JP2019149866A - 電力変換装置及び電力変換システム - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置のサイズが増大せず、コンデンサに蓄積された電荷を放電することができる電力変換装置及び電力変換システムを提供する。【解決手段】電力変換装置１００は、入力電圧を平滑化するコンデンサＣ１を含む入力平滑部３と、平滑化された電圧を所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部４と、電力変換された出力電圧を平滑化するコンデンサＣ２を含む出力平滑部５と、スイッチング部を制御する制御部１０とを備える。制御部１０は、運転停止後に、コンデンサＣ１の電荷を、スイッチング部４を介してコンデンサＣ２に電力伝送するようにスイッチング部４を制御する。入力電圧を入力したときの電流上限値が設定され、制御部１０は、入力電圧が出力電圧以上であるときに、電流上限値となるときの降圧スイッチングの位相差を計算し、当該位相差でスイッチング部４を降圧スイッチングで動作させる。【選択図】図２

Description

本発明は、例えば絶縁型ＤＣＤＣコンバータなどの電力変換装置と、それを用いた電力変換システムに関する。

近年の自動車として、ハイブリッド自動車又は電気自動車等の電動車両が注目されている。このような電動車両は、二次電池などからなる蓄電装置と、当該蓄電装置から電力を受けて駆動力を発生するためのモータ発生器とを備える。モータ発生器は、発進又は加速時等において駆動力を発生するとともに、制動時等において車両の運動エネルギーを電気エネルギーに変換して蓄電装置に回収する。このように、モータ発生器を車両の走行状況に応じて制御するために、電動車両では、インバータ装置などの直流電力から交流電力を生成する電力変換装置が搭載される。また、電気自動車に搭載された蓄電池のエネルギーを宅内で利用するＶ２Ｈ（Ｖｅｈｉｃｌｅ ｔｏ Ｈｏｍｅ）、並びに、電気自動車を電力系統に連系し、電気自動車と電力との間で電力融通を行うＶ２Ｇ（Ｖｅｈｉｃｌｅ ｔｏ Ｇｒｉｄ）においても、インバータ装置などの直流電力から交流電力を生成する電力変換装置が搭載される。

ここで、当該電力変換装置は、供給される直流電力を安定化するために平滑コンデンサを備え、電力変換装置の作動中、すなわち蓄電装置などから直流電力を供給される期間で平滑コンデンサには印加電圧に応じた電荷が蓄積される。

例えば、特許文献１では、電力変換装置の運転時における電力変換効率を低下させることなく、電力変換装置の停止後におけるメンテナンス性をより高めることができる電力変換装置を提供する。当該電力変換装置は、入力された直流電力を交流電力に変換するインバータと、インバータの入力端子間に接続されるコンデンサと、当該コンデンサと並列に接続可能に設けられ、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電する放電手段と、当該放電手段と直列に接続され、前記コンデンサと前記放電手段との電気的接続を開閉する開閉手段とを備える。

また、特許文献２では、放電抵抗で生じる定常的な電力損失の発生を回避して高効率な電力変換装置およびその電力変換装置における残留電荷の消費方法を提供する。当該電力変換装置は、外部負荷へ交流電力を供給可能な電力変換装置であって、直流電力を供給可能に構成された電源部と、前記電源部に接続される第１および第２の電力線と、前記第１および第２の電力線の間に接続されるコンデンサと、各々が前記コンデンサに並列接続され、対応の相電圧を生成する複数の相電圧生成部とを備える。ここで、当該電力変換装置は、前記複数の相電圧生成部の各々は、直列接続される複数のスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子の各々は、制御電力に入力される制御信号に応じて出力電極間の抵抗値を変化させることにより、導通状態および非導通状態を形成可能に構成される。さらに、前記電力変換装置は、前記電源部からの直流電力の供給が停止されたときに、前記コンデンサと少なくとも１つの前記相電圧生成部との間で、前記コンデンサの残留電荷を消費するための電流循環経路を形成する電流循環経路形成手段と、前記電流循環経路に配置される少なくとも１つの前記スイッチング素子に前記導通状態に対応する抵抗値と前記非導通状態に対応する抵抗値との中間の抵抗値が現れるように、対応の前記制御信号を調整する制御信号調整手段とをさらに備える。

国際公開第２０１１／１１１２０８号パンフレット 特開２００８−６１３００号公報

しかしながら、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電するために、特許文献１及び２に係る電力変換装置においては、インバータ装置において、スイッチング素子に接続された電荷消費用抵抗を用いて放電させていた。そのため、スイッチング素子と抵抗が必要であって、電力変換装置のサイズが大きくなり、コストも増大するという課題があった。

本発明の目的は以上の課題を解決し、従来技術に比較して電力変換装置のサイズが増大せず、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電することができる電力変換装置及びそれを用いて電力変換システムを提供することにある。

第１の発明に係る電力変換装置は、
入力電圧を平滑化する第１のコンデンサを含む入力平滑部と、
前記平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部と、
前記電力変換された出力電圧を平滑化する第２のコンデンサを含む出力平滑部と、
前記スイッチング部を運転中および運転停止後に制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、
前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記第１のコンデンサの電荷を、前記スイッチング部を介して前記第２のコンデンサに電力伝送するように前記スイッチング部を制御することを特徴とする。

前記電力変換装置において、前記スイッチング部において、前記入力電圧を入力したときの電流上限値が設定され、
前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記入力電圧が前記出力電圧以上であるときに、前記電流上限値となるときの降圧スイッチングの位相差を計算し、当該位相差で前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作させることを特徴とする。

また、前記電力変換装置において、前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記電流上限値となるときの降圧スイッチングの位相差を、前記電流上限値と、前記入力電圧と、前記出力電圧と、前記スイッチング部のインダクタンスとに基づいて計算することを特徴とする。

さらに、前記電力変換装置において、前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記入力電圧が前記出力電圧になるまで、前記降圧スイッチングの位相差で前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作させることを特徴とする。

またさらに、前記電力変換装置において、前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、所定の一定期間、前記降圧スイッチングの位相差で前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作させることを特徴とする。

また、前記電力変換装置において、前記スイッチング部において、前記入力電圧を入力したときの電流上限値が設定され、
前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記入力電圧が前記出力電圧よりも低いときに、前記電流上限値となるときの昇圧スイッチングの位相差を計算し、当該位相差で前記スイッチング部を、前記入力電圧が所定の目標電圧になるまで昇圧スイッチングで動作させることを特徴とする。

さらに、前記電力変換装置において、前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記電流上限値となるときの昇圧スイッチングの位相差を、前記電流上限値と、前記入力電圧と、前記スイッチング部のインダクタンスとに基づいて計算することを特徴とする。

また、前記電力変換装置において、前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、所定の一定期間、前記昇圧スイッチングの位相差で前記スイッチング部を昇圧スイッチングで動作させることを特徴とする。

さらに、前記電力変換装置において、前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記入力電圧を入力したときの電流値が所定の電流上限値又は所定の電流下限値になったときに、前記スイッチング部のスイッチング動作を切り換えることを特徴とする。

第２の発明に係る電力変換システムは、
前記電力変換装置と、
前記電力変換装置から出力される出力電圧を交流電圧に変換するインバータ装置とを備えたことを特徴とする。

本発明に係る電力変換装置等によれば、急速な電荷の放電が必要なコンデンサの電荷を急速な放電の必要のないコンデンサに充電するようにしたので、所望の時間内にコンデンサの電荷を放電できる。当該構成によれば、従来技術に比較して電力変換装置のサイズが増大せず、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電することができる。

実施形態１に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。 図１の電力変換装置１００の構成例を示す回路図である。 図２の電力変換装置１００を昇圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号を示すタイミングチャートである。 図２の電力変換装置１００を降圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号を示すタイミングチャートである。 図２の制御部１０により実行される実施形態１に係るコンデンサ放電制御処理を示すフローチャートである。 図４のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、入力電圧Ｖｉｎよりも出力電圧Ｖｏｕｔが十分に高いときの入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。 図４のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、入力電圧Ｖｉｎよりも出力電圧Ｖｏｕｔが少し高いときの入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。 図４のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、入力電圧Ｖｉｎよりも出力電圧Ｖｏｕｔが低いときに入力電圧Ｖｉｎ＝出力電圧Ｖｏｕｔになるまでの入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。 図５のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔとなった後、昇圧スイッチングに変更したときの入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。 実施形態２に係るコンデンサ放電制御処理を示すフローチャートである。 図７のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、入力電圧Ｖｉｎよりも出力電圧Ｖｏｕｔが少し高いときの入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。 図７のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、時刻３０ｍｓで位相差Ｄ１を変更したときの入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。 実施形態３に係る電力変換システムを昇圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号及び入力電流Ｉｉｎを示すタイミングチャートである。 実施形態３に係る電力変換システムを降圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号及び入力電流Ｉｉｎを示すタイミングチャートである。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付し、詳細説明を省略する。

（実施形態１）
図１は実施形態１に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。図１において、実施形態１に係る電力変換システムは、電力変換装置１００と、ＤＣＡＣインバータ装置１０１とを備えて構成される。

図１において、電力変換装置１００は蓄電池１から出力される直流電圧を交流電圧にＤＣＡＣ変換した後、交流電圧を直流電圧にＡＣＤＣ変換して出力し、いわゆる昇降圧コンバータ装置を構成する。ＤＣＡＣインバータ装置１０１は直流電圧を交流電圧に変換して負荷２に出力する。また、蓄電池１の充電時には、電力変換装置１００は負荷２に代えて電源に接続される。

図２は図１の電力変換装置１００の構成例を示す回路図である。図２において、電力変換装置１００は、入力平滑部３と、スイッチング部４と、出力平滑部５と、制御部１０と、電圧検出器１５，１６と、電源部２０と、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４とを備えて構成される。

蓄電池１から出力される直流電圧はスイッチＳＷ１、ＳＷ２、電圧検出器１５及び、電解コンデンサＣ１で構成される入力平滑部３を介してスイッチング部４に入力される。スイッチング部４は制御部１０により制御され、入力される直流電圧を交流電圧に変換した後、変化後の交流電圧を直流電圧に変換し、電解コンデンサＣ２で構成される出力平滑部５、電圧検出器１６及びスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介してＤＣＡＣインバータ装置１０１に出力する。ここで、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は電力変換装置１００の動作時にオンされる一方、非動作時にオフされる。入力平滑部３及び出力平滑部５はそれぞれ、入力される直流電圧のリップルを最小にするように平滑して出力する。なお、電解コンデンサＣ１は電力変換装置１００の動作停止後に急速な放電が必要である一方、電解コンデンサＣ２は電解コンデンサＣ１の容量よりも大きな容量を有し、電力変換装置１００の動作停止後に急速な放電が不要である。

電圧検出器１５は入力平滑部３の両端の入力電圧Ｖｉｎを検出して制御部１０に出力する。また、電圧検出器１６は出力平滑部５の両端の出力電圧Ｖｏｕｔを検出して制御部１０に出力する。制御部１０は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を制御し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のための制御信号を発生して出力することにより、電力変換装置１００の正常運転時に双方向コンバータ装置として動作させるとともに、その運転終了後に、図４等のコンデンサ放電制御処理を実行することで、入力平滑部３の電解コンデンサＣ１に蓄積された電荷を急速に放電する。

スイッチング部４は、スイッチング回路１１，１２と、絶縁用トランス１３と、インダクタンスＬｓを有するインダクタ１４とを備えて構成される。ここで、スイッチング回路１１は、ブリッジ形状で接続された４個のＭＯＳＴＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に並列にそれぞれ接続された逆阻止用ダイオードＤ１〜Ｄ４とを備える。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は制御部１０からの各制御信号によりオンオフ制御され、入力される直流電圧を交流電圧に変換して電流検出器１７及びインダクタ１４を介して絶縁用トランス１３の１次巻線Ｌ１に出力する。また、スイッチング回路１２は、ブリッジ形状で接続された４個のＭＯＳＴＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と、各スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８に並列にそれぞれ接続された逆阻止用ダイオードＤ５〜Ｄ８とを備える。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８は制御部１０からの各制御信号によりオンオフ制御され、入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力平滑部５、電圧検出器１６及びスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介してＤＣＡＣインバータ装置１０１に出力する。

なお、電流検出器１７は流れる電流値を検出して制御部１０に出力する。電源部２０は電力変換装置１００の非動作時において出力平滑部５に蓄積された電荷を放電するとともに、出力平滑部５の出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、制御部１０において必要な電源電圧を生成して制御部１０に出力する。

以上のように構成された電力変換装置１００においては、その動作運転時において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオンし、蓄電池１からの直流電圧をＤＣＡＣ変換した後、ＡＣＤＣ変換してＤＣＡＣインバータ装置１０１に出力する。一方、コンデンサ放電処理時において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオフし、入力平滑部３の電解コンデンサＣ１の電荷が放電されるまでスイッチング部４を制御して、入力平滑部３の電解コンデンサＣ１の電荷を出力平滑部５の電解コンデンサＣ２に移動させ、出力平滑部５に電荷を移動した後は入力平滑部３に戻らないようにスイッチング部４の動作を停止し、出力平滑部５の電荷を電源部２０で消費させる。

図３Ａは図２の電力変換装置１００を昇圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号を示すタイミングチャートである。図３Ａに示すように、昇圧スイッチングにおいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各制御信号と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各制御信号とは互いに反転するように制御され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各制御信号の立ち上がりエッジから所定の位相差（以下、「昇圧スイッチングの位相差」という）Ｄ１だけ遅延された時刻でスイッチング素子Ｑ７の制御信号が立ち下がる一方、スイッチング素子Ｑ８の制御信号が立ち上がる。

図３Ｂは図２の電力変換装置１００を降圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号を示すタイミングチャートである。図３Ｂに示すように、降圧スイッチングにおいて、スイッチング素子Ｑ１の制御信号と、スイッチング素子Ｑ３の制御信号とは互いに反転するように制御され、スイッチング素子Ｑ２の制御信号と、スイッチング素子Ｑ４の制御信号とは互いに反転するように制御され、ここで、スイッチング素子Ｑ１の制御信号の立ち上がりエッジ（もしくは、スイッチング素子Ｑ３の制御信号の立ち下がりエッジ）から所定の位相差（以下、「降圧スイッチングの位相差」という）Ｄ２だけ遅延された時刻でスイッチング素子Ｑ２の制御信号が立ち下る（もしくは、スイッチング素子Ｑ４の制御信号が立ち上る）。

電力変換装置１００の運転時において、昇圧スイッチング又は降圧スイッチングの位相差Ｄ１，Ｄ２を調整することで出力電圧Ｖｏｕｔを調整することができる。また、電力変換装置１００の動作停止直後のコンデンサ放電時において、停止直後の入力平滑部３に入力電圧Ｖｉｎ及び出力平滑部５の出力電圧Ｖｏｕｔに応じてスイッチングモードと位相差Ｄ１，Ｄ２の初期値を決めてスイッチングし、入力平滑部３のコンデンサＣ１の電荷を放電し。放電後は、スイッチングを停止する。

図４は図２の制御部１０により実行される実施形態１に係るコンデンサ放電制御処理を示すフローチャートである。

図４において、まず、ステップＳ１において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をともにオフした後、ステップＳ２において、入力電圧Ｖｉｎ＜出力電圧Ｖｏｕｔであるか否かが判断される。ステップＳ２でＹＥＳのときはステップＳ７に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２に進む。ステップＳ３において降圧スイッチングに設定し、ステップＳ４において現在の入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、次式（１）を用いて、電流最大値が上限となる位相差Ｄ２を計算する。

Ｄ２＝Ｉｍａｘ×Ｌｓ／（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ） （１）

ここで、Ｉｍａｘは電流上限値である。

ステップＳ５において、計算した位相差Ｄ２でスイッチング部４を降圧スイッチングで動作させた後、ステップＳ６において、入力電圧Ｖｉｎ＝出力電圧Ｖｏｕｔであるか否かが判断される。ステップＳ６において、ＹＥＳのときはステップＳ７に進む一方、ＮＯのときはステップＳ５に戻り、位相差Ｄ２での降圧スイッチングを続ける。

次いで、ステップＳ７において昇圧スイッチングに設定し、ステップＳ８において現在の入力電圧Ｖｉｎに基づいて、式（２）を用いて、電流最大値が上限となる位相差Ｄ１を計算する。

Ｄ１＝Ｉｍａｘ×Ｌｓ／Ｖｉｎ （２）

ステップＳ９において、計算した位相差Ｄ１でスイッチング部４を昇圧スイッチングで動作させた後、ステップＳ１０において、入力電圧Ｖｉｎ≦放電目標電圧Ｖｄｅｓであるか否かが判断される。ステップＳ１０において、ＹＥＳのときはステップＳ１１に進む一方、ＮＯのときはステップＳ９に戻り、位相差Ｄ１で昇圧スイッチングを続ける。ステップＳ１１では、昇圧スイッチングを停止し、当該コンデンサ放電制御処理を終了する。

次いで、図４のコンデンサ放電制御処理のシミュレーション結果について以下に説明する。Ｃ１＝１２００μＦ、Ｃ２＝２０００μＦ、Ｌｓ＝２７μＨ、絶縁用トランス１３の巻数比を１：１とする。ここでは、ＣＨＡｄｅＭＯ規格で入力平滑部３側の急速な放電が必要な場合を想定し、出力平滑部５はインバータ装置１０１のコンデンサを含めて、入力平滑部３の電解コンデンサＣ１よりも容量は大きいものとする。

図５Ａは図４のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、入力電圧Ｖｉｎよりも出力電圧Ｖｏｕｔが十分に高いとき（放電開始時にＶｉｎ＝１５０Ｖ、Ｖｏｕｔ＝４５０Ｖ）の入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。図５Ａから明らかなように、放電開始から時間２２ｍｓで入力電圧Ｖｉｎは１０Ｖに低下している。

図５Ｂは図４のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、入力電圧Ｖｉｎよりも出力電圧Ｖｏｕｔが少し高いとき（放電開始時にＶｉｎ＝３００Ｖ、Ｖｏｕｔ＝３２０Ｖ）の入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。図５Ｂから明らかなように、放電開始から時間１０６ｍｓで入力電圧Ｖｉｎは１０Ｖに低下している。

図６Ａは図４のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、入力電圧Ｖｉｎよりも出力電圧Ｖｏｕｔが低いとき（放電開始時にＶｉｎ＝４５０Ｖ、Ｖｏｕｔ＝１５０Ｖ）に入力電圧Ｖｉｎ＝出力電圧Ｖｏｕｔになるまでの入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。図６Ａから明らかなように、放電開始から時間２００ｍｓで入力電圧Ｖｉｎは２８０Ｖに低下し、すなわち、時間２００ｍｓで入力電圧Ｖｉｎ＝出力電圧Ｖｏｕｔに収束している。

図６Ｂは図５のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔとなった後、昇圧スイッチングに変更したとき（放電開始時にＶｉｎ＝２８０Ｖ、Ｖｏｕｔ＝２８０Ｖ）の入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。図６Ｂから明らかなように、放電開始から時間９０ｍｓで入力電圧Ｖｉｎは１０Ｖに低下している。従って、図６Ａ及び図６Ｂの処理で、最初の放電開始から合計時間２９０ｍｓで入力電圧Ｖｉｎ＝１０Ｖまで放電している。

図４のステップＳ３では、過電流防止のために降圧スイッチングに設定しているが、本発明はこれに限らず、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの電圧差が所定値よりも小さいときは昇圧スイッチングを設定してもよい。

以上のように構成された実施形態１に係る電力変換装置１００のコンデンサ放電制御処理によれば、急速な電荷の放電が必要な電解コンデンサＣ１の電荷を急速な放電の必要のないコンデンサＣ２に充電するようにした。それにより、所望の時間内に電解コンデンサＣ１の電荷を放電できる。従って、双方向絶縁型ＤＣＤＣコンバータ装置である電力変換装置１００の畜電池１側とインバータ装置１０１側の端子電圧Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔが運転停止後、畜電池１側が急速に低くなり、インバータ装置１０１側はゆるやかに低くなる。また、本発明者によるシミュレーション結果によれば、所定のＣＨＡｄｅＭＯ規格対応（コンデンサの残留電荷を規定時間内に放電）することができる。

さらに、本実施形態によれば、従来技術のごとく、スイッチング素子及び抵抗などの部品の追加なしで運転停止後の端子電圧が安全な電圧となり、ユーザーにとっては小型で低コストな双方向絶縁ＤＣＤＣコンバータ装置を構成できる。また、故障リスクのあるスイッチング素子の部品点数が減るため、故障率低減につながる。さたに、特許文献２のようなスイッチング素子＋抵抗の回路構成と比較すると、スイッチング素子＋抵抗の回路で消費していた電力を制御部１０のマイクロコンピュータの消費電力の供給にまわせる分、消費電力が減少する。

（実施形態２）
図７は実施形態２に係るコンデンサ放電制御処理を示すフローチャートである。なお、実施形態２において、図２の回路を用いる。図７のコンデンサ放電制御処理は、図４のコンデンサ放電制御処理に比較して、以下の点が異なる。
（１）図４のステップＳ５を、図７のステップＳ５Ａで置き換えた。
（２）図４のステップＳ９を、図７のステップＳ９Ａで置き換えた。
以下、上記相違点について詳述する。

図７のステップＳ５Ａにおいて、計算した位相差Ｄ２でスイッチング部４を降圧スイッチングで所定の期間Ｔ１動作させる。また、ステップＳ９Ａにおいて、計算した位相差Ｄ１でスイッチング部４を昇圧スイッチングで所定の期間Ｔ２動作させる。

図８Ａは、図７のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、入力電圧Ｖｉｎよりも出力電圧Ｖｏｕｔが少し高いとき（放電開始時にＶｉｎ＝３００Ｖ、Ｖｏｕｔ＝３２０Ｖ）の入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。図８Ａから明らかなように、放電開始から時間Ｔ１＝３０ｍｓで入力電圧Ｖｉｎ＝８０Ｖ及び出力電圧Ｖｏｕｔ＝３９０Ｖとなった。もし、位相差Ｄ１を一定として放電すると、時間１０６ｍｓで入力電圧Ｖｉｎ＝１０Ｖまで放電できる。

図８Ｂは図７のコンデンサ放電制御処理を実行したときのシミュレーション結果であって、時刻３０ｍｓで位相差Ｄ１を変更したとき（時間Ｔ１＝３０ｍｓでＶｉｎ＝８０Ｖ、Ｖｏｕｔ＝３９０Ｖ）の入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのタイミングチャートである。図８Ｂから明らかなように、時間３０ｍｓ以降時間Ｔ２＝７ｍｓで入力電圧Ｖｉｎ＝１０Ｖまで放電できた。すなわち、図８Ａから図８Ｂに時間３０ｍｓで変更したときは、合計時間３７ｍｓで入力電圧Ｖｉｎ＝１０Ｖまで放電できる。従って、図８Ａの単独で行う場合に比較して、６９ｍｓだけ短縮可能である。

以上のように構成された実施形態２に係る電力変換装置１００のコンデンサ放電制御処理によれば、急速な電荷の放電が必要な電解コンデンサＣ１の電荷を急速な放電の必要のないコンデンサＣ２に充電するようにした。それにより、所望の時間内に電解コンデンサＣ１の電荷を放電できる。その他の作用効果は、実施形態１と同様である。

（実施形態３）
以上の実施形態１及び２では、位相差Ｄ１，Ｄ２をそれぞれ、電流最大値が上限になるように計算式である式（２）及び式（１）を用いて算出しているが、誤差が存在するため、別の方法として以下の実施形態３に係る方法を用いてもよい。

図９Ａは実施形態３に係る電力変換システムを昇圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号及び入力電流Ｉｉｎを示すタイミングチャートである。図９Ａにおいて、制御部１０は、電流検出器１７で検出される電流値Ｉｉｎが所定の電流上限値Ｉｍａｘ又は電流下限値Ｉｍｉｎになったときに、次のスイッチングモードに変更することを特徴としている。図９Ａの昇圧スイチングでは、制御部１０は、時刻ｔ１２で電流値Ｉｉｎが電流上限値Ｉｍａｘになったことを検出したとき、スイッチング素子Ｑ７の制御信号を立ち下げる一方、スイッチング素子Ｑ８の制御信号を立ち上げる。また、制御部１０は、時刻ｔ１５で電流値Ｉｉｎが電流下限値Ｉｍｉｎになったことを検出したとき、スイッチング素子Ｑ８の制御信号を立ち下げ、所定のデットタイムの後、スイッチング素子Ｑ７の制御信号を立ち上げる。

図９Ｂは実施形態３に係る電力変換システムを降圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号及び入力電流Ｉｉｎを示すタイミングチャートである。図１０Ｂにおいて、制御部１０は、電流検出器１７で検出される電流値Ｉｉｎが所定の電流上限値Ｉｍａｘ又は電流下限値Ｉｍｉｎになったときに、次のスイッチングモードに変更することを特徴としている。図９Ｂの降圧スイッチングでは、制御部１０は、時刻ｔ２２で電流値Ｉｉｎが電流上限値Ｉｍａｘになったことを検出したとき、スイッチング素子Ｑ１の制御信号を立ち下げる一方、スイッチング素子Ｑ３の制御信号を立ち上げる。また、制御部１０は、時刻ｔ２５で電流値Ｉｉｎが電流下限値Ｉｍｉｎになったことを検出したとき、スイッチング素子Ｑ３の制御信号を立ち下げ、所定のデットタイムの後、スイッチング素子Ｑ１の制御信号を立ち上げる。

以上のように構成された実施形態３に係る電力変換装置１００のコンデンサ放電制御処理によれば、急速な電荷の放電が必要な電解コンデンサＣ１の電荷を急速な放電の必要のないコンデンサＣ２に充電するようにした。それにより、所望の時間内に電解コンデンサＣ１の電荷を放電できる。その他の作用効果は、実施形態１及び２と同様である。

以上詳述したように、本発明に係る電力変換装置１００によれば、急速な電荷の放電が必要な電解コンデンサＣ１の電荷を急速な放電の必要のないコンデンサＣ２に充電するようにした。これにより、所望の時間内にコンデンサの電荷を放電できる。当該構成によれば、従来技術に比較して電力変換装置のサイズが増大せず、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電することができる。本発明は、ハイブリッド自動車又は電気自動車等の電動車両に限らず、例えば、蓄電池１が太陽電池である場合の電力供給システムにも適用できる。

また、電気自動車に搭載された蓄電池のエネルギーを宅内で利用するＶ２Ｈ（Ｖｅｈｉｃｌｅ ｔｏ Ｈｏｍｅ）、並びに、電気自動車を電力系統に連系し、電気自動車と電力との間で電力融通を行うＶ２Ｇ（Ｖｅｈｉｃｌｅ ｔｏ Ｇｒｉｄ）においても、当該電力変換装置を適用できる。

１ 蓄電池
２ 負荷
３ 入力平滑部
４ スイッチング部
５ 出力平滑部
１０ 制御部
１１，１２ スイッチング回路
１３ 絶縁用トランス
１４ インダクタ
１５，１６ 電圧検出器
１７ 電流検出器
２０ 電源部
１００ 電力変換装置
１０１ ＤＣＡＣインバータ装置
Ｄ１〜Ｄ８ 逆阻止用ダイオード
Ｌ１ １次巻線
Ｌ２ ２次巻線
Ｌｓ インダクタ
Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチ

Claims (10)

1. 入力電圧を平滑化する第１のコンデンサを含む入力平滑部と、
   前記平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部と、
   前記電力変換された出力電圧を平滑化する第２のコンデンサを含む出力平滑部と、
   前記スイッチング部を運転中および運転停止後に制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、
   前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記第１のコンデンサの電荷を、前記スイッチング部を介して前記第２のコンデンサに電力伝送するように前記スイッチング部を制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記スイッチング部において、前記入力電圧を入力したときの電流上限値が設定され、
   前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記入力電圧が前記出力電圧以上であるときに、前記電流上限値となるときの降圧スイッチングの位相差を計算し、当該位相差で前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作させることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記電流上限値となるときの降圧スイッチングの位相差を、前記電流上限値と、前記入力電圧と、前記出力電圧と、前記スイッチング部のインダクタンスとに基づいて計算することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記入力電圧が前記出力電圧になるまで、前記降圧スイッチングの位相差で前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作させることを特徴とする請求項２又は３記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、所定の一定期間、前記降圧スイッチングの位相差で前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作させることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチング部において、前記入力電圧を入力したときの電流上限値が設定され、
   前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記入力電圧が前記出力電圧よりも低いときに、前記電流上限値となるときの昇圧スイッチングの位相差を計算し、当該位相差で前記スイッチング部を、前記入力電圧が所定の目標電圧になるまで昇圧スイッチングで動作させることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記電流上限値となるときの昇圧スイッチングの位相差を、前記電流上限値と、前記入力電圧と、前記スイッチング部のインダクタンスとに基づいて計算することを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、所定の一定期間、前記昇圧スイッチングの位相差で前記スイッチング部を昇圧スイッチングで動作させることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
9. 前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記入力電圧を入力したときの電流値が所定の電流上限値又は所定の電流下限値になったときに、前記スイッチング部のスイッチング動作を切り換えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
10. 請求項１〜９のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置から出力される出力電圧を交流電圧に変換するインバータ装置とを備えたことを特徴とする電力変換システム。

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