器内のスイッチング素子の対称的な制御が行われ得る。
上記の形態および変形形態は、有意義であれば、任意に相互に組み合わされ得る。本発明のさらなる形態、変形形態、および実装は、上でまたは以下で例示的実施形態に関連して述べられている本発明の特徴の、明確には挙げられていない組合せも含む。とりわけ、当業者は本発明のそれぞれの基本形に対する改善または補充としての個々の態様も付け加えるであろう。
以下に、本発明のさらなる特徴および利点を図に基づいて解説する。
一実施形態による直流電圧コンバータの原理回路図の概略図である。 一実施形態による直流電圧変換器内のスイッチング状態ならびに電圧および電流の推移に関するタイムチャートの概略図である。 一実施形態による直流電圧変換器の動作方法の基礎になっているフローチャートの概略図である。
図１は、一実施形態による直流電圧変換器１の基礎になっている原理回路図の概略図を示している。直流電圧変換器１は、例えば、第１の端子要素Ａ１－１および第２の端子要素Ａ１－２を備えた第１の端子Ａ１を含んでいる。この第１の端子Ａ１では、直流電圧変換器１が、例えば、電気車両の高電圧ネットワークなどのような電圧源と電気的に結合され得る。第１の端子Ａ１は、例えば、適切な断路器により電圧源と接続され得るかまたは電圧源から断路され得る。それだけでなく、例えば、両方の端子要素Ａ１－１とＡ１－２の間にコンデンサ、例えば中間回路コンデンサＣＺが配置され得る。
直流電圧コンバータ１は第２の端子Ａ２をさらに含んでおり、第２の端子Ａ２も、第１の端子要素Ａ２－１および第２の端子要素Ａ２－２を有している。この第２の端子Ａ２では、直流電圧コンバータ１がさらなる電圧源、例えば電気車両の低電圧ネットワークまたはその類似物と電気的に結合され得る。第１の端子要素Ａ２－１と第２の端子要素Ａ２－２の間にもコンデンサＣが設けられ得る。
それだけでなく、直流電圧コンバータ１は第１のフルブリッジ回路１０を含んでいる。第１のフルブリッジ回路１０は２つのハーフブリッジを含んでいる。これに関し第１のハーフブリッジは、２つのスイッチング素子１１および１２から成る直列回路を含んでおり、第２のハーフブリッジは、２つのスイッチング素子１３および１４から成る直列回路を含んでいる。直流電圧コンバータ１は第２のフルブリッジ回路２０をさらに含んでいる。第２のフルブリッジ回路２０も、それぞれ２つのスイッチング素子２１～２４を備えた２つのハーフブリッジを含み得る。第１のフルブリッジ回路１０と第２のフルブリッジ回路２０の間に第１の変圧器Ｔ１が設けられている。第１の変圧器Ｔ１の一次側は、一方の端子で第１のフルブリッジ回路１０の第１のハーフブリッジの第１の結節点と接続している。第１の変圧器Ｔ１の一次側の第２の端子は、第１のフルブリッジ回路１０の第２のハーフブリッジのさらなる結節点と接続している。これに倣って第１の変圧器Ｔ１の二次側の第１の端子は、第２のフルブリッジ回路２０の第１のハーフブリッジの結節点と接続しており、第１の変圧器Ｔ１の二次側の第２の端子は、第２のフルブリッジ回路２０の第２のハーフブリッジのさらなる結節点と接続している。
この第１の変圧器Ｔ１の一次側と二次側の間の巻数比は、例えばＮである。これに相応して、ここまで説明してきた回路構成により、追加的な手間なしで、第１の端子Ａ１での電圧Ｕ＿ｐｒｉｍが最低でも伝送比Ｎと第２の出力端子Ａ２での電圧Ｕ１＿ｓｅｋとの積に相当している間は、電気エネルギーが第１の端子Ａ１から第２の端子Ａ２へ伝送され得る。
第２のフルブリッジ回路２０はさらに、直流電圧コンバータ１の第２の端子Ａ２と結合している。これに関し、一方の端子要素、例えば第２の端子要素Ａ２－２は、第２のフルブリッジ回路２０と直接的に接続している。第２の端子Ａ２のもう一方の端子要素、例えば第１の端子要素Ａ２－１と第２のフルブリッジ回路２０との間には、直列インダクタンスが設けられている。この直列インダクタンスは、例えば第２の変圧器Ｔ２によって実現され得る。この場合、第２の変圧器Ｔ２の一次側は、第２のフルブリッジ回路２０と第２の端子Ａ２の第１の端子要素Ａ２－１との間に配置されている。それだけでなく第２の変圧器Ｔ２の二次側は、第１のスイッチング素子Ｓ１および第１のダイオードＤ１と一緒に、第２の端子Ａ２の第１の端子要素Ａ２－１と第２の端子要素Ａ２－２の間に配置された直列回路を構成している。この第１のダイオードＤ１は順方向に配置されており、つまり第１のダイオードＤ１のカソードは負極性の方を向いており、第１のダイオードＤ１のアノードは正極性の方を向いている。とりわけ、第１のスイッチング素子Ｓ１は、第２の端子の第１の端子要素Ａ２－１と第２の変圧器Ｔ２の二次側の第１の端子との間に配置されており、かつ第１のダイオードＤ１は、第２の端子Ａ２の第２の端子要素Ａ２－２と第２の変圧器Ｔ２の二次側の第２の端子との間に配置されている。
さらに、第１のスイッチング素子Ｓ１に並列に第２のダイオードＤ２が設けられ得る。この第２のダイオードＤ２は、第１のダイオードＤ１に逆並列に配置でき、つまり第２のダイオードＤ２は遮断方向に配置されており、したがって第２のダイオードＤ２のカソードは、第２の端子Ａ２での正極性の方を向いている。さらに、第１のダイオードＤ１に並列に第２のスイッチング素子Ｓ２が設けられ得る。
第２のフルブリッジ２０のスイッチング素子２１～２４および第１のスイッチング素子Ｓ１および場合によってはさらに第１のフルブリッジ１０のスイッチング素子１１～１４および／または第２のスイッチング素子Ｓ２が、例えば適切な制御機構３０によって制御され得る。以下では、この場合の個々のスイッチング素子が制御される原理およびスイッチングシーケンスをさらに詳しく解説する。とりわけ、第１のスイッチング素子Ｓ１を的確に制御することで、前述の回路構成により、変圧器の変圧比Ｎと直流電圧コンバータ１の第２の端子Ａ２での電圧Ｕ１＿ｓｅｋとの積より小さい電圧Ｕ＿ｐｒｉｍが一次側での第１の端子Ａ１に印加されている場合も、エネルギー伝送が行われ得る。
図２は、一実施形態による直流電圧コンバータ１の制御方法のスイッチングパターンおよび電圧／電流推移の概略図を示している。以下に説明する制御方法により、とりわけ、直流電圧コンバータ１の一次側での電圧が変圧器の伝送比Ｎと二次側での電圧との積より小さい場合でさえ、直流電圧コンバータ１の一次側から直流電圧コンバータ１の二次側へ電気エネルギーを伝送することが可能である。
時点ｔ０とｔ１の間の第１の時間間隔内では、第２のフルブリッジ２０のスイッチング素子２１～２４が開いており、場合によっては第１のフルブリッジ１０のスイッチング素子１１～１４も開いている。さらに第１のスイッチング素子Ｓ１は閉じている。これにより、第１のスイッチング素子Ｓ１と、第２の変圧器Ｔ２の二次側と、第１のダイオードＤ１とを通って、電流Ｉ２＿ｓｅｋが、まずは上昇していく電流強度で流れる。
時点ｔ１では、第１のスイッチング素子Ｓ１が開かれる。さらに、第１のフルブリッジ回路１０内で一方の対角支線のスイッチング素子１１および１４が閉じられる。この場合、第２の変圧器Ｔ２の二次側から第２の変圧器Ｔ２の一次側へエネルギーが伝送され、かつ第１の変圧器Ｔ１の二次側を通って電流が流れる。この場合に第１の変圧器の二次側で印加されている電圧Ｕ１＿ｓｅｋは、直流電圧コンバータ１の一次側から二次側へのエネルギー伝送を生じさせる。場合によっては、このために第２のフルブリッジ回路２０の相応のスイッチング素子２１および２４が能動的に制御され得る。その代わりに電流は並列のボディダイオードを通って流れることもできる。
時点ｔ２では、第１のフルブリッジ回路１０のスイッチング素子１１～１４および場合によっては第２のフルブリッジ回路２０のスイッチング素子２１～２４が開かれる。さらに第１のスイッチング素子Ｓ１が閉じられ、第２の変圧器Ｔ２の二次側を通る新たな電流の流れが生じる。時点ｔ３では、第１のスイッチング素子Ｓ１が改めて開かれる。時点ｔ３ではさらに、第１のフルブリッジ回路１０の第２の対角支線内のスイッチング素子１２および１３の閉鎖が行われる。それにより第２の変圧器Ｔ２の二次側が再び、第２の変圧器Ｔ２の一次側を経由して放電され、これで第１の変圧器Ｔ１の二次側では、逆の極性をもつ電圧Ｕ１＿ｓｅｋが印加されている。この時間間隔内でも、一次側から二次側へのエネルギー伝送が行われる。
図３は、一実施形態による直流電圧コンバータの一次側から二次側へのエネルギー伝送のための方法１００の基礎になっているフローチャートの概略図を示している。第１のステップ１１０では、第１のスイッチング素子Ｓ１の閉鎖により、第２の変圧器Ｔ２の二次側の充電が行われる。その後のステップ１２０では、第１のスイッチング素子の開放および第１のフルブリッジ回路１０の一方の対角支線内のスイッチング素子の閉鎖により、第２の変圧器の二次側の放電が行われる。ステップ１３０では、第１のスイッチング素子Ｓ１の閉鎖により、第２の変圧器Ｔ２の二次側の新たな充電が行われる。最後にステップ１４０ではまた、第２の変圧器Ｔ２の二次側の放電が行われ、その際、第１のスイッチング素子Ｓ１は再び開いている。このとき、第１のフルブリッジ回路１０の第２の対角支線内のスイッチング素子が閉じている。これに関しステップ１２０および１４０の間に、直流電圧コンバータ１の一次側から二次側へのエネルギー伝送が行われ得る。エネルギー伝送は、とりわけ、直流電圧コンバータ１の一次側での第１の端子Ａ１での電圧が、伝送比と二次側の第２の端子での電圧との積より小さい場合も行われ得る。
まとめると、本発明は、直流電圧コンバータ、とりわけ位相シフトフルブリッジトポロジーを有する直流電圧コンバータのための回路構成および制御方法に関し、この場合、一次側での電圧が、二次側での電圧と直流電圧コンバータ内の変圧器の伝送比との積を下回る場合も、一次側から二次側へのエネルギー伝送が行われ得る。このようにして、例えば、直流電圧コンバータの一次側でのコンデンサが、安全で低い電圧レベルへと放電され得る。

Claims (10)

  1. 第１の変圧器（Ｔ１）と、
    電気的に、直流電圧コンバータ（１）の第１の端子（Ａ１）と前記第１の変圧器（Ｔ１）の一次側との間に配置されている第１のフルブリッジ回路（１０）と、
    電気的に、前記直流電圧コンバータ（１）の第２の端子（Ａ２）と前記第１の変圧器（Ｔ１）の二次側との間に配置されている第２のフルブリッジ回路（２０）と、
    第２の変圧器（Ｔ２）とを備えており、前記第２の変圧器（Ｔ２）の一次側が電気的に、前記第２のフルブリッジ回路（２０）と前記直流電圧コンバータ（１）の前記第２の端子（Ａ２）の第１の端子要素（Ａ２－１）との間に配置されており、かつ前記第２の変圧器（Ｔ２）の二次側と、第１のスイッチング素子（Ｓ１）と、第１のダイオード（Ｄ１）とから成る直列回路が、前記直流電圧コンバータ（１）の前記第２の端子（Ａ２）の前記第１の端子要素（Ａ２－１）と第２の端子要素（Ａ２－２）との間に配置されており、かつ前記第１のダイオード（Ｄ１）が、前記直流電圧コンバータ（１）の前記第２の端子（Ａ２）の前記第１の端子要素（Ａ２－１）と前記第２の端子要素（Ａ２－２）との間で順方向に配置されている直流電圧コンバータ（１）。
  2. 前記第１のスイッチング素子（Ｓ１）に並列に第２のダイオード（Ｄ２）が配置されており、かつ前記第２のダイオード（Ｄ２）が、前記第１のダイオード（Ｄ１）に逆並列に配置されている、請求項１に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  3. 前記第１のダイオード（Ｄ１）に並列に第２のスイッチング素子（Ｓ２）が配置されている、請求項１または２に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  4. 前記直流電圧コンバータ（１）の前記第１の端子（Ａ１）が、第１の電圧源と電気的に結合するように構成されており、
    前記直流電圧コンバータ（１）の前記第２の端子（Ａ２）が、第２の電圧源と電気的に結合するように構成されており、かつ
    前記第１の電圧源の電圧が前記第２の電圧源の電圧より大きい、
    請求項１から３のいずれか一項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  5. 前記直流電圧コンバータ（１）が、前記直流電圧コンバータ（１）の前記第１の端子（Ａ１）から前記直流電圧コンバータ（１）の前記第２の端子（Ａ２）の方向に電気エネルギーを伝送するように構成されている、請求項１から４のいずれか一項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  6. 前記直流電圧コンバータ（１）の前記第１の端子（Ａ１）が、中間回路コンデンサ（ＣＺ）と結合するように構成されており、かつ
    前記直流電圧コンバータ（１）が、所定の電圧未満とするために前記中間回路コンデンサ（ＣＺ）を放電させ、および／または前記直流電圧コンバータ（１）の一次側の電圧が所定の最小電圧より小さい場合であっても、二次側の負荷に、一次側のエネルギーを介して給電するように構成されており、前記所定の最小電圧が、前記変圧器（Ｔ１）の変圧比によって規定されている、
    請求項１から５のいずれか一項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  7. 前記第１のフルブリッジ回路（１０）が、それぞれ２つのスイッチング素子（１１～１４）を備えた２つのハーフブリッジを含んでおり、
    前記第２のフルブリッジ回路（２０）が、それぞれ２つのスイッチング素子（２１～２４）を備えた２つのハーフブリッジを含んでおり、
    前記直流電圧コンバータ（１）が、前記第１のフルブリッジ回路（１０）の前記スイッチング素子（１１～１４）と、前記第２のフルブリッジ回路（２０）の前記スイッチング素子（２１～２４）と、前記第１のスイッチング素子（Ｓ１）とを制御するように構成された制御機構（３０）をさらに含んでいる、請求項１から６のいずれか一項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  8. 前記制御機構（３０）が、第１のスイッチング素子間隔内では、前記第１のスイッチング素子（Ｓ１）を閉じ、かつ前記第１のフルブリッジ回路の前記スイッチング素子（１１～１４）を開き、ならびに第２のスイッチング素子間隔内では、前記第１のスイッチング素子（Ｓ１）を開き、かつそれぞれ前記第１のフルブリッジ回路（１０）の一方の対角経路内の前記第１のスイッチング素子を閉じるように構成されている、請求項７に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  9. 前記制御機構（３０）が、２つの連続している第２のスイッチの間隔内では、前記第１のフルブリッジ回路（１０）内の異なる対角経路の前記スイッチング素子（１１～１４）を交互に開閉するように構成されている、請求項８に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  10. 位相シフトフルブリッジ直流電圧コンバータの制御方法（１００）であって、
    直列インダクタンスとして前記直流電圧コンバータの出力側に配置されている変圧器（Ｔ２）の二次側を充電するステップ（１１０）と、
    前記変圧器（Ｔ２）の二次側に蓄えられた電気エネルギーを、前記変圧器（Ｔ２）の一次側を経由して放電（１２０）するステップとを有する制御方法（１００）。
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