JP2017123703A - Ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】高電圧入力側のコンデンサに残存するエネルギーを、低電圧バッテリに回収して電力の浪費を防ぐことができるＤＣＤＣコンバータを得ること。【解決手段】本発明のＤＣＤＣコンバータ１０２は、高電圧電源１００と接続される高電圧側スイッチング回路１０７と、低電圧電源１０４と接続される低電圧側スイッチング回路１０８と、高電圧側スイッチング回路１０７と低電圧側スイッチング回路１０８を磁気的に接続するトランスＴ１と、高電圧側スイッチング回路１０７に電気的に並列に接続されたコンデンサＣ１とを備え、低電圧側スイッチング回路１０８は、コンデンサＣ１の電荷をトランスＴ１を介して低電圧バッテリ１０４に放電することを特徴としている。【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣＤＣコンバータに関する。

ＤＣＤＣコンバータは、運転停止時等に、高電圧入力側に接続された高電圧バッテリから切り離される。このとき、ＤＣＤＣコンバータは、高電圧入力側のコンデンサに充電された電圧を、抵抗を使用して安全電圧まで放電している。

特開2015-139358号公報

しかしながら、抵抗による放電は、電力を熱として無駄に消費するものである。
本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、高電圧入力側のコンデンサに残存するエネルギーを、低電圧バッテリに回収して電力の浪費を防ぐことができるＤＣＤＣコンバータを提供することである。

上記課題を解決する本発明のＤＣＤＣコンバータは、高電圧電源と接続される高電圧側スイッチング回路と、低電圧電源と接続される低電圧側スイッチング回路と、前記高電圧側スイッチング回路と前記低電圧側スイッチング回路を磁気的に接続するトランスと、前記高電圧側スイッチング回路に電気的に並列に接続されたコンデンサとを備え、前記低電圧側スイッチング回路は、前記コンデンサの電荷を前記トランスを介して前記低電圧電源に放電することを特徴とする。

本発明によれば、高電圧バッテリから切り離したときに高電圧入力側のコンデンサに残存するエネルギーを、低電圧バッテリに回収して電力の浪費を防ぐことができる。なお、上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１におけるＤＣＤＣコンバータと周辺機器の構成を説明する図。 実施例１におけるＤＣＤＣコンバータの動作状態と高電圧側コンデンサの電圧の変化を示すタイミング図。 実施例２におけるＤＣＤＣコンバータの動作状態と高電圧側コンデンサの電圧の変化を示すタイミング図。 高電圧側スイッチング回路及び低電圧側スイッチング回路の各ＭＯＳＦＥＴの動作状態を示すタイミングチャート。 ＤＣＤＣコンバータの回路動作状態を示す図。 実施例３におけるＤＣＤＣコンバータと周辺機器の構成を説明する図。 実施例４におけるＤＣＤＣコンバータと周辺機器の構成を説明する図。

次に、本発明の対象となるＤＣＤＣコンバータとその周辺構成および動作概要について図面を用いて説明する。

［実施例１］
図１は、実施例１におけるＤＣＤＣコンバータとその周辺の構成を説明する図である。
ＤＣＤＣコンバータ１０２は、入力側に高電圧バッテリ１００が接続され、出力側に低電圧バッテリ１０４と低電圧側負荷１０５が接続されている。ＤＣＤＣコンバータ１０２は、高電圧バッテリ１００から供給された高電圧を低電圧に変換し、低電圧バッテリ１０４や低電圧側負荷１０５に電力を供給する。

低電圧バッテリ１０４は、電力貯蔵媒体であり、ＤＣＤＣコンバータ１０２から電力の供給を受け、低電圧側負荷１０５へ電力を供給する。低電圧側負荷１０５は、ＤＣＤＣコンバータ１０２や、低電圧バッテリ１０４より電力の供給を受けて動作する負荷装置である。

高電圧バッテリ１００は、電力貯蔵媒体であり、ＤＣＤＣコンバータ１０２の電力源となる。高電圧バッテリ１００とＤＣＤＣコンバータ１０２は、車両ＥＣＵ１０３によって制御される。車両ＥＣＵ１０３は、電動車両の動作を制御するユニットであり、高電圧リレー１０１とＤＣＤＣコンバータ１０２に動作指令を送る。高電圧リレー１０１は、高電圧バッテリ１００とＤＣＤＣコンバータ１０２との間に配置されており、車両ＥＣＵ１０３からの制御信号に基づいて高電圧バッテリ１００とＤＣＤＣコンバータ１０２との間の電力の流れを遮断する。

ＤＣＤＣコンバータ１０２は、ＤＣＤＣ制御装置１０６と、高電圧側スイッチング回路１０７と、低電圧側スイッチング回路１０８を有している。ＤＣＤＣ制御装置１０６は、車載ＥＣＵ１０３から指令を受け、高電圧側スイッチング回路１０７と、低電圧側スイッチング回路１０８に駆動信号を与えて、ＤＣＤＣコンバータ１０２の出力を制御する。

高電圧側スイッチング回路１０７は、Ｌｅｇ１とＬｅｇ２を有している。Ｌｅｇ１は、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ２で構成され、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ２のＯＮ・ＯＦＦ状態は反転した関係になる。同様にＬｅｇ２は、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ３とＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ４で構成され、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ３とＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ４のＯＮ・ＯＦＦ状態は反転した関係になる。

Ｌｅｇ１に対するＬｅｇ２の位相を制御し、出力電圧Ｖｏｕｔの制御を行う。具体的には、位相を制御することにより、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ３、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ２とＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ４が同時にＯＮとなる期間を長くすることで出力を上げ、短くすることで出力を下げる。ＤＣＤＣ制御装置１０６より、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４に与えられるＯＮ・ＯＦＦ駆動信号は全て固定周波数でＯＮ＋ＯＦＦに対するＯＮの比率が約５０％である。

高電圧側スイッチング回路１０７よりも高電圧側には、放電回路１０９と、高電圧側コンデンサＣ１が配置されている。放電回路１０９は、高電圧側コンデンサＣ１の電圧を放電する回路であり、抵抗Ｒ１とリレーＲＬ１から構成される。高電圧側コンデンサＣ１は、ＤＣＤＣコンバータ１０２内の高電圧入力側に配置され、電圧変動を抑制する。

高電圧側スイッチング回路１０７と低電圧側スイッチング回路１０８との間には、リアクトルＬ１と絶縁トランスＴ１が配置されている。リアクトルＬ１は、共振リアクトルで高電圧側スイッチング回路１０７のＱ１〜Ｑ４がスイッチングする際、共振電流を流し、スイッチング時の損失を低減する。絶縁トランスＴ１は、入力された一次側の電圧を絶縁した電圧に変換し、二次側に出力する。

低電圧側スイッチング回路１０８よりも低電圧側には、リアクトルＬ２と、スイッチ１１０と、低電圧側コンデンサＣ２が配置されている。リアクトルＬ２と低電圧側コンデンサＣ２は、低電圧側スイッチング回路１０８が出力する、整流された矩形波電圧の平滑を行う。スイッチ１１０は、リアクトルＬ２を短絡するスイッチであり、半導体スイッチもしくは、リレーのような機械的スイッチである。

電圧検出器ＶＴ１は、高電圧側スイッチング回路１０７よりも高電圧側に配置され、電圧検出器ＶＴ２と電流検出器ＣＴ１は、低電圧側スイッチング回路１０８よりも低電圧側に配置されている。電圧検出器ＶＴ１は、ＤＣＤＣコンバータ１０２の入力電圧の検出を行う。電圧検出器ＶＴ２は、ＤＣＤＣコンバータ１０２の出力電圧の検出を行う。電流検出器ＣＴ１は、ＤＣＤＣコンバータ１０２の出力電流の検出を行う。

ＤＣＤＣ制御装置１０６は、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４をスイッチングし、高電圧バッテリ１００から供給された電圧を交流矩形波電圧に変換し、共振リアクトルＬ１と絶縁トランスＴ１の一次側に出力させる。そして、絶縁トランスＴ１の二次側から交流矩形波電圧を受電させ、低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８をスイッチングし、低損失に交流矩形波電圧の整流を行う。

ダイオードＤ５〜Ｄ８と比較して、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８の導通損失は小さいため、ダイオードＤ５〜Ｄ８に電流が流れるタイミングでＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８をＯＮすることで導通損失を低減している。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ３が同時にＯＮする期間はＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５とＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ７をＯＮし、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ２とＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ４が同時にＯＮする期間はＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６とＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ８をＯＮし、交流矩形波電圧の整流を行う。低電圧側スイッチング回路１０８から出力された、整流された矩形波電圧はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２にて直流平滑化され、低電圧バッテリ１０４と低電圧側負荷１０５に電力供給される。

ＤＣＤＣコンバータ１０２が運転を停止する際は、まず、車両ＥＣＵ１０３からＤＣＤＣコンバータ１０２へ運転停止指令が送られ、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４及び低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８のスイッチングを停止する。そして、車両ＥＣＵ１０３からリレー遮断指令が送られ、高電圧リレー１０１がＯＦＦ状態とされる。

ＤＣＤＣコンバータ１０２の高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４及び低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８は、高電圧リレー１０１がＯＦＦ状態とされる前にスイッチングを停止しているため、高電圧側コンデンサＣ１の電圧は放電されず、高電圧バッテリ１００と同等の電圧に維持される。

高電圧側コンデンサＣ１が高電圧を維持することは、保守員が保守作業時に高電圧側コンデンサＣ１に接触し感電する等、安全面で問題がある。よって、高電圧側コンデンサＣ１の電荷を放電して電圧を安全電圧まで低下させる必要がある。

従来の高電圧側コンデンサＣ１の電圧を放電する方法として、放電回路１０９のリレーＲＬ１をＯＮ状態にして、高電圧側コンデンサＣ１に対して抵抗Ｒ１を並列に接続した状態としていた。したがって、高電圧側コンデンサＣ１の電圧は、抵抗Ｒ１による電力消費により放電されていた。しかし、抵抗での電力消費による放電は、電力を熱として無駄に消費するという課題があった。

本実施例のＤＣＤＣコンバータ１０２は、上記課題に鑑みてなされたものであり、高電圧側コンデンサＣ１の電圧を、高電圧側スイッチング回路１０７で交流矩形波電圧に変換し、絶縁トランスＴ１で絶縁を行い、低電圧側スイッチング回路１０８で整流を行い、リアクトルＬ２、コンデンサＣ２で平滑を行うことで低電圧に変換し、低電圧バッテリ１０４に電力を供給することで、高電圧側コンデンサＣ１の電圧の放電を行う、つまり、高電圧側コンデンサＣ１に残存するエネルギーを低電圧バッテリ１０４で回収することで電力の浪費を防いでいる。

次に、高電圧側コンデンサＣ１の電圧を低電圧バッテリ１０４に電力供給する方法について説明する。
図２は、実施例１におけるＤＣＤＣコンバータの動作状態と高電圧側コンデンサの電圧の変化を示すタイミング図である。図２の縦軸の一番上のチャートは、高電圧側コンデンサＣ１の電圧Ｖ_ＩＮの変化を示すものである。図２に示す比率Ｄ_Ｈは、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングする周期に対してＱ１とＱ３およびＱ２とＱ４が同時にＯＮする期間の比率であり、比率Ｄ_Ｌは、低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８がスイッチングする周期に対するＱ５とＱ７およびＱ６とＱ８が同時にＯＮする期間の比率である。高電圧リレー駆動信号ＳＩＧ_{ＨＶＲＬＹ}は、車両ＥＣＵ１０３により高電圧リレー１０１を駆動する信号であり、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、ＤＣＤＣコンバータ１０２の出力電圧、電圧Ｖ_ＬＶＢは、低電圧バッテリ１０４の電圧である。

図２の期間１では、高電圧バッテリ１００の電圧を、高電圧側スイッチング回路１０７で交流矩形波電圧に変換し、絶縁トランスＴ１で絶縁を行い、低電圧側スイッチング回路１０８で整流を行い、リアクトルＬ２、コンデンサＣ２で平滑を行うことで低電圧に変換を行い、低電圧バッテリ１０４に電力を供給している。そして、Ａ点でＤＣＤＣコンバータ１０２に対して車両ＥＣＵ１０３から運転停止指令が送られると、これを受けたＤＣＤＣコンバータ１０２は、高電圧側スイッチング回路１０７と低電圧側スイッチング回路１０８に対する駆動信号の出力を停止する。期間２では、高電圧側スイッチング回路１０７及び、低電圧側スイッチング回路１０８は、スイッチングを停止しているが、高電圧リレー１０１はＯＮ状態となっている。

次に、Ｂ点にて、車両ＥＣＵ１０３からのリレー遮断指令により高電圧リレー１０１はＯＦＦ状態となる。したがって、期間３では、高電圧側コンデンサＣ１は放電されず、概ね高電圧バッテリ１００の電圧を維持している。

そして、Ｃ点にて、高電圧側スイッチング回路１０７、低電圧側スイッチング回路１０８のスイッチングが開始される。期間４では、スイッチングにより、高電圧側コンデンサＣ１の電圧が高電圧側スイッチング回路１０７で交流矩形波電圧に変換される。そして、絶縁トランスＴ１で絶縁を行い、低電圧側スイッチング回路１０８で整流を行い、リアクトルＬ２、低電圧側コンデンサＣ２で平滑を行うことで低電圧に変換される。そして、低電圧バッテリ１０４に電力の供給を行うことで高電圧側コンデンサＣ１の電圧の放電を行う。

高電圧側コンデンサＣ１の電圧は、低電圧バッテリ１０４に電力供給を行うことで低下する。高電圧側コンデンサＣ１の電圧低下に対して、低電圧バッテリ１０４への電力供給を継続するためには、ＤＣＤＣコンバータ１０２の出力電圧Ｖｏｕｔを低電圧側バッテリ１０４へ電力を供給可能な高い電圧に維持する必要がある。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ１０２が低電圧バッテリ１０４に電力を供給するためには、ＤＣＤＣコンバータ１０２の出力電圧Ｖｏｕｔを、低電圧バッテリ１０４に電力を供給できる電圧、つまり低電圧バッテリ１０４の電圧Ｖ_ＬＶＢより高い値に制御する必要がある。

高電圧側コンデンサＣ１の電圧Ｖｉｎと、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングする周期に対してＱ１とＱ３およびＱ２とＱ４が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｈ（デューティー比）と、絶縁トランスＴ１の一次側と二次側の巻き数比Ｎと、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔには以下（１）式の関係がある。

高電圧側コンデンサＣ１の電圧Ｖ_ＩＮの放電による低下（減少）に伴い、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングする周期に対してＱ１とＱ３が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｈを大きくし（増加させ）、出力電圧Ｖｏｕｔを低電圧バッテリ１０４に電力供給可能な電圧に制御を行う。また、低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８がスイッチングする周期に対するＱ５とＱ７が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｌは、低電圧側スイッチング回路１０８の導通損失低減のため比率Ｄ_Ｈに同期させる。

つまり、絶縁トランスＴ１の巻き数比Ｎが固定であるのに対して高電圧側コンデンサＣ１の電圧Ｖ_ＩＮが低下するが、（１）式よりＶｏｕｔを一定に保つために、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングする周期に対するＱ１とＱ３およびＱ２とＱ４が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｈを電圧Ｖｉｎの低下（減少）に伴い大きくして（増加させて）、出力電圧Ｖｏｕｔを低電圧バッテリ１０４に電力供給な電圧に制御している（第１モード）。

このとき、低電圧側スイッチング回路１０８のＯＮ期間は、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングする周期に対するＱ１とＱ３およびＱ２とＱ４が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｈと同期させることで、低電圧側スイッチング回路１０８の導通損失を低減し、より多くの電力を低電圧バッテリ１０４に回収することができる。

なお、Ｄ点にて、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングする周期に対してＱ１とＱ３が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｈは最大値で飽和する。したがって、期間５では、低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８がスイッチングする周期に対するＱ５とＱ７が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｌも同様に最大値で飽和しており、出力電圧Ｖｏｕｔを低電圧バッテリ１０４に電力を供給可能な高い電圧に制御することができず、高電圧側コンデンサＣ１の電圧の低下が進まない状態となる。かかる状態で、例えば放電回路１０９のリレーＲＬ１を接続して、抵抗Ｒ１による電力消費により高電圧側コンデンサＣ１の電圧Ｖ_ＩＮを安全電圧まで低下させることもできる。

［実施例２］
次に、本発明の実施例２について図３から図５を用いて説明する。
本実施例において特徴的なことは、期間５のあとに、低電圧側スイッチング回路１０８を、昇圧型コンバータとして動作する第２モードに切り替えて、高電圧側コンデンサＣ１の電圧Ｖ_ＩＮを安全電圧まで放電させることである。

実施例１の期間４では、高電圧側コンデンサＣ１の電圧低下に伴い比率Ｄ_Ｈを大きくしていくが、比率Ｄ_Ｈが最大値のＤ点に達すると、（１）式より絶縁トランスＴ１の巻数比Ｎと高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングする周期に対するＱ１とＱ３およびＱ２とＱ４が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｈが最大で飽和して固定値になる。したがって、期間５では、高電圧側コンデンサＣ１の電圧ＶＩＮの低下に比例してＤＣＤＣコンバータ１０２の出力電圧Ｖｏｕｔは低下し、低電圧バッテリ１０４に対して電力供給が可能な高い電圧に制御することができず、高電圧側コンデンサＣ１の電圧を放電することができない状態となる。

本実施例では、高電圧スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周期に対するＱ１とＱ３およびＱ２とＱ４が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｈが最大値に達した状態から、さらにＤＣＤＣコンバータ１０２の出力電圧Ｖｏｕｔを低電圧バッテリ１０４に電力を供給可能な高い電圧に制御するために、ＤＣＤＣコンバータ１０２を昇圧型コンバータとして動作させる制御を行う。

図３は、実施例２におけるＤＣＤＣコンバータの動作状態と高電圧側コンデンサの電圧の変化を示すタイミング図である。

実施例１では、Ｄ点にて高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングする周期に対してＱ１とＱ３およびＱ２とＱ４が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｈが最大で飽和すると、期間５ではＤＣＤＣコンバータ１０２は出力電圧Ｖｏｕｔを、低電圧バッテリ１０４に対して電力供給が可能な高い電圧に制御を行うことができず、高電圧側コンデンサＣ１の電圧の放電を行うことができない状態となる。

本実施例では、期間５において、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングする周期に対してＱ１とＱ３およびＱ２とＱ４が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｈの飽和と、高電圧側コンデンサＣ１の電圧の低下率の低下を検知すると（図３のＥ点）、低電圧側スイッチング回路１０８が高電圧側スイッチング回路１０７に同期していた第１モードから、低電圧側スイッチング回路１０８が昇圧型コンバータとして動作する第２モードに切り替える。

期間６の第２モードでは、昇圧型コンバータとしては不要となるリアクトルＬ２を、スイッチ１１０をＯＮすることで短絡させ、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４は、スイッチングする周期に対するＱ１とＱ３およびＱ２とＱ４が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｈを最大値で固定し、低電圧側スイッチング回路１０８を昇圧コンバータとして動作させる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔを低電圧バッテリ１０４に電力を供給可能な高い電圧に制御し、高電圧側コンデンサＣ１の電圧の放電を行う。

次に、第２モードについて詳細に説明する。
まずは、図１を用いて第２モードの回路方式の説明を行う。第２モードでは、ＤＣＤＣコンバータ１０２を昇圧型コンバータとして動作させるために、リアクトルＬ１を昇圧用リアクトルとして使用し、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６，Ｑ７を昇圧用スイッチング素子として使用する。そして、ダイオードＤ５〜Ｄ８を昇圧用整流素子として使用し、コンデンサＣ２を平滑コンデンサとして使用する。低電圧側スイッチング回路１０８は、低電圧側スイッチング回路１０８に印可される電圧を昇圧させて低電圧バッテリ１０４の電圧よりも大きくする。

一方、リアクトルＬ２は、第１モードでは、降圧型コンバータの平滑リアクトルとして使用していたが、昇圧型コンバータとして動作させるときには、低電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８を過電圧にて破損させる可能性があるため、スイッチ１１０を使用して、短絡状態とする。過電圧になる原因は、リアクトルＬ２を流れる電流は、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６、Ｑ７が昇圧動作としてＯＮ、ＯＦＦする際、ＯＮしている期間にリアクトル電流を流す経路が無くなり、電流が連続にならず電流変化が急峻となるからである。

リアクトルＬ２のＬ値は固定値であるため、（２）式よりリアクトルＬ２の電流変化率が大きくなると電圧Ｖ_Ｌは大きくなり過電圧の原因となる。

本実施例におけるＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ８の動作について図４、図５を用いて説明を行う。

図４（ａ）は、比率Ｄ_Ｈにて出力電圧の制御を行い、低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８が整流動作時の導通損失を低減するために、高電圧側スイッチング回路１０７のＱ１〜Ｑ４に同期した第１モードにおいて、比率Ｄ_Ｈが最大の状態のＱ１〜Ｑ８の駆動信号を示している。

図４（ａ）に示す期間１では、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１、Ｑ３がＯＮし、Ｑ２、Ｑ４がＯＦＦし、リアクトルＬ１、絶縁トランスＴ１に電流を流し、絶縁トランスＴ１の二次側に正の電圧を出力する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５、Ｑ７をＯＮし、Ｑ６、Ｑ８をＯＦＦし、整流を行い、低電圧バッテリ１０４に電力供給を行う。

そして、期間２では、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１、Ｑ３がＯＦＦし、Ｑ２、Ｑ４がＯＮし、リアクトルＬ１、絶縁トランスＴ１に電流を流し、絶縁トランスＴ１の二次側に負の電圧を出力する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５、Ｑ７をＯＦＦし、Ｑ６、Ｑ８をＯＮし、整流を行い、低電圧バッテリ１０４に電力供給を行う。

図４（ｂ）は、比率Ｄ_Ｈが最大かつ、低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８が昇圧動作を行っている第２モードのＱ１〜Ｑ８の駆動信号を示している。

期間１では、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１、Ｑ３がＯＮし、Ｑ２、Ｑ４がＯＦＦし、リアクトルＬ１、絶縁トランスＴ１に電流を流し、絶縁トランスＴ１の二次側に正の電圧を出力する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６をＯＮし、Ｑ５、Ｑ７、Ｑ８をＯＦＦすることで絶縁トランスＴ１の二次側出力を短絡し、リアクトルＬ１に電力を蓄積する。そして、期間２では、期間１の状態からＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６をＯＦＦし、期間１にてリアクトルＬ１にて蓄積した電力をダイオードＤ５、Ｄ７で整流を行い、低電圧バッテリ１０４に電力供給を行う。

次いで、期間３では、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１、Ｑ３がＯＦＦし、Ｑ２、Ｑ４がＯＮし、リアクトルＬ１、絶縁トランスＴ１に電流を流し、絶縁トランスＴ１の二次側に負の電圧を出力する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ７をＯＮし、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ８をＯＦＦすることで絶縁トランスＴ１の二次側出力を短絡し、リアクトルＬ１に電力を蓄積する。そして、期間４では、期間３の状態からＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ７をＯＦＦし、期間３にてリアクトルＬ１にて蓄積した電力をダイオードＤ６、Ｄ８で整流を行い低電圧バッテリ１０４に電力供給を行う。

図５（ａ）は、ＤＣＤＣコンバータ１０２が比率Ｄ_Ｈにて出力電圧の制御を行い、低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８が高電圧側スイッチング回路１０７のＱ１〜Ｑ４に同期した第１モードの回路動作を示している。

図５（ａ）は、図４（ａ）の期間１の回路動作に相当し、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１、Ｑ３がＯＮし、Ｑ２、Ｑ４がＯＦＦしリアクトルＬ１、絶縁トランスＴ１に電流を流し、絶縁トランスＴ１の二次側に正の電圧を出力する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５、Ｑ７をＯＮし、Ｑ６、Ｑ８をＯＦＦし整流を行い、低電圧バッテリ１０４に電力供給を行う。

図５（ｂ）、（ｃ）は、比率Ｄ_Ｈが最大かつ、低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８が昇圧動作を行っている第２モードの回路動作を示している。図５（ｂ）は、図４（ｂ）の期間１の回路動作に相当し、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１、Ｑ３がＯＮし、Ｑ２、Ｑ４がＯＦＦしリアクトルＬ１、絶縁トランスＴ１に電流を流し、絶縁トランスＴ１の二次側に正の電圧を出力する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６をＯＮし、Ｑ５、Ｑ７、Ｑ８をＯＦＦすることで絶縁トランスＴ１の二次側出力を短絡し、リアクトルＬ１に電力を蓄積する。

図５（ｃ）は、図４（ｂ）の期間２の回路動作に相当し、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１、Ｑ３がＯＮし、Ｑ２、Ｑ４がＯＦＦしリアクトルＬ１、絶縁トランスＴ１に電流を流し、絶縁トランスＴ１の二次側に正の電圧を出力する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６をＯＮ状態からＯＦＦにし、リアクトルＬ１に蓄積した電力をダイオードＤ５、Ｄ７で整流を行い低電圧バッテリ１０４に電力供給を行う。

まずは、低電圧側スイッチング回路１０８が高電圧側スイッチング回路１０７に同期した同期整流動作を行う第１モードを図４（ａ）、図５（ａ）を用いて説明する。

図４（ａ）は、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４の位相差が無く、出力を最大にしている状態である。また、低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８は、Ｑ１とＱ３が同時にＯＮする期間はＱ５とＱ７をＯＮし、Ｑ２とＱ４が同時にＯＮする期間はＱ６とＱ８をＯＮし、ダイオードＤ５〜Ｄ８を使用した整流に対して導通損失を低減している。

図５（ａ）は図４（ａ）の期間１の回路動作を示している。高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＱ３が同時にＯＮし、リアクトルＬ１、絶縁トランスＴ１に電流を流し、絶縁トランスＴ１の二次側に正の電圧を出力し、低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５、Ｑ７は同時にＯＮし、低損失での整流を行い低電圧バッテリ１０４に出力を行う。図４（ａ）の期間２は、期間１が絶縁トランスＴ１に印加される電圧が正に対して、絶縁トランスＴ１に印加される電圧が負になる対称動作であるため回路動作の説明は省略する。

次に、低電圧側スイッチング回路１０８が昇圧型コンバータとして動作を行う第２モードを図４（ｂ）、図５（ｂ）、図５ （ｃ）を用いて説明する。

高電圧側スイッチング回路１０７は、第１モードのＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４の位相差が無く、出力を最大にしている状態で固定とする。図４（ｂ）の期間１にてＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１、Ｑ３がＯＮで絶縁トランスＴ１の一次側、二次側ともに正の電圧が印加されているときに、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６をＯＮすることで図５（ｂ）に示す通りＱ６とＤ７により絶縁トランスＴ１の二次側を短絡状態とする。この短絡によりリアクトルＬ１に電力を蓄積する。

次に、図４（ｂ）の期間２にて、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１、Ｑ３をＯＮにしたまま、Ｑ６をＯＦＦにする。このとき、図５（ｃ）に示す通り、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され、ダイオードＤ５、スイッチ１１０、コンデンサＣ２、ダイオードＤ７の経路で電流を流し、出力電圧Ｖｏｕｔの昇圧を行う。昇圧率を上げるためには、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１、Ｑ３がＯＮしているときのＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６のＯＮ期間を長くすればよい。つまり、図４（ｂ）の期間１を長くし期間２を短くする。昇圧率を下げるときは、Ｑ６のＯＮ期間を短くすればよい。図４（ｂ）の期間３、期間４は、期間１、期間２が絶縁トランスＴ１に印加される電圧が正に対して、絶縁トランスＴ１に印加される電圧が負になる対称動作であるため回路動作の説明は省略する。

なお、低電圧側スイッチング回路１０８を昇圧型コンバータとして動作させる第２モードでも、ダイオードＤ５〜Ｄ８が導通する期間にＱ５〜Ｑ８をＯＮすることで同期整流を行い、導通損失を低減し、より多くの電力を低電圧バッテリ１０４に回収することも可能である。本実施例によれば、電力を熱として無駄に消費することなく、高電圧側コンデンサＣ１の電圧Ｖｉｎを安全電圧まで放電させることができる。

［実施例３］
次に、本発明の実施例３について図６を用いて説明する。
高電圧側コンデンサＣ１の電圧の放電には、下記（３）式の関係がある。高電圧側コンデンサＣ１の容量がＣに対して、高電圧側コンデンサＣ１の電圧をＶ_{ＩＮ（Ａ）}からＶ_{ＩＮ（Ｂ）}まで放電し低下させるためには、ＤＣＤＣコンバータ１０２を高電圧側コンデンサＣ１の電圧と低電圧バッテリ１０４の電圧条件に合わせて、第１モード、および第２モードを選択して動作させ、出力電力Ｗ_ＯＵＴでｔ秒間低電圧バッテリ１０４に電力供給を行う必要がある。

出力電力Ｗ_ＯＵＴは、低電圧バッテリ１０４の電圧と、低電圧バッテリ１０４に出力する電流の積である。ＤＣＤＣコンバータ１０２は、電圧源である低電圧バッテリ１０４に対して出力する電流を制御することで、高電圧側コンデンサＣ１の電圧がＶ_{ＩＮ（Ａ）}からＶ_{ＩＮ（Ｂ）}に低下する放電時間ｔの制御を行うことができる。

ＤＣＤＣコンバータ１０２に要求される放電時間ｔが長い場合は、出力電流を小さい値に制御し、出力電力W_OUTを小さくすることで、放電時間ｔを長くすればよい。このとき、出力電流を小さくすることでスイッチ１１０に流れる電流が小さくなるため、スイッチ１１０の小型化と低コスト化を行う事ができる。

一方、図６に示すように、高電圧バッテリ６００、高電圧リレー６０１に対して、ＤＣＤＣコンバータ６０２と並列にインバータ６０３、車載充電器６０４が接続されるシステムでは、ＤＣＤＣコンバータ６０２が高電圧コンデンサＣ６０２を有するのと同様に、インバータ６０３は高電圧コンデンサＣ６０３を有し、車載充電器６０４は高電圧コンデンサＣ６０４を有する。

従来は、ＤＣＤＣコンバータ６０２、インバータ６０３、車載充電器６０４はそれぞれ高電圧コンデンサＣ６０２、Ｃ６０３、Ｃ６０４の放電回路を有する。これに対して本実施例では、ＤＣＤＣコンバータ６０２にて、ＤＣＤＣコンバータ６０２の高電圧コンデンサＣ６０２のみならず、インバータ６０３、車載充電器６０４の高電圧コンデンサＣ６０３、Ｃ６０４の放電を行う。

高電圧コンデンサＣ６０２、Ｃ６０３、Ｃ６０４の容量の総和、要求される放電時間ｔ、低下させるべき電圧Ｖ_{ＩＮ（Ａ）}−Ｖ_{ＩＮ（Ｂ）}を満足できるように、低電圧バッテリ６０５に出力する電流の制御を行う。

電流の制御は、以下のように行う。
上記（３）式より、コンデンサ容量と、低下させるべき電圧高電圧側コンデンサの電圧Ｖ_{ＩＮ（Ａ）}−Ｖ_{ＩＮ（Ｂ）}の放電時間ｔより、出力電流指令*Ioを求める。

次に、図１の電流検出器ＣＴ１より出力電流Ｉoを検出し、出力電流指令*Ioと出力電流Ｉoの偏差が無くなるように、比例積分演算を行い、指令値Ｄを求める。

指令値Ｄを用いて、ＤＣＤＣコンバータが第１モードで動作するときは、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングする周期に対するＱ１とＱ３が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｈに指令値Ｄを設定して電流の制御を行う。そして、第２モードで動作するときは、低電圧側スイッチング回路１０８のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ５〜Ｑ８がスイッチングする周期に対するＱ５とＱ７が同時にＯＮする期間の比率Ｄ_Ｌに指定値Ｄを設定して電流の制御を行う。

また、上記説明では、具体例として、インバータ６０３と車載充電器６０４について記載を行っているが、他の電動製品が複数接続された場合も同様に、高電圧コンデンサの容量と放電時間ｔの要求に合わせて出力電流を制御し放電を行うことが可能である。例えば、高電圧側コンデンサＣ１のコンデンサ容量と、高電圧側スイッチング回路１０７の電流容量に合わせて、低電圧電源である低電圧バッテリー１０４に出力を行う電流を制御する機能を有している。

高電圧バッテリ６００は、電力貯蔵媒体であり、車載充電器６０４により充電され、ＤＣＤＣコンバータ６０２、インバータ６０３の電力源となる。

高電圧リレー６０１は、高電圧バッテリ６００とＤＣＤＣコンバータ６０２、インバータ６０３、車載充電器６０４の間に配置され、高電圧バッテリ６００とＤＣＤＣコンバータ６０２、インバータ６０３、車載充電器６０４との間の電力の流れを遮断する。ＤＣＤＣコンバータ６０２は、高電圧バッテリ６００から供給された高電圧を低電圧に変換し、低電圧バッテリ６０５と低電圧側負荷６０６に電力を供給する。

インバータ６０３は、高電圧バッテリ６００の直流電圧を交流に変換しモータ６０７に電力を供給する。車載充電器６０４は、商用系統６０８から交流電圧を受電し、交流を直流に変換し、高電圧バッテリ６００に電力を供給する。低電圧バッテリ６０５は、電力貯蔵媒体であり、ＤＣＤＣコンバータ６０２から電力の供給を受け、低電圧側負荷６０６へ電力を供給する。低電圧側負荷６０６は、ＤＣＤＣコンバータ６０２や、低電圧バッテリ６０５より電力の供給を受け動作する負荷装置である。モータ６０７は、インバータ６０３から供給された電気エネルギーを機械エネルギーに変換する。

商用系統６０８は、交流電圧源であり、車載充電器に交流電圧を供給する。
高電圧側コンデンサＣ６０２は、ＤＣＤＣコンバータ６０２内の高電圧入力側に配置され、電圧変動を抑制する。高電圧側コンデンサＣ６０３は、インバータ６０３内の高電圧入力側に配置され、電圧変動を抑制する。高電圧側コンデンサＣ６０４は、車載充電器６０４内の高電圧入力側に配置され、電圧変動を抑制する。

［実施例４］
次に、本発明の実施例４について図７を用いて説明する。なお、実施例１と同様の構成要素には同一の符号を付することでその詳細な説明を省略する。

図７は、実施例４におけるＤＣＤＣコンバータと周辺機器の構成を説明する図である。
実施例１との違いは、低電圧側スイッチング回路１０８ａの構成と、リアクトルＬ２をバイパスするスイッチ１１０にダイオードＤ９が追加して設けられている点である。本実施例では、絶縁トランスＴ１と、低電圧側スイッチング回路１０８と、リアクトルＬ１がセンタタップ回路を構成しており、リアクトルＬ１を短絡するスイッチ１１０に直列にダイオードＤ９が設けられた構成を有している。

低電圧側スイッチング回路１０８ａは、絶縁トランスＴ１より交流矩形波電圧を受電し、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６ａ、Ｑ７ａをスイッチングする。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＱ３が同時にＯＮする期間は、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ７ａをＯＮし、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ２とＱ４が同時にＯＮする期間はＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６ａをＯＮして、交流矩形波電圧の整流を行う。ダイオードＤ９は、本発明にて低電圧側スイッチング回路１０８ａが昇圧コンバータとして動作する際、整流ダイオードとして動作を行う。

本実施例のＤＣＤＣコンバータ１０２は、第１モードでは、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４をスイッチングして、高電圧側コンデンサＣ１の電圧を交流矩形波電圧に変換し、共振リアクトルＬ１と絶縁トランスＴ１の一次側に出力する。絶縁トランスＴ１は、入力された一次側の電圧を絶縁した電圧に変換し、二次側に出力する。絶縁トランスＴ１の二次側から交流矩形波電圧を受電した低電圧側スイッチング回路１０８ａは、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６ａ、Ｑ７ａをスイッチングすることで、低損失に交流矩形波電圧の整流を行う。

ダイオードＤ６ａ、Ｄ７ａを使用しての整流と比較して、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６ａ、Ｑ７ａを使用しての整流は導通損失が小さいため、ダイオードＤ６ａ、Ｄ７ａに電流が流れるタイミングでＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６ａ、Ｑ７ａをＯＮし、Ｑ６ａ、Ｑ７ａを導通経路とすることで導通損失を低減している。具体的にはＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＱ３が同時にＯＮする期間はＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ７ａをＯＮし、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ２とＱ４が同時にＯＮする期間はＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６ａをＯＮして、交流矩形波電圧の整流を行う。

低電圧側スイッチング回路１０８ａから出力された、整流された矩形波電圧をリアクトルＬ２とコンデンサＣ２にて直流平滑化し、低電圧に変換し、低電圧バッテリ１０４に電力を供給することで、高電圧側コンデンサＣ１の電圧の放電を行う。

高電圧側コンデンサＣ１の放電が進み、電圧が低下するのに対して、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周期に対するＱ１とＱ３、Ｑ２とＱ４が同時にＯＮとなる期間Ｄ_Ｈを長くすることで、出力電圧Ｖｏｕｔを低電圧バッテリ１０４に電力供給可能な高い電圧に制御を行い、高電圧側コンデンサＣ１の電圧の放電を継続する。

図３の点Ｄ点に達して、高電圧側コンデンサＣ１の放電による電圧低下に対して、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周期に対するＱ１とＱ３、Ｑ２とＱ４が同時にＯＮとなる比率Ｄ_Ｈが最大で飽和すると、出力電圧Ｖｏｕｔを低電圧バッテリ１０４ａに電力供給可能な高い電圧に制御を行うことができなくなり、高電圧側コンデンサＣ１の放電を継続できなくなる（図３の期間５）。

図３の期間５にて、高電圧側スイッチング回路１０７のＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周期に対するＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＱ３、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ２とＱ４が同時にＯＮとなる比率Ｄ_Ｈの最大値での飽和と、高電圧側コンデンサＣ１ａの電圧低下率の低下を検知して、図３のＥ点にて第２モードに切り替える。

第２モードとなる図３の期間６では、スイッチ１１０をＯＮすることで、リアクトルＬ２が接続されていた箇所にダイオードＤ９が接続された状態とし、高電圧側スイッチング回路１０７は、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周期に対するＱ１とＱ３、Ｑ２とＱ４が同時にＯＮとなる比率Ｄ_Ｈを最大で固定とし、低電圧側スイッチング回路１０８ａを昇圧型コンバータとして動作させる。

低電圧側スイッチング回路１０８ａの具体的動作を図４（ｂ）と図７を用いて説明を行う。ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＱ３が同時にＯＮし、絶縁トランスＴ１に正の電圧が印加されたときには、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６ａをＯＮして、絶縁トランスＴ１の二次巻線を短絡し、リアクトルＬ１に電力を蓄積する（図４（ｂ）の期間１）。

次に、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１とＱ３が同時にＯＮし、絶縁トランスＴ１に正の電圧が印加された状態のままＱ６ａをＯＦＦし、リアクトルＬ１の電力を開放し、ダイオードＤ９を経由して、低電圧バッテリ１０４に電力を供給する （図４（ｂ）の期間２）。

昇圧率を上げるためには、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ１、Ｑ３がＯＮしているときのＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６ａのＯＮ期間を長くすればよい、つまり、図４（ｂ）の期間１を長くし期間２を短くする。出力を下げるときは、ＭＯＳＦＥＴ＿Ｑ６ａのＯＮ期間を短くすればよい。

図４（ｂ）の期間３、期間４は、期間１、期間２が絶縁トランスＴ１に印加される電圧が正に対して、絶縁トランスＴ１に印加される電圧が負になる対称動作であるため説明は省略する。

低電圧側スイッチング回路１０８ａを昇圧型コンバータとして動作させる際は、ダイオードＤ６ａ、Ｄ７ａが導通する期間にＱ６ａ、Ｑ７ａをＯＮすることで同期整流を行い、導通損失を低減し、より多くの電力を低電圧バッテリ１０４ａに回収することも可能である。

以上、本発明の実施形態について詳述したが、本発明は、前記の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の精神を逸脱しない範囲で、種々の設計変更を行うことができるものである。例えば、前記した実施の形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。さらに、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

１００ 高電圧バッテリ
１０１ 高電圧リレー
１０２ ＤＣＤＣコンバータ
１０３ 車両ＥＣＵ
１０４ 低電圧バッテリ
１０５ 低電圧側負荷
１０６ ＤＣＤＣ制御装置
１０７ 高電圧側スイッチング回路
１０８ 低電圧側スイッチング回路
１０９ 放電回路
１１０ スイッチ
Ｃ１ 高電圧側コンデンサ
Ｃ２ 低電圧側コンデンサ
ＣＴ１ 電流検出器
Ｄ１〜Ｄ９ ダイオード
Ｌ１、Ｌ２ リアクトル
Ｔ１ 絶縁トランス
Ｑ１〜Ｑ８ ＭＯＳＦＥＴ
ＶＴ１、ＶＴ２ 電圧検出器

Claims (6)

1. 高電圧電源と接続される高電圧側スイッチング回路と、
   低電圧電源と接続される低電圧側スイッチング回路と、
   前記高電圧側スイッチング回路と前記低電圧側スイッチング回路を磁気的に接続するトランスと、
   前記高電圧側スイッチング回路に電気的に並列に接続されたコンデンサと、を備え、
   前記低電圧側スイッチング回路は、前記コンデンサの電荷を前記トランスを介して前記低電圧電源に放電することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
2. 前記低電圧側スイッチング回路は、該低電圧側スイッチング回路に印可される電圧を昇圧させて前記低電圧電源の電圧よりも大きくすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
3. 請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータであって、
   前記高電圧側スイッチング回路のスイッチング素子のＯＮ期間のデューティー比を前記コンデンサの電圧の減少とともに増加させ、
   前記低電圧側スイッチング回路のスイッチング素子のＯＮ期間のデューティー比を前記高電圧側スイッチング回路のスイッチング素子のＯＮ期間のデューティー比に同期させることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
4. 請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータであって、
   前記高電圧側スイッチング回路のスイッチング素子のＯＮ期間のデューティーを前記コンデンサの電圧の減少とともに増加させる第１モードと、
   前記デューティーが所定値となった場合、前記低電圧側スイッチング回路の電圧が前記低電圧電源の電圧より大きくなるように前記低電圧側スイッチング回路の電圧を昇圧させる第２モードと、
   を有するＤＣＤＣコンバータ。
5. 請求項１または請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータであって、
   前記コンデンサの容量と、前記スイッチの電流容量に合わせて、
   前記低電圧電源に出力を行う電流を制御する機能を有するＤＣＤＣコンバータ。
6. 請求項１または請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータであって、
   前記トランスと前記低電圧側スイッチング回路と、リアクトルがセンタタップ回路を構成し、前記リアクトルを短絡するスイッチと直列にダイオードを備えたＤＣＤＣコンバータ。

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