JP2020156126A - インバータ保護装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転機の回転中の動作異常によって発生する異常な電気エネルギーから、インバータを適切に保護する。【解決手段】推進用モータＭの回転中にメインリレー３のオフ又はパワーモジュール３１の動作停止が発生すると、パワーモジュール３１の入力側がプラグイン用充電器ＣＨＧのＤＣＤＣコンバータ３９を介してＤＣリンク用コンデンサＣ２に接続される。そして、推進用モータＭの回転中の異常で推進用モータＭに発生した電気エネルギーが、プラグイン用充電器ＣＨＧのＤＣリンク用コンデンサＣ２に電荷として蓄積される。また、パワーモジュール３１の入力側への接続により上昇したＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧が飽和したら、ＤＣリンク用コンデンサＣ２に印加される直流電圧を一次側フルブリッジ回路ＢＲ１で昇圧させる。【選択図】図３

Description

本発明は、直流電源と交流の回転機との間で電力を変換するインバータの保護装置に関する。

例えば電気自動車（ＥＶ）やプラグインハイブリッド車（ＰＨＥＶ）等の電動車両では、コンタクタがオンされると、リチウム−イオン電池等の二次電池が推進用モータ側に接続される。推進用モータ側では、二次電池の直流電力が平滑コンデンサで平滑化される。さらに、インバータが作動すると、平滑化された直流電力がインバータによって交流電力に変換される。そして、インバータから供給される交流電力によって、交流の回転機である推進用モータが回転される。

なお、電動車両が時速１００ｋｍで走行しているときの推進用モータの線間電圧は例えば８００Ｖ程度であると言われている。電動車両の中には最高速度が時速１４０ｋｍに達するものもあり、そのときの推進用モータの線間電圧は１０００Ｖを超えるものと考えられる。

ところで、推進用モータの回転中にコンタクタが異常によりオフされると、回転速度に応じた誘起電圧が推進用モータに発生する。また、推進用モータのコイルを電流が流れなくなり、コイルを流れていた電流に応じた蓄積エネルギーがコイルから放出される。推進用モータの回転中にインバータの動作が異常停止した場合にも、同様の状態が推進用モータに発生する。

例えば、電動車両が最高速度で走行しているときに、異常によりコンタクタのオフ又はインバータの動作停止が起こると、誘起電圧の発生とコイルの蓄積エネルギーの放出とにより、推進用モータの線間に１０００Ｖを超える高電圧が現れる可能性がある。

異常によるコンタクタのオフ又はインバータの動作停止時に推進用モータの線間に現れる高電圧は、二次電池の端子電圧を大きく上回る。このような異常な高電圧が推進用モータの線間に発生すると、回生電流の経路上に存在するインバータのパワー半導体スイッチング素子、平滑コンデンサに、異常な高電圧が印加される。すると、パワー半導体スイッチング素子又は平滑コンデンサが、耐圧を超える過電圧の印加によって損傷する可能性がある。そこで、推進用モータの回転中にコンタクタがオフした場合の対策が、過去に提案されている。

この提案では、コンタクタのオフで推進用モータの線間に発生した電圧の電気エネルギーを平滑コンデンサに蓄積させて、推進用モータの線間電圧の急な上昇が起こりにくい構成としている。また、推進用モータの回転中にコンタクタのオフを検出したら、制御によってインバータの半導体スイッチング素子を開閉させて、半導体スイッチング素子のスイッチング損失により推進用モータの線間電圧を下げる構成としている（以上、特許文献１）。

特開２０１７−２２５２３６号公報

上述した、インバータの半導体スイッチング素子を制御により開閉させる対策では、制御により導通状態となった半導体スイッチング素子を、推進用モータに発生した誘起電圧とコイルに蓄えられたエネルギーとによる過電流が流れる可能性がある。このような過電流の通過は、半導体スイッチング素子の損傷を招く要因となり得る。半導体スイッチング素子が損傷すると、制御により半導体スイッチング素子を開閉させて半導体スイッチング素子のスイッチング損失により推進用モータの線間電圧を下げることもできなくなってしまう。

そこで、平滑コンデンサの容量を大きくして電気エネルギーの蓄積量を増やすことも考えられる。しかし、そのためには平滑コンデンサの大型化とコストアップが避けられず、理想的な対策とは言い難い。

本発明は前記事情に鑑みなされたもので、本発明の目的は、電動車両の推進用モータを始めとする回転機の回転中の動作異常によって発生する異常な電気エネルギーから、インバータを適切に保護できるようにすることにある。

上記目的を達成するため、本発明の１つの態様によるインバータ保護装置は、
高電圧バッテリの直流電力を交流に変換して回転機に供給するインバータの入力側に、前記高電圧バッテリと並列に出力側が接続されたＤＣＤＣコンバータと、
前記ＤＣＤＣコンバータの入力側に接続されたＤＣリンク用コンデンサと、
前記インバータの入力間電圧を検出するセンサと、
前記センサの検出電圧が、前記インバータの過電圧状態の判定値以上であるときに、前記ＤＣＤＣコンバータの動作を制御して、前記インバータの入力側と前記ＤＣリンク用コンデンサとを接続する電気回路を前記ＤＣＤＣコンバータ上に形成するコントローラと、
を備える。

本発明によれば、回転機の回転中の動作異常によって発生する異常な電気エネルギーから、インバータを適切に保護できるようにすることができる。

本発明の一実施形態に係るインバータ保護装置が適用される電動車両のパワーコントロールユニットを示すブロック図である。 図１の高電圧バッテリから推進用モータへの電力供給経路の回路構成を模式的に示す回路図である。 図２の高電圧バッテリから推進用モータへの電力供給経路にプラグイン用充電器の要部を追加した、回転中の異常により推進用モータに発生した電気エネルギーを吸収する回路の構成を模式的に示す回路図である。 回転中の異常により推進用モータに発生した電気エネルギーを図３の回路により吸収するために、図１のコントローラがプログラムにしたがって実行する制御の手順の一例を示すフローチャートである。 図１の推進用モータの回転中に異常によるメインリレーのオフ又はパワーモジュールの動作停止が発生した場合のプラグイン用充電器の各部の電圧又は信号の状態を示すタイミングチャートである。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施形態に係るインバータ保護装置が適用される電動車両のパワーコントロールユニットを示すブロック図である。図１に示す本実施形態のパワーコントロールユニット１は、電気自動車（ＥＶ）やプラグインハイブリッド車（ＰＨＥＶ）等の電動車両に搭載される。

本実施形態のパワーコントロールユニット１は、電動車両に搭載された高電圧バッテリＨＢの充放電に関する要素と、同じく電動車両に搭載された低電圧バッテリＬＢの充電に関する要素とを集約したものである。

そして、パワーコントロールユニット１は、外部機器等の接続ポートとして、高電圧バッテリポートＨＢＰ、低電圧バッテリポートＬＢＰ、信号ポートＳＰ、電源ポートＰＰ、急速充電ポートＱＰ及び商用電源ポートＣＰを有している。

高電圧バッテリポートＨＢＰには、メインリレー（Ｍ／Ｒ）３（請求項中のコンタクタに相当）を介して高電圧バッテリＨＢが接続される。したがって、高電圧バッテリポートＨＢＰと高電圧バッテリＨＢとは、メインリレー３のオンオフによって接続、遮断される。メインリレー３がオンされると、高電圧バッテリＨＢは高電圧バッテリポートＨＢＰに、高電圧の電力（例えば、直流４００Ｖ）を供給する。高電圧バッテリＨＢが供給する高電圧の電力は、電動車両の推進用モータＭ（請求項中の回転機に相当）の駆動に用いられる。

なお、高電圧バッテリＨＢは、端子電圧を測定する不図示のセンサを有している。センサが測定した高電圧バッテリＨＢの端子電圧は、後述する電動車両の車両統合コントローラ（ＶＣＭ）５に入力される。

低電圧バッテリポートＬＢＰには、低電圧バッテリＬＢが接続される。低電圧バッテリＬＢは、電動車両の補機（車載の計器、ランプ等の電装品類）ＡＣＣに、動作用の低電圧の電力（例えば、直流１２Ｖ）を供給する。

電動車両の補機ＡＣＣは、上述した車両統合コントローラ５と、後述するパワーコントロールユニット１のコントローラ２７（請求項中のコントローラに相当）とを含んでいる。このため、車両統合コントローラ５及びコントローラ２７は、低電圧バッテリＬＢから供給される低電圧の直流電力で動作する。

車両統合コントローラ５は、例えば、電動車両に複数搭載されたＥＣＵ（Electronic Control Unit 又はEngine Control Unit ）のうちの１つで構成することができる。このため、車両統合コントローラ５は、例えば、ＥＣＵ同士の通信に用いる電動車両のＬＡＮを利用して、高電圧バッテリＨＢのセンサが接続された他のＥＣＵから、センサが測定した高電圧バッテリＨＢの端子電圧を取得することができる。

そして、車両統合コントローラ５は、取得した高電圧バッテリＨＢの端子電圧により、高電圧バッテリＨＢの充電状態（例えば、ＳＯＣ：State of Charge ）を検出する。さらに、車両統合コントローラ５は、検出した高電圧バッテリＨＢの充電状態に応じて、急速充電時のメインリレー３のオンオフを制御することができる。

また、車両統合コントローラ５は、不図示のセンサが検出した電動車両のアクセル操作量を取得する。車両統合コントローラ５は、例えば、アクセル操作量を検出する不図示のセンサが接続された他のＥＣＵから、電動車両のＬＡＮを介してアクセル操作量を取得することができる。そして、車両統合コントローラ５は、取得したアクセル操作量に応じて、推進用モータＭに対するトルク指令値を決定することができる。

信号ポートＳＰには、車両統合コントローラ５が接続されている。車両統合コントローラ５は、決定したトルク指令値を信号ポートＳＰに出力する。

電源ポートＰＰには、車両統合コントローラ５の外部電源出力ポート（図示せず）接続されている。車両統合コントローラ５は、低電圧バッテリＬＢから供給された低電圧の電力（例えば、直流１２Ｖ）から生成した電源電圧ＶＣＣを、電源ポートＰＰに出力する。

急速充電ポートＱＰには、急速充電器ＱＣの充電ケーブル７のコネクタ９が接続される。充電ケーブル７を急速充電ポートＱＰに接続すると、充電ケーブル７を介して急速充電器ＱＣから急速充電ポートＱＰに、高電圧バッテリＨＢの急速充電用の直流電力（例えば、最大直流６００Ｖ）が供給される。

また、充電ケーブル７を急速充電ポートＱＰに接続すると、急速充電器ＱＣの通信線がパワーコントロールユニット１内のＬＡＮに接続される。このＬＡＮには、上述したように、コントローラ２７が接続されている。したがって、充電ケーブル７を急速充電ポートＱＰに接続すると、急速充電器ＱＣとコントローラ２７とが通信可能に接続される。

商用電源ポートＣＰには、普通充電用の充電ケーブル１１のコネクタ１３が接続される。充電ケーブル１１は、コネクタ１３の反対側にプラグ１５を有している。充電ケーブル１１のプラグ１５は、商用電源の普通充電用コンセント（図示せず）に接続される。商用電源に接続された充電ケーブル１１を商用電源ポートＣＰに接続すると、商用電源の交流電力（例えば、単相交流２００Ｖ）が、充電ケーブル１１を介して商用電源ポートＣＰに供給される。

また、充電ケーブル１１は、コントロールボックス１７を有している。コントロールボックス１７には、充電ケーブル１１の通信線が接続されている。充電ケーブル１１を商用電源ポートＣＰに接続すると、充電ケーブル１１の通信線がパワーコントロールユニット１内のＬＡＮに接続される。したがって、充電ケーブル１１を商用電源ポートＣＰに接続すると、コントローラ２７がコントロールボックス１７と通信可能に接続される。

上述した外部機器等が接続されたパワーコントロールユニット１は、ジャンクションボックス（Ｊ／Ｂ）１９、プラグイン用充電器ＣＨＧ、ＤＣＤＣコンバータ２１、インバータユニット２３、放電回路２５及び上述したコントローラ２７を内部に有している。

ジャンクションボックス１９は、不図示のＱＣリレーを有している。ＱＣリレーは、急速充電ポートＱＰと高電圧バッテリポートＨＢＰとの接続をオンオフする。ＱＣリレーのオンオフにより、急速充電ポートＱＰから入力される急速充電用の直流電力の、高電圧バッテリポートＨＢＰから高電圧バッテリＨＢへの出力が、許容、禁止される。

プラグイン用充電器ＣＨＧは、コントローラ２７から供給される電源電圧ＶＣＣによって動作する。プラグイン用充電器ＣＨＧは、商用電源ポートＣＰから入力される商用電源の交流電力を、高電圧バッテリＨＢの普通充電用の直流電力（例えば、最大直流４００Ｖ）に変換する。そして、変換した直流電力を、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８を経て、高電圧バッテリポートＨＢＰから高電圧バッテリＨＢに出力する。

プラグイン用充電器ＣＨＧには、例えば、商用電源の交流電力を直流に変換する整流回路（図示せず）と、整流した直流電力を昇圧するＤＣＤＣコンバータ３９（図３参照、請求項中のＤＣＤＣコンバータに相当）とを用いることができる。整流回路は、例えば、ダイオードブリッジ回路で構成することができる。また、ＤＣＤＣコンバータ３９は、例えば、絶縁トランスとパワー半導体スイッチング素子とを有する絶縁型ＤＣＤＣコンバータで構成することができる。

さらに、プラグイン用充電器ＣＨＧは、後述する電圧センサ４５（図３参照、請求項中のセンサに相当）を有している。この電圧センサ４５は、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８上の直流電圧を測定する。

ここで、電動車両の走行時には、ジャンクションボックス１９のＱＣリレーがオフして、急速充電ポートＱＰが電力経路２８から遮断される。また、電動車両の走行時には、メインリレー３がオンして、高電圧バッテリポートＨＢＰに高電圧バッテリＨＢが接続される。さらに、電動車両の走行時には、プラグイン用充電器ＣＨＧが商用電源の交流電力から変換した直流電力は電力経路２８に供給されない。

このため、電動車両の走行時に、プラグイン用充電器ＣＨＧの電圧センサ４５が測定する電力経路２８上の直流電圧は、高電圧バッテリＨＢの端子電圧であることになる。

プラグイン用充電器ＣＨＧの電圧センサ４５の測定値は、コントローラ２７に入力される。なお、プラグイン用充電器ＣＨＧとコントローラ２７とは、後述するように、パワーコントロールユニット１内のＬＡＮを介して接続されている。

なお、プラグイン用充電器ＣＨＧのパワー半導体スイッチング素子には、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor 、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いることができる。また、プラグイン用充電器ＣＨＧには、整流回路の前段（商用電源ポートＣＰ側）にＤＣリンク用コンデンサ（図示せず）を設けることができる。

ＤＣＤＣコンバータ２１は、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８上の高電圧の直流電力の一部を、低電圧バッテリＬＢの充電用の直流電力（例えば、直流１２Ｖ）に変換する。

即ち、ＤＣＤＣコンバータ２１は、高電圧バッテリポートＨＢＰから入力される高電圧バッテリＨＢの直流電力の一部を、低電圧バッテリＬＢの充電用の直流電力に変換し、低電圧バッテリポートＬＢＰから低電圧バッテリＬＢに出力する。また、ＤＣＤＣコンバータ２１は、プラグイン用充電器ＣＨＧが出力する高電圧バッテリＨＢの普通充電用の直流電力の一部を、低電圧バッテリＬＢの充電用の直流電力に変換し、低電圧バッテリポートＬＢＰから低電圧バッテリＬＢに出力する。

ＤＣＤＣコンバータ２１には、例えば、非対称ハーフブリッジ型のＬＬＣコンバータを用いることができる。非対称ハーフブリッジ型のＬＬＣコンバータは、絶縁トランスの一次側にＬＬＣ回路を有しており、二次側に整流回路を有している。

この非対称ハーフブリッジ型のＬＬＣコンバータでは、一次側のＬＬＣ回路におけるパワー半導体スイッチング素子のオンオフ動作により、高電圧バッテリＨＢ又はプラグイン用充電器ＣＨＧからの直流電力の一部が交流に変換される。そして、トランスにおいて一次側コイルと二次側コイルとの巻数比に応じて降圧された交流電力が、整流回路で低電圧バッテリＬＢの充電用の直流電力に変換される。

なお、ＤＣＤＣコンバータ２１のパワー半導体スイッチング素子にも、プラグイン用充電器ＣＨＧと同じく、例えば、ＩＧＢＴを用いることができる。

インバータユニット２３は、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８に接続されている。インバータユニット２３は、車両統合コントローラ５から電源ポートＰＰを介して供給される電源電圧ＶＣＣによって動作する。

インバータユニット２３は、平滑コンデンサ２９、パワーモジュール（ＰＭ）３１、モータコントローラ（ＭＣ）３３及びドライブ回路（ＤＲ）３５を有している。

平滑コンデンサ２９は、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８を流れる高電圧の直流電力の電流を平滑化する。

即ち、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８を流れる高電圧の直流電力には、スイッチングノイズが重畳される。このスイッチングノイズは、プラグイン用充電器ＣＨＧ又はＤＣＤＣコンバータ２１のパワー半導体スイッチング素子がオンオフ動作することで発生する。平滑コンデンサ２９は、パワー半導体スイッチング素子のスイッチングノイズが重畳された高電圧の直流電力の電流を平滑化する。そして、平滑コンデンサ２９は、平滑化した高電圧の直流電力を、ＤＣＤＣコンバータ２１に供給される一部を除いて、ＵＶＷの各相に分けてパワーモジュール３１に出力する。

パワーモジュール３１は、ＵＶＷ各相の上アーム及び下アームにパワー半導体スイッチング素子（図示せず）をそれぞれ有する三相交流のインバータ回路である。パワーモジュール３１では、各パワー半導体スイッチング素子のオンオフ動作により、平滑コンデンサ２９で平滑化された高電圧バッテリＨＢの直流電力が三相交流電力に変換される。パワー半導体スイッチング素子には、例えば、ＩＧＢＴを用いることができる。変換された三相交流電力は、推進用モータＭのＵＶＷの各相のコイルにそれぞれ供給される。

モータコントローラ３３は、パワーコントロールユニット１内のＬＡＮを介して、信号ポートＳＰ及びコントローラ２７に接続されている。モータコントローラ３３には、信号ポートＳＰに接続された車両統合コントローラ５からのトルク指令値が入力される。モータコントローラ３３は、入力されたトルク指令値に応じたデューティー比のパルス信号を、ドライブ回路３５に出力する。

ドライブ回路３５は、モータコントローラ３３から入力されたパルス信号に基づいて制御信号を生成し、パワーモジュール３１の各パワー半導体スイッチング素子の制御電極（例えば、ＩＧＢＴのゲート）に出力する。この制御信号によりドライブ回路３５は、パワーモジュール３１の各パワー半導体スイッチング素子をオンオフ動作させる。

ドライブ回路３５から制御端子に入力される制御信号により、パワーモジュール３１の各パワー半導体スイッチング素子は、車両統合コントローラ５からのトルク指令値に応じたトルクを推進用モータＭに出力させるパターンでオンオフ動作する。

なお、インバータユニット２３は、直流電力を三相以上の多相交流電力に変換するものであってもよい（その場合のインバータの構成の説明は省略する）。

放電回路２５は、平滑コンデンサ２９の残留電荷を放電させる回路で、例えば、放電抵抗３７と不図示の放電スイッチとの直列回路を含む構成とすることができる。この直列回路は、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８上の、インバータユニット２３とジャンクションボックス１９との間に設けられる。

放電抵抗３７と放電スイッチとの直列回路は、電力経路２８の正極（Ｐ極）ライン２８Ｐと負極（Ｎ極）ライン２８Ｎとの間に跨がって接続されている。不図示の放電スイッチは、通常はオフ（開放）されている。平滑コンデンサ２９の残留電荷を放電回路２５で放電させるときには、不図示の放電スイッチが、コントローラ２７の制御によってオン（閉成）される。

コントローラ２７は、低電圧バッテリＬＢから低電圧バッテリポートＬＢＰを経て供給される低電圧の直流電力で動作する。コントローラ２７は、信号ポートＳＰ及びインバータユニット２３のモータコントローラ３３の他、ＤＣＤＣコンバータ２１及びプラグイン用充電器ＣＨＧにも、パワーコントロールユニット１内のＬＡＮを介して接続されている。

コントローラ２７は、急速充電ポートＱＰに急速充電器ＱＣの充電ケーブル７が接続されて急速充電器ＱＣとの通信が確立すると、ジャンクションボックス１９のＱＣリレーをオンさせる。これにより、急速充電ポートＱＰと高電圧バッテリポートＨＢＰとが電力経路２８を介して接続されて、高電圧バッテリＨＢの急速充電が可能な状態となる。

また、コントローラ２７は、商用電源に接続された普通充電用の充電ケーブル１１が商用電源ポートＣＰに接続されて、充電ケーブル１１のコントロールボックス１７から接続確認の信号を受信すると、ジャンクションボックス１９のＱＣリレーをオフさせる。これにより、急速充電ポートＱＰが電力経路２８から切り離されると共に、プラグイン用充電器ＣＨＧと高電圧バッテリポートＨＢＰとが電力経路２８を介して接続されて、高電圧バッテリＨＢの普通充電が可能な状態となる。

なお、高電圧バッテリＨＢの急速充電及び普通充電のどちらが可能な状態においても、高電圧バッテリＨＢの充電と並行して、ＤＣＤＣコンバータ２１により変換された低電圧の直流電力による低電圧バッテリＬＢの充電が可能となる。

また、インバータユニット２３により三相交流電力に変換された高電圧バッテリＨＢの高電圧の直流電力で推進用モータＭが動作される電動車両の走行時には、コントローラ２７は、ジャンクションボックス１９のＱＣリレーをオフさせる。そして、コントローラ２７は、インバータユニット２３の駆動等を開始させる。

さらに、コントローラ２７は、電動車両の走行時等、ジャンクションボックス１９のＱＣリレーがオフしているときの、プラグイン用充電器ＣＨＧの電圧センサによる測定値を、高電圧バッテリＨＢの端子電圧として取得する。そして、コントローラ２７は、取得した高電圧バッテリＨＢの端子電圧に応じて、普通充電時の充電電流の目標値を決定し、プラグイン用充電器ＣＨＧに通知することができる。

また、コントローラ２７は、取得した高電圧バッテリＨＢの端子電圧により、インバータユニット２３の平滑コンデンサ２９の端子間電圧（インバータのＤＣ入力間電圧）を監視する。そして、監視したＤＣ入力間電圧の高さに応じて、プラグイン用充電器ＣＨＧの動作を制御する。さらに、コントローラ２７は、放電回路２５の不図示の放電スイッチのオンオフによる平滑コンデンサ２９の蓄積電荷の放電動作を制御する。

さらに、コントローラ２７は、急速充電用又は普通充電用の充電ケーブル７，１１の急速充電ポートＱＰ又は商用電源ポートＣＰに対する接続を検出すると、その旨を、信号ポートＳＰに接続された車両統合コントローラ５に通知することができる。

なお、パワーコントロールユニット１内のＬＡＮは、例えば、ＣＡＮ（Controller Area Network ）等の通信プロトコルを用いる車載ネットワークによって構成することができる。

以上のように構成された本実施形態のパワーコントロールユニット１では、車両統合コントローラ５によりメインリレー３がオンされると、高電圧バッテリＨＢの高電圧の直流電力がメインリレー３を介して高電圧バッテリポートＨＢＰに入力される。高電圧バッテリポートＨＢＰに入力された高電圧の直流電力の一部はＤＣＤＣコンバータ２１に供給され、残りは全てインバータユニット２３に供給される。

ＤＣＤＣコンバータ２１に供給された高電圧の直流電力は、低電圧の直流電力に変換され、低電圧バッテリＬＢの充電用電力として低電圧バッテリポートＬＢＰに出力される。インバータユニット２３に供給された高電圧の直流電力は、インバータユニット２３により三相交流電力に変換され、推進用モータＭのＵＶＷの各相のコイルにそれぞれ供給される。三相交流電力が供給された推進用モータＭは、車両統合コントローラ５がアクセルの操作量に応じて決定したトルク指令値に応じた速度で回転される。

また、パワーコントロールユニット１では、電動車両の駐車中に、急速充電用の充電ケーブル７の急速充電ポートＱＰに対する接続をコントローラ２７が検出すると、ジャンクションボックス１９のＱＣリレーがコントローラ２７によってオンされる。また、コントローラ２７から通知された車両統合コントローラ５によりメインリレー３がオンされる。

ＱＣリレーがＯＮされると、急速充電器ＱＣからの高電圧の直流電力が急速充電ポートＱＰに入力される。急速充電ポートＱＰに入力された高電圧の直流電力の一部はＤＣＤＣコンバータ２１に供給され、残りは全て高電圧バッテリポートＨＢＰに供給される。

ＤＣＤＣコンバータ２１に供給された高電圧の直流電力は、低電圧の直流電力に変換され、低電圧バッテリＬＢの充電用電力として低電圧バッテリポートＬＢＰに出力される。高電圧バッテリポートＨＢＰに供給された高電圧の直流電力は、高電圧バッテリＨＢの急速充電用の電力として、メインリレー３を介して高電圧バッテリＨＢに出力される。

さらに、パワーコントロールユニット１では、電動車両の駐車中に、商用電源に接続された普通充電用の充電ケーブル１１の商用電源ポートＣＰに対する接続をコントローラ２７が検出すると、商用電源の交流電力が商用電源ポートＣＰに入力される。商用電源ポートＣＰに入力された商用電源の交流電力は、プラグイン用充電器ＣＨＧで高電圧の直流電力に変換される。変換された高電圧の直流電力は高電圧バッテリポートＨＢＰに供給される。高電圧バッテリポートＨＢＰに供給された高電圧の直流電力は、高電圧バッテリＨＢの普通充電用の電力として、メインリレー３を介して高電圧バッテリＨＢに出力される。

上述した本実施形態のパワーコントロールユニット１では、高電圧バッテリＨＢの直流電力が、インバータユニット２３の平滑コンデンサ２９及びパワーモジュール３１により交流に変換されて、推進用モータＭに供給される。図２は高電圧バッテリＨＢから推進用モータＭへの電力供給経路の回路構成を模式的に示す回路図である。

図２に示すように、インバータユニット２３のパワーモジュール３１は、推進用モータＭの各相のコイル（図示せず）に対応する上アーム及び下アームのパワー半導体スイッチング素子を有している。本実施形態のパワーモジュール３１は、パワー半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor 、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）Ｑ１〜Ｑ６を用いている。

各相の上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３と下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６とは、正極（Ｐ極）ライン３１Ｐと負極（Ｎ極）ライン３１Ｎとの間に推進用モータＭへの出力線３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗを挟んで直列に接続されている。正極（Ｐ極）ライン３１Ｐ及び負極（Ｎ極）ライン３１Ｎには、メインリレー３、電力経路２８の正極（Ｐ極）ライン２８Ｐ及び負極（Ｎ極）ライン２８Ｎ、平滑コンデンサ２９を介して、高電圧バッテリＨＢからの高電圧の直流電力が供給される。

なお、図１のブロック図では、平滑コンデンサ２９につながるパワーモジュール３１の正極（Ｐ極）ライン３１Ｐ及び負極（Ｎ極）ライン３１Ｎを、ＵＶＷの３相に分けてそれぞれ記載している。しかし、図２の回路図では、ＵＶＷの各相の正極（Ｐ極）ライン３１Ｐ及び負極（Ｎ極）ライン３１Ｎを、模式的に１本の線でそれぞれ示している。

推進用モータＭは、インバータユニット２３のパワーモジュール３１からＵＶＷの各相のコイルに供給される交流電力によって回転する。推進用モータＭが回転することで、電動車両が走行する。

推進用モータＭの回転中に、例えば、振動等の異常が発生してメインリレー３がオフされると、推進用モータＭの回転速度に応じた誘起電圧が推進用モータＭに発生する。また、推進用モータＭの回転中にメインリレー３がオフされると、推進用モータＭの各相のコイルを電流が流れなくなり、各相のコイルを流れていた電流に応じた蓄積エネルギーがコイルから放出される。推進用モータＭの回転中にインバータユニット２３のパワーモジュール３１の動作が異常停止した場合にも、同様の状態が推進用モータＭに発生する。

例えば、電動車両が最高速度で走行しているときに、異常によりメインリレー３のオフ又はパワーモジュール３１の動作停止が起こると、推進用モータＭの線間に現れる電圧は、高電圧バッテリＨＢの端子電圧を大きく超える１０００Ｖにも上昇する可能性がある。

異常によるメインリレー３のオフ又はパワーモジュール３１の動作停止時に推進用モータＭの線間に現れる高電圧は、回生電流の経路上に存在するパワーモジュール３１のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６、平滑コンデンサ２９に印加される。すると、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６又は平滑コンデンサ２９が、耐圧を超える過電圧の印加によって損傷する可能性がある。かと言って、耐圧を上げるために平滑コンデンサ２９の容量を増やすのは、平滑コンデンサ２９の大型化とコストアップを招くので、現実的ではない。

そこで、本実施形態のパワーコントロールユニット１では、推進用モータＭの回転中に動作していないプラグイン用充電器ＣＨＧの後述するＤＣリンク用コンデンサＣ２を利用して、回転中の異常で推進用モータＭに発生した電気エネルギーを吸収する構成とした。

以下、図２の回路にプラグイン用充電器ＣＨＧの要部の回路を追加した図３の模式的な回路図を参照して、回転中の異常により推進用モータＭに発生した電気エネルギーを吸収する構成を説明する。

図３に示すように、プラグイン用充電器ＣＨＧは、直流電力の昇圧用のＤＣＤＣコンバータ３９を有している。ＤＣＤＣコンバータ３９は、トランスＬと、トランスＬの一次側及び二次側にそれぞれ接続した一次側フルブリッジ回路ＢＲ１及び二次側フルブリッジ回路ＢＲ２とを有している。

一次側フルブリッジ回路ＢＲ１は、２つのハーフブリッジを有している。一方のハーフブリッジは、ハイサイド及びローサイドのＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の直列回路で構成されている。他方のハーフブリッジは、ハイサイド及びローサイドのＭＯＳＦＥＴＱ１３，Ｑ１４の直列回路で構成されている。

二次側フルブリッジ回路ＢＲ２も、一次側フルブリッジ回路ＢＲ１と同様に、２つのハーフブリッジを有している。一方のハーフブリッジは、ハイサイド及びローサイドのＭＯＳＦＥＴＱ１５，Ｑ１６の直列回路で構成されている。他方のハーフブリッジは、ハイサイド及びローサイドのＭＯＳＦＥＴＱ１７，Ｑ１８の直列回路で構成されている。

なお、本実施形態では、一次側フルブリッジ回路ＢＲ１及び二次側フルブリッジ回路ＢＲ２の各ＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１８に、いずれもｎチャネルのＭＯＳＦＥＴを用いている。各ＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１８は、不図示のゲート駆動回路によってターンオン、ターンオフされる。このゲート駆動回路は、図１のコントローラ２７が出力するゲート駆動信号によって駆動される。そして、ＤＣＤＣコンバータ３９の一次側フルブリッジ回路ＢＲ１及び二次側フルブリッジ回路ＢＲ２にそれぞれ用いたＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１８が、請求項中の半導体スイッチング素子に相当している。

プラグイン用充電器ＣＨＧは、トランスＬの一次側に、ＤＣリンク用コンデンサＣ２と不図示の整流回路とをさらに有している。また、プラグイン用充電器ＣＨＧは、トランスＬの二次側に、高周波フィルタ４１とコンタクタ４３とをさらに有している。さらに、プラグイン用充電器ＣＨＧは、電圧センサ４５を有している。

ＤＣリンク用コンデンサＣ２は、一次側フルブリッジ回路ＢＲ１の入力側のハーフブリッジ（ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の直列回路）に接続されている。不図示の整流回路は、ＤＣリンク用コンデンサＣ２の入力側に接続されている。整流回路は、商用電源の交流電力を直流に整流するもので、例えば、ダイオードブリッジ回路によって構成することができる。

高周波フィルタ４１は、二次側フルブリッジ回路ＢＲ２の出力側のハーフブリッジ（ＭＯＳＦＥＴＱ１７，Ｑ１８の直列回路）に接続されている。高周波フィルタ４１は、例えば、コイルＬ３及びコンデンサＣ３によるＴ型フィルタ回路によって構成することができる。コンタクタ４３は、高周波フィルタ４１の出力側に接続されている。コンタクタ４３は、高周波フィルタ４１（二次側フルブリッジ回路ＢＲ２の出力側）とインバータユニット２３のパワーモジュール３１の入力側とを接続、遮断する。本実施形態では、後述する理由でコンタクタ４３が常時オンされているものとする。

なお、図１のブロック図では、プラグイン用充電器ＣＨＧの出力側が、メインリレー３とインバータユニット２３の平滑コンデンサ２９との間の電力経路２８に接続されている。しかし、図３の回路図では、プラグイン用充電器ＣＨＧの出力側を、インバータユニット２３の平滑コンデンサ２９とパワーモジュール３１との間に接続している。プラグイン用充電器ＣＨＧの出力側を平滑コンデンサ２９とパワーモジュール３１との間に接続することで、回転中の異常により推進用モータＭに発生した電気エネルギーからの平滑コンデンサ２９の保護を、より確実にすることができる。

電圧センサ４５は、プラグイン用充電器ＣＨＧの出力側を接続した平滑コンデンサ２９とパワーモジュール３１との間で、パワーモジュール３１の正極（Ｐ極）ライン３１Ｐ及び負極（Ｎ極）ライン３１Ｎ間の直流電圧を測定する。即ち、電圧センサ４５は、インバータユニット２３の入力間電圧を測定する。

なお、推進用モータＭの回転中には、急速充電ポートＱＰが電力経路２８から遮断され、プラグイン用充電器ＣＨＧが商用電源の交流電力から変換した直流電力は電力経路２８に供給されない。そして、高電圧バッテリポートＨＢＰに高電圧バッテリＨＢが接続される。

このため、推進用モータＭの回転中に電圧センサ４５が測定するインバータユニット２３の入力間電圧は、メインリレー３及びパワーモジュール３１のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の動作にいずれも異常がなければ、高電圧バッテリＨＢの端子電圧となる。

一方、推進用モータＭの回転中に電圧センサ４５が測定するインバータユニット２３の入力間電圧は、異常によるメインリレー３のオフ又はパワーモジュール３１の動作停止が起こると、それにより推進用モータＭに発生した異常な高電圧となる。この異常な高電圧は、例えば、推進用モータＭの回転速度によっては、高電圧バッテリＨＢの端子電圧を大きく超える１０００Ｖにも達する。

このため、推進用モータＭの回転中に電圧センサ４５が測定するインバータユニット２３の入力間電圧を利用して、異常によるメインリレー３のオフ又はパワーモジュール３１の動作停止の有無を判定することができる。

次に、回転中の異常により推進用モータＭに発生した電気エネルギーを吸収するために、図１のコントローラ２７がプログラムにしたがって実行する制御の手順の一例を、図４のフローチャートを参照して説明する。コントローラ２７は、図４のフローチャートに示す手順を、周期的に繰り返し実行する。

まず、コントローラ２７は、推進用モータＭの回転中に電圧センサ４５が測定したインバータユニット２３の入力間電圧（ＤＣ入力間電圧）が、第１判定値ｒｅｆ１まで上昇したか否かを確認する（ステップＳ１）。第１判定値ｒｅｆ１は、異常によるメインリレー３のオフ又はパワーモジュール３１の動作停止の有無を、推進用モータＭの回転中に電圧センサ４５が測定したＤＣ入力間電圧で判定するための基準値である。

ＤＣ入力間電圧が第１判定値ｒｅｆ１まで上昇していない場合は（ステップＳ１でＮＯ）、後述するステップＳ９に処理を移行する。一方、ＤＣ入力間電圧が第１判定値ｒｅｆ１まで上昇した場合は（ステップＳ１でＹＥＳ）、コントローラ２７は、ＤＣＤＣコンバータ３９の二次側フルブリッジ回路ＢＲ２の各ＭＯＳＦＥＴＱ１５〜Ｑ１８を駆動させる（ステップＳ３）。

このとき、コントローラ２７は、二次側フルブリッジ回路ＢＲ２の各ハーフブリッジにおいて、ハイサイド及びローサイドの各ＭＯＳＦＥＴＱ１５，Ｑ１６、Ｑ１７，Ｑ１８を、貫通電流の発生防止用のデッドタイムを挟んで交互にそれぞれオンオフさせる。

なお、一方のハーフブリッジの各ＭＯＳＦＥＴＱ１５，Ｑ１６を交互にオンオフさせる周期と、他方のハーフブリッジの各ＭＯＳＦＥＴＱ１７，Ｑ１８を交互にオンオフさせる周期とを、半周期ずらす。したがって、ＭＯＳＦＥＴＱ１５，Ｑ１８のターンオン期間中にＭＯＳＦＥＴＱ１６，Ｑ１７がターンオフ期間となり、ＭＯＳＦＥＴＱ１６，Ｑ１７のターンオン期間中にＭＯＳＦＥＴＱ１５，Ｑ１８がターンオフ期間となる。

ここで、推進用モータＭの回転中に異常によるメインリレー３のオフ又はパワーモジュール３１の動作停止が発生した場合の、プラグイン用充電器ＣＨＧの各部の電圧又は信号の状態を、図５のタイミングチャートを参照して説明する。図５では、推進用モータＭの回転中に異常によりメインリレー３がオンからオフに切り替わった場合の例を示している。

図５（ａ）のタイミングチャートは、メインリレー３のオンオフ状態に応じた図１の高電圧バッテリポートＨＢＰの電圧レベルを示している。図５の例では、メインリレー３がオンのときに高電圧バッテリポートＨＢＰの電圧レベルがＯＮレベルとなり、メインリレー３がオフのときに高電圧バッテリポートＨＢＰの電圧レベルがＯＦＦレベルとなる。

推進用モータＭの回転中にメインリレー３がオフになると、図５（ｂ）のタイミングチャートに示すように、推進用モータＭの回転中に電圧センサ４５が測定するＤＣ入力間電圧が、高電圧バッテリＨＢの端子電圧から上昇し始める。そして、ＤＣ入力間電圧が第１判定値ｒｅｆ１（過電圧しきい値）に上昇すると、コントローラ２７によるメインリレー３又はパワーモジュール３１の異常発生の判定結果が、図５（ｃ）のタイミングチャートに示すように、正常から異常に切り替わる。

このとき、コンタクタ４３は、図５（ｄ）のタイミングチャートに示すように、コントローラ２７の判定結果が正常から異常に切り替わる前後を通してオンの状態を継続している。そして、コントローラ２７の判定結果が正常から異常に切り替わると、コントローラ２７が、図５（ｅ）のタイミングチャートに示すように、二次側フルブリッジ回路ＢＲ２の各ＭＯＳＦＥＴＱ１５〜Ｑ１８のゲート駆動回路に対してゲート駆動信号を出力する。

図５（ｅ）のゲート駆動信号は、時間及び大きさが同じ＋側のパルスと−側のパルスとが交互に発生するデューティー比５０％の交流信号である。なお、回転中の異常で推進用モータＭに発生した電気エネルギーをＤＣリンク用コンデンサＣ２に吸収させる際に、ＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧が低い状態であると、ＤＣリンク用コンデンサＣ２に突入電流が流れてしまう。そこで、図５（ｅ）のゲート駆動信号のデューティー比を５０％よりも低い値から徐々に５０％に近付けるようにしてもよい。

ゲート駆動信号の＋側のパルスは、ＭＯＳＦＥＴＱ１５，Ｑ１８をターンオンさせ、ＭＯＳＦＥＴＱ１６，Ｑ１７をターンオフさせる信号成分である。また、ゲート駆動信号の−側のパルスは、ＭＯＳＦＥＴＱ１６，Ｑ１７をターンオンさせ、ＭＯＳＦＥＴＱ１５，Ｑ１８をターンオフさせる信号成分である。

ゲート駆動信号の＋側のパルスと−側のパルスとの間には、両パルスと比べて僅かな期間のデッドタイム成分を設けている。デッドタイム成分は、同じハーフブリッジ上のハイサイドとローサイドの両ＭＯＳＦＥＴＱ１５，Ｑ１６、Ｑ１７，Ｑ１８が同時にターンオンして貫通電流が流れるのを防ぐ。

ここで、図５（ｄ）中に破線で示すように、コントローラ２７の判定結果が正常から異常に切り替わったらコンタクタ４３をオフからオンに切り替えるようにすると、コンタクタ４３のオン後に出力される図５（ｅ）のゲート駆動信号の出力開始が遅くなる。このため、本実施形態では、ゲート駆動信号の出力開始の遅れを極力小さくするために、図５（ｄ）中に実線で示すように、コントローラ２７の判定結果が正常から異常に切り替わる前後を通してコンタクタ４３をオンさせている。

図５（ｅ）のゲート駆動信号で二次側フルブリッジ回路ＢＲ２の各ＭＯＳＦＥＴＱ１５〜Ｑ１８をターンオン、ターンオフさせると、トランスＬの二次側コイルを流れる電流に変化が生じ、二次側コイルに誘導起電力が発生する。この誘導起電力は、図５（ｆ）のタイミングチャートに示すように、図５（ｅ）のゲート駆動信号に対応するパターンで変化する。

また、トランスＬの二次側コイルを流れる電流で生じた磁束により、トランスＬの一次側コイルにも電流が流れる。この電流も、二次側コイルを流れる電流と同じパターンで変化し、一次側コイルに誘導起電力が発生する。この誘導起電力は、図５（ｇ）のタイミングチャートに示すように、図５（ｅ）のゲート駆動信号及び図５（ｆ）の二次側コイルに発生する誘導起電力に対応するパターンで変化する。

トランスＬの一次側コイルに発生した図５（ｇ）の誘導起電力は、全てターンオフ状態のＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１４の寄生ダイオードによって一次側フルブリッジ回路ＢＲ１に構成されるダイオードブリッジ回路で全波整流される。したがって、一次側フルブリッジ回路ＢＲ１に接続されたＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧は、図５（ｈ）のタイミングチャートに示すように、一次側コイルに図５（ｇ）の誘導起電力が発生した時点から徐々に上昇する。

但し、ＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧は、ＤＣリンク用コンデンサＣ２の蓄積電荷がＤＣリンク用コンデンサＣ２の容量に近づくにつれて飽和する。ＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧が飽和により上昇しなくなると、ＤＣリンク用コンデンサＣ２に新たな電荷が蓄積されにくくなる。

そこで、図４に示すように、コントローラ２７は、ＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧の上昇率が、第２判定値ｒｅｆ２を下回ったか否かを確認する（ステップＳ５）。第２判定値ｒｅｆ２は、新たな電荷が蓄積されにくい飽和状態にＤＣリンク用コンデンサＣ２が至ったか否かを、ＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧の上昇率で判定するための基準値である。なお、ＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧の上昇率は、ＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧の実測値の変化、トランスＬの一次側コイルの漏れ磁束の変化等、任意の方法でコントローラ２７に取得させることができる。

ＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧の上昇率が第２判定値ｒｅｆ２を下回っていない場合は（ステップＳ５でＮＯ）、一連の処理を終了する。一方、上昇率が第２判定値ｒｅｆ２を下回った場合は（ステップＳ５でＹＥＳ）、コントローラ２７は、一次側フルブリッジ回路ＢＲ１の各ＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１４を駆動させた後（ステップＳ７）、一連の処理を終了する。

このとき、コントローラ２７は、一次側フルブリッジ回路ＢＲ１の各ハーフブリッジにおいて、ハイサイド及びローサイドの各ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２、Ｑ１３，Ｑ１４を、貫通電流の発生防止用のデッドタイムを挟んで交互にそれぞれオンオフさせる。

なお、一方のハーフブリッジの各ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２を交互にオンオフさせる周期と、他方のハーフブリッジの各ＭＯＳＦＥＴＱ１３，Ｑ１４を交互にオンオフさせる周期とを、半周期ずらす。したがって、ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１４のターンオン期間中にＭＯＳＦＥＴＱ１２，Ｑ１３がターンオフ期間となり、ＭＯＳＦＥＴＱ１２，Ｑ１３のターンオン期間中にＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１４がターンオフ期間となる。

また、コントローラ２７は、一次側フルブリッジ回路ＢＲ１が昇圧回路として動作するパターンで、一次側フルブリッジ回路ＢＲ１の各ＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１４を駆動させる。一次側フルブリッジ回路ＢＲ１を昇圧回路として動作させると、一次側フルブリッジ回路ＢＲ１の入力電圧（トランスＬの一次側コイルの端子間電圧）に対して出力電圧（ＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧）が昇圧されることになる。

なお、一次側フルブリッジ回路ＢＲ１は、例えば、トランジスタとして使用するＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１４と寄生ダイオードとして使用するＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１４との組み合わせを選ぶことで、昇圧回路として動作させることができる。また、各ＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１４のターンオン期間を徐々に変化させることでも、昇圧回路として一次側フルブリッジ回路ＢＲ１を動作させることができる。

そこで、コントローラ２７は、昇圧回路として一次側フルブリッジ回路ＢＲ１を動作させるパターンのゲート駆動信号を各ＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１４のゲート駆動回路に対して出力して、各ＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１４を駆動させる。図５（ｉ）のタイミングチャートには、各ＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１４のターンオン期間を徐々に変化させるパターンのゲート駆動信号を示している。

ＤＣリンク用コンデンサＣ２の飽和をコントローラ２７が検出したら、例えば、図５（ｉ）のゲート駆動信号をコントローラ２７が出力することで、図５（ｈ）に示すように、飽和したＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧を再び上昇させることができる。これにより、ＤＣリンク用コンデンサＣ２に対する電荷の蓄積を継続させることができる。

また、ＤＣ入力間電圧が第１判定値ｒｅｆ１まで上昇していない場合（ＮＯ）に進むステップＳ９では、コントローラ２７は、一次側フルブリッジ回路ＢＲ１及び二次側フルブリッジ回路ＢＲ２の駆動中の各ＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１８を停止させる。そして、一連の処理を終了する。

なお、推進用モータＭの回転が停止した後の自然放電で、ＤＣリンク用コンデンサＣ２に蓄積された電荷は、例えば、推進用モータＭの回転が停止した後の自然放電で放電させることができる。

このように、本実施形態では、回転中の異常発生で推進用モータＭに異常な電気エネルギーが発生したら、パワーモジュール３１の入力側をプラグイン用充電器ＣＨＧのＤＣリンク用コンデンサＣ２に接続する電気回路をコントローラ２７が形成するようにした。

即ち、推進用モータＭの回転中にメインリレー３のオフ又はパワーモジュール３１の動作停止が発生すると、パワーモジュール３１の入力側がプラグイン用充電器ＣＨＧのＤＣＤＣコンバータ３９を介してＤＣリンク用コンデンサＣ２に接続される。そして、推進用モータＭの回転中の異常で推進用モータＭに発生した電気エネルギーが、プラグイン用充電器ＣＨＧのＤＣリンク用コンデンサＣ２に電荷として蓄積される。

このため、平滑コンデンサ２９の容量を増やさなくても、回転中の異常発生で推進用モータＭに発生した電気エネルギーにより、平滑コンデンサ２９又はパワーモジュール３１のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６に異常な高電圧が印加されるのを、防止することができる。

なお、パワーモジュール３１の入力側への接続により上昇したＤＣリンク用コンデンサＣ２の端子間電圧が飽和したら、ＤＣリンク用コンデンサＣ２に印加される直流電圧を一次側フルブリッジ回路ＢＲ１で昇圧させる構成は、省略してもよい。しかし、この構成を採用すれば、回転中の異常発生で推進用モータＭに発生した電気エネルギーを、より多くＤＣリンク用コンデンサＣ２に吸収させることができる。

また、パワーモジュール３１の入力側をＤＣリンク用コンデンサＣ２に接続する電気回路をプラグイン用充電器ＣＨＧに形成する際の、ＤＣＤＣコンバータ３９の各ＭＯＳＦＥＴＱ１１〜Ｑ１８の駆動パターンは、本実施形態の説明と異なるパターンでもよい。

さらに、推進用モータＭの回転中に異常によりメインリレー３がオフした場合は、そのことをコントローラ２７が検出したときに、図４のステップＳ３以降の処理と並行して、パワーモジュール３１のゼロトルク駆動をコントローラ２７に実行させてもよい。

その場合、パワーモジュール３１がゼロトルク駆動され始めると、回転中の異常で推進用モータＭに発生した電気エネルギーは、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング損失で吸収できるようになる。このため、ＤＣリンク用コンデンサＣ２に電荷として蓄積される電気エネルギーは、推進用モータＭの回転中に異常によりメインリレー３がオフしてからパワーモジュール３１がゼロトルク駆動され始めるまでのタイムラグの間に推進用モータＭに発生した、電気エネルギーの突入成分程度となる。

したがって、例えば、推進用モータＭの回転が停止した後の自然放電で、ＤＣリンク用コンデンサＣ２に蓄積された電荷の全てを十分に放電させることができる。

さらに、本発明は、交流の回転機の停止中にＤＣＤＣコンバータを有するプラグイン用充電器により普通充電できる高電圧バッテリの直流電力を、インバータにより交流に変換して回転機に供給する場合に、広く適用することができる。

本発明は、直流電源と交流の回転機との間で電力を変換するインバータにおいて利用することができる。

１ パワーコントロールユニット
３ メインリレー（Ｍ／Ｒ、コンタクタ）
５ 車両統合コントローラ
７ 急速充電器の充電ケーブル
９ コネクタ
１１ 普通充電用の充電ケーブル
１３ コネクタ
１５ プラグ
１７ コントロールボックス
１９ ジャンクションボックス（Ｊ／Ｂ）
２１ ＤＣＤＣコンバータ
２３ インバータユニット
２５ 放電回路
２７ コントローラ
２８ 電力経路
２８Ｎ 電力経路の負極（Ｎ極）ライン
２８Ｐ 電力経路の正極（Ｐ極）ライン
２９ 平滑コンデンサ
３１ パワーモジュール（インバータ）
３１Ｎ パワーモジュールの負極（Ｎ極）ライン
３１Ｐ パワーモジュールの正極（Ｐ極）ライン
３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗ パワーモジュールの出力線
３３ モータコントローラ
３５ ドライブ回路
３７ 放電抵抗
３９ プラグイン用充電器のＤＣＤＣコンバータ
４１ 高周波フィルタ
４３ コンタクタ
４５ 電圧センサ
ＡＣＣ 補機
ＢＲ１ 一次側フルブリッジ回路
ＢＲ２ 二次側フルブリッジ回路
Ｃ２ ＤＣリンク用コンデンサ
Ｃ３ 高周波フィルタのコンデンサ
ＣＨＧ プラグイン用充電器
ＣＰ 商用電源ポート
ＨＢ 高電圧バッテリ
ＨＢＰ 高電圧バッテリポート
Ｌ トランス
Ｌ３ 高周波フィルタのコイル
ＬＢ 低電圧バッテリ
ＬＢＰ 低電圧バッテリポート
Ｍ 推進用モータ（回転機）
ＰＰ 電源ポート
Ｑ１〜Ｑ６ ＩＧＢＴ
Ｑ１１〜Ｑ１８ ＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチング素子）
ＱＣ 急速充電器
ＱＰ 急速充電ポート
ｒｅｆ１ 第１判定値（インバータの過電圧状態の判定値）
ｒｅｆ２ 第２判定値（ＤＣリンク用コンデンサの飽和状態の判定値）
ＳＰ 信号ポート
ＶＣＣ 電源電圧

Claims (5)

1. 高電圧バッテリ（ＨＢ）の直流電力を交流に変換して回転機（Ｍ）に供給するインバータ（３１）の入力側に、前記高電圧バッテリ（ＨＢ）と並列に出力側が接続されたＤＣＤＣコンバータ（３９）と、
   前記ＤＣＤＣコンバータ（３９）の入力側に接続されたＤＣリンク用コンデンサ（Ｃ２）と、
   前記インバータ（３１）の入力間電圧を検出するセンサ（４５）と、
   前記センサ（４５）の検出電圧が、前記インバータ（３１）の過電圧状態の判定値（ｒｅｆ１）以上であるときに、前記ＤＣＤＣコンバータ（３９）の動作を制御して、前記インバータ（３１）の入力側と前記ＤＣリンク用コンデンサ（Ｃ２）とを接続する電気回路を前記ＤＣＤＣコンバータ（３９）上に形成するコントローラ（２７）と、
   を備えるインバータ保護装置。
2. 前記ＤＣＤＣコンバータ（３９）は、前記ＤＣリンク用コンデンサ（Ｃ２）が一次側に接続されるトランス（Ｌ）の二次側に接続した二次側フルブリッジ回路（ＢＲ２）を出力側に有する絶縁型ＤＣＤＣコンバータであり、前記コントローラ（２７）は、前記二次側フルブリッジ回路（ＢＲ２）の各ハーフブリッジ間で半周期ずらして、各ハーフブリッジのハイサイド及びローサイドの各半導体スイッチング素子（Ｑ１５〜Ｑ１８）をデッドタイムを挟んで交互にオンオフさせて、前記ＤＣＤＣコンバータ（３９）上に前記電気回路を形成する請求項１記載のインバータ保護装置。
3. 前記ＤＣＤＣコンバータ（３９）は、前記トランス（Ｌ）の一次側に接続した一次側フルブリッジ回路（ＢＲ１）を入力側に有しており、前記コントローラ（２７）は、前記一次側フルブリッジ回路（ＢＲ１）が、入力電圧に対して出力電圧が昇圧される昇圧回路として動作するパターンで、前記一次側フルブリッジ回路（ＢＲ１）の各ハーフブリッジのハイサイド及びローサイドの各半導体スイッチング素子（Ｑ１１〜Ｑ１４）をそれぞれオンオフさせる請求項２記載のインバータ保護装置。
4. 前記コントローラ（２７）は、前記一次側フルブリッジ回路（ＢＲ１）の各ハーフブリッジ間で位相を半周期ずらし、オンデューティーの割合を次第に増加させて、各ハーフブリッジのハイサイド及びローサイドの各半導体スイッチング素子（Ｑ１１〜Ｑ１４）をデッドタイムを挟んで交互にオンオフさせる請求項３記載のインバータ保護装置。
5. 前記コントローラ（２７）は、前記ＤＣリンク用コンデンサ（Ｃ２）の両端間電圧の上昇率が該ＤＣリンク用コンデンサ（Ｃ２）の飽和状態の判定値（Ｒｅｆ２）未満であるときに、前記一次側フルブリッジ回路（ＢＲ１）の各ハーフブリッジのハイサイド及びローサイドの各半導体スイッチング素子（Ｑ１１〜Ｑ１４）を前記パターンでそれぞれオンオフさせる請求項３又は４記載のインバータ保護装置。

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