WO2023079972A1 - 絶縁型ｄｃｄｃ変換装置とその制御方法、及び電力変換システム - Google Patents

絶縁型ｄｃｄｃ変換装置とその制御方法、及び電力変換システム Download PDF

Info

Publication number
WO2023079972A1
WO2023079972A1 PCT/JP2022/039143 JP2022039143W WO2023079972A1 WO 2023079972 A1 WO2023079972 A1 WO 2023079972A1 JP 2022039143 W JP2022039143 W JP 2022039143W WO 2023079972 A1 WO2023079972 A1 WO 2023079972A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
switching
output voltage
switching unit
smoothing
Prior art date
Application number
PCT/JP2022/039143
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
隆章 石井
Original Assignee
オムロン株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by オムロン株式会社 filed Critical オムロン株式会社
Priority to CN202280073250.0A priority Critical patent/CN118176654A/zh
Publication of WO2023079972A1 publication Critical patent/WO2023079972A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to an insulated DCDC converter, its control method, and a power conversion system.
  • a conventional insulated DCDC converter is configured with switching circuits made up of a plurality of switches on both sides of a transformer for electrical isolation, and smoothing capacitors on the outsides of the switching circuits. If there is a potential difference between the pair of smoothing capacitors, there is a problem that a large current flows during operation of the DCDC conversion device, and the parts are destroyed. In order to solve this problem, it is necessary to adjust the voltage of the pair of smoothing capacitors as an operation before starting operation. Decrease the voltage on the capacitor. Also, during charging, it is connected to a charge consumption resistor through a switch in order to prevent an inrush current.
  • Patent Literature 1 discloses a power conversion device and a control method that can start operation without generating an excessive current in components that make up a DC/DC converter even when there is a voltage difference between two capacitors.
  • This power conversion device includes an insulated DC/DC converter that converts one DC power through AC power into the other DC power, and the insulated DC/DC converter is a first conductor of one DC power.
  • a first capacitor connected to the path, a second capacitor connected to the other DC power second conduction path, and a first current limiter for suppressing current flowing in the AC power third conduction path. circuit.
  • the switch of the current limiting circuit when there is a potential difference between the input smoothing section and the output smoothing section as a preliminary charge before starting operation, the switch of the current limiting circuit is turned off, and current flows through the current limiter. , controlling the current to be limited.
  • Patent Document 2 in an insulated DC/DC converter, insulation for safely charging the voltage of a capacitor while suppressing inrush current during precharging without providing a current detection sensor or an overcurrent prevention circuit
  • a control circuit for a type DC/DC converter is disclosed.
  • the control circuit of this isolated DC/DC converter performs voltage control according to the deviation between the first capacitor voltage and the second capacitor voltage. Then, based on the result of the voltage control, it generates gate signals for a plurality of semiconductor switch elements provided in the insulated DC/DC converter.
  • the control circuit of the isolated DC/DC converter of Patent Document 2 performs voltage control according to the voltage deviation between the input smoothing section and the output smoothing section as preliminary charging before starting operation, and determines the phase difference.
  • a plurality of semiconductor switch elements are controlled so that overcurrent does not flow.
  • the object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and in the preparatory operation before operation of an insulated DCDC converter, the structure is simpler than that of the prior art, and smoothing is achieved within a predetermined operation time in a relatively short time.
  • An object of the present invention is to provide an insulated DCDC converter capable of controlling the voltage of a capacitor, a control method thereof, and a power conversion system.
  • An insulated DCDC converter comprises: a first smoothing unit including a first capacitor for smoothing an input voltage; A switching unit composed of an insulating transformer, an inductor, a switching circuit on the primary side of the insulating transformer, and a switching circuit on the secondary side of the insulating transformer, and switches the smoothed voltage.
  • a switching unit that converts power to a predetermined output voltage
  • a second smoothing unit including a second capacitor for smoothing the power-converted output voltage
  • An insulated DCDC converter comprising a control unit that controls a preparatory operation before starting operation of the switching unit, The control unit adjusts the input voltage and the output voltage based on the input voltage and the output voltage in a preparatory operation before starting operation so that an inductor current flowing through the inductor is less than a predetermined upper limit value.
  • the switching unit is controlled so as to
  • the configuration is simpler than that of the conventional technology, and the comparison can be made within a predetermined operation time. It is possible to control the voltage of the smoothing capacitor in a relatively short time.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a power conversion system according to an embodiment
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of an insulated DCDC converter 2 of FIG. 1
  • FIG. FIG. 3 is a flow chart showing preparatory processing performed by the control unit 10 of FIG. 2 before operation is started
  • FIG. 3 is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is continuous in step-up switching and synchronous rectification is performed in the isolated DCDC converter 2 of FIG. 2
  • 3 is a timing chart of each signal showing an operation example when inductor current IL is continuous in step-up switching and synchronous rectification is not performed in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • FIG. 3 is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is discontinuous in step-up switching and synchronous rectification is performed in the isolated DCDC converter 2 of FIG. 2.
  • FIG. 3 is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is discontinuous in step-up switching and there is no synchronous rectification in the isolated DCDC converter 2 of FIG. 2;
  • 3 is a timing chart of the inductor current IL when the inductor current IL is at the maximum value in step-up switching and the inductor current IL is continuous in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • 3 is a timing chart of the inductor current IL when the inductor current IL is at the maximum value in step-up switching and the inductor current IL is discontinuous in the isolated DCDC converter 2 of FIG. 2; 3 is a timing chart of each signal showing an operation example when inductor current IL is continuous in step-down switching and synchronous rectification is performed in the isolated DCDC converter 2 of FIG. 2; 3 is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is continuous in step-down switching and without synchronous rectification in the isolated DCDC converter 2 of FIG. 2; FIG.
  • FIG. 3 is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is discontinuous in step-down switching and synchronous rectification is performed in the isolated DCDC converter 2 of FIG. 2 ;
  • FIG. 3 is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is discontinuous in step-down switching and there is no synchronous rectification in the isolated DCDC converter 2 of FIG. 2;
  • 3 is a timing chart of the inductor current IL when the inductor current IL is at the maximum value in step-down switching and the inductor current IL is continuous in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • FIG. 3 is a timing chart of the inductor current IL when the inductor current IL is at the maximum value in step-down switching and the inductor current IL is discontinuous in the isolated DCDC converter 2 of FIG. 2;
  • FIG. 3 is a flow chart showing a pre-charging control process (outline control flow) executed by control unit 10 in FIG. 2 ;
  • FIG. 3 is a diagram showing a table of charge/discharge control modes executed by a switching unit 9 of FIG. 2;
  • FIG. FIG. 3 is a flowchart showing a first part of a pre-charging control process (detailed control flow) executed by control unit 10 of FIG. 2;
  • FIG. 3 is a flowchart showing a second part of a pre-charge control process (detailed control flow) executed by control unit 10 of FIG. 2;
  • FIG. 3 is a flowchart showing a third part of a pre-charging control process (detailed control flow) executed by control unit 10 of FIG. 2;
  • It is a simulation result of the insulation type DCDC converter 2 of FIG. 2, Comprising: It is a timing chart of each signal. It is a block diagram which shows the structural example of the power conversion system which concerns on a modification.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a power conversion system according to an embodiment.
  • the power conversion system according to the embodiment includes, for example, a storage battery 1 mounted on an electric vehicle (EV), and an insulated DCDC that has an isolation transformer and converts the DC voltage from the storage battery 1 into a predetermined DC voltage. It comprises a conversion device 2 and a DCAC inverter device 3 that converts a DC voltage from the insulated DCDC conversion device 2 into an AC voltage by switching and outputs the AC voltage to a load of the electric power system or the load 4 .
  • the power system or the load 4 becomes the power system 4 during interconnected operation, and becomes the load 4 during isolated operation.
  • the insulated DCDC converter 2 converts the DC voltage output from the storage battery 1 into an AC voltage, and then ACDC-converts the AC voltage into a DC voltage for output. It constitutes a pressure converter device.
  • the DCAC inverter device 3 converts a DC voltage into an AC voltage and outputs it to the power system 4 during grid-connected operation and to the load 4 during isolated operation.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the insulated DCDC converter 2 of FIG.
  • the insulated DCDC converter 2 has, between each pair of terminals T11, T12; T13, T14, (1) switches SW1 and SW2 controlled by the control unit 10; (2) a voltage detection unit 11 that detects a voltage V1 between the terminals T11 and T12 and outputs the detected voltage V1 to the control unit 10; (3) a smoothing capacitor C1 as a first smoothing unit; (4) a switching unit 9 including switching circuits 7 and 8, an inductor L, an insulating transformer TR having a primary winding L1 and a secondary winding L2, and a current detection unit 13; (5) a smoothing capacitor C2 as a second smoothing unit; (6) a voltage detection unit 12 that detects the voltage V2 between the terminals T13 and T14 and outputs the detected voltage V2 to the control unit 10; configured with
  • the terminal T11 is connected to one end of the voltage detection section 11, one end of the smoothing capacitor C1 and one end of the switching circuit 7 via the switch SW1, and the terminal T12 is connected to the other end of the voltage detection section 11 via the switch SW2. , to the other end of the smoothing capacitor C1 and the other end of the switching circuit 7 .
  • a terminal T13 is connected to one end of the voltage detection section 12, one end of the smoothing capacitor C2 and one end of the switching circuit 8, and a terminal T14 is connected to the other end of the voltage detection section 12, the other end of the smoothing capacitor C2 and the switching circuit 8. connected to the end.
  • the switching circuit 7 includes reverse conduction diodes D1 to D4 connected in parallel and connected in a bridge configuration, and includes four switching elements Q1 to Q4 made of, for example, MOSFETs. 10 to output an AC voltage by switching according to the gate control signals Sg1 to Sg4 which are PWM signals from 10 .
  • the switching circuit 8 includes four switching elements Q5 to Q8, each of which is connected in parallel with diodes D5 to D8 for reverse conduction and connected in a bridge configuration, and which is formed of, for example, a MOSFET. It switches according to the gate control signals Sg5 to Sg8, which are PWM signals from the control section 10, and outputs an AC voltage.
  • a connection point between the source of the switching element Q1 of the switching circuit 7 and the drain of the switching element Q3 is connected to the source of the switching element Q2 of the switching circuit 7 via the current detection unit 13, the inductor L, and the primary winding L1 of the transformer TR. It is connected to the connection point with the drain of the switching element Q4.
  • a connection point between the source of the switching element Q5 and the drain of the switching element Q7 of the switching circuit 8 is connected to the source of the switching element Q6 of the switching circuit 8 and the drain of the switching element Q8 via the secondary winding L2 of the transformer TR. connected to the connection point of
  • the DC voltage output from the storage battery 1 is supplied to the switching unit 9 via the terminals T11 and T12, the switches SW1 and SW2, the voltage detection unit 11 and the smoothing capacitor C1.
  • the switching unit 9 is controlled by the control unit 10, converts an input DC voltage into an AC voltage, and then converts the converted AC voltage into a DC voltage. output through
  • the switches SW1 and SW2 are turned on when the storage battery 1 is charged or discharged, and turned off when not in operation.
  • the smoothing capacitors C1 and C2 each smooth the input DC voltage so as to minimize ripple and output the voltage.
  • the smoothing capacitor C1 needs to be rapidly discharged after the operation of the insulated DCDC converter 2 is stopped. No rapid discharge after shutdown is required.
  • the voltage detection unit 11 detects the voltage V1 across the smoothing capacitor C1 and outputs it to the control unit 10. Also, the voltage detection unit 12 detects the voltage V2 across the smoothing capacitor C2 and outputs it to the control unit 10 . Furthermore, the current detection unit 13 detects the inductor current IL flowing through the inductor L and outputs it to the control unit 10 .
  • the control unit 10 controls the switches SW1 and SW2, and based on the detected voltages V1 and V2 and the inductor current IL, generates and outputs gate control signals Sg1 to Sg8 for the switching elements Q1 to Q8.
  • the insulated DCDC converter 2 is operated as a bi-directional converter during normal operation, and the "preparation process before starting operation" in FIG. 3 is executed before starting operation.
  • FIG. 3 is a flow chart showing preparatory processing before starting operation executed by the control unit 10 of FIG.
  • step S1 of FIG. 3 a failure diagnosis process is executed. Specifically, the switches SW1 and SW2 are turned off, and the voltage V1 of the smoothing capacitor C1 is charged to the voltage Va required for failure diagnosis.
  • step S2 an insulation diagnosis process is executed. Specifically, the switches SW1 and SW2 are turned off, and the voltage V1 of the smoothing capacitor C1 is charged to the voltage Vb required for insulation diagnosis.
  • step S3 voltage adjustment processing before connection with the storage battery 1 is executed. discharge to a voltage below In step S4, a voltage adjustment process is executed before the DCAC inverter device 3 operates. 3 is charged to the voltage Vc required for the operation.
  • FIG. 4A is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is continuous in step-up switching and synchronous rectification is performed in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • FIG. 4B is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is continuous in step-up switching and no synchronous rectification is performed in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • the gate control signals Sg1 to Sg8 are 1 (high level)
  • the switching elements Q1 to Q8 are turned on.
  • the gate control signals Sg1 to Sg8 are 0 (low level)
  • the switching elements Q1 are turned on. .about.Q8 are turned off, and so on.
  • FIGS. 4A and 4B show the inductor current IL when the switching elements Q1 to Q8 of the switching circuits 7 and 8 are driven by the gate control signals Sg1 to Sg8, respectively.
  • a dead time Tdead is set to prevent current flow.
  • T ⁇ is a phase shift amount which will be described in detail later.
  • the gate control signals Sg5 to Sg8 differ depending on whether or not synchronous rectification is performed.
  • FIG. 5A is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is discontinuous in step-up switching and there is synchronous rectification in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • FIG. 5B is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is discontinuous in step-up switching and there is no synchronous rectification in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • FIGS. 5A and 5B show the inductor current IL when the switching elements Q1 to Q8 of the switching circuits 7 and 8 are driven by the gate control signals Sg1 to Sg8, respectively.
  • a dead time Tdead is set to prevent current flow.
  • the gate control signals Sg5 to Sg8 are different depending on the presence or absence of synchronous rectification.
  • FIG. 6 is a timing chart of the inductor current IL in the isolated DCDC converter 2 of FIG. 2 when the inductor current IL is at the maximum value in step-up switching and the inductor current IL is continuous.
  • each current ⁇ I1, ⁇ I2, ⁇ I3, on-time Ton, Ton2, and off-time Toff are expressed by the following equations.
  • ⁇ I1 (Vin ⁇ Ton)/L
  • ⁇ I2 (Vin-Vout)Toff/L
  • Vin is the input voltage
  • Vout is the output voltage
  • L is the inductance of inductor L.
  • FIG. 7 is a timing chart of the inductor current IL when the inductor current IL is discontinuous and the inductor current IL is maximum in step-up switching in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • the current ⁇ I1 the ON time Ton, and the OFF time Toff1 are expressed by the following equations.
  • the theoretical formula for the maximum current value differs depending on whether the inductor current IL is continuous or discontinuous, the theoretical formula for current discontinuity is used as a guideline for the maximum current value for simplifying calculations.
  • FIG. 8A is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is continuous with step-down switching and synchronous rectification is performed in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • FIG. 8B is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is continuous in step-down switching and without synchronous rectification in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • FIGS. 8A and 8B show the inductor current IL when the switching elements Q1 to Q8 of the switching circuits 7 and 8 are driven by the gate control signals Sg1 to Sg8, respectively.
  • a dead time Tdead is set to prevent current flow.
  • T ⁇ is a phase shift amount which will be described in detail later.
  • the gate control signals Sg5 to Sg8 differ depending on whether or not synchronous rectification is performed.
  • FIG. 9A is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is discontinuous in step-down switching with synchronous rectification in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • FIG. 9B is a timing chart of each signal showing an operation example when the inductor current IL is discontinuous in step-down switching and there is no synchronous rectification in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • FIGS. 9A and 9B show the inductor current IL when the switching elements Q1 to Q8 of the switching circuits 7 and 8 are driven by the gate control signals Sg1 to Sg8, respectively.
  • a dead time Tdead is set to prevent current flow.
  • the gate control signals Sg5 to Sg8 differ depending on whether or not synchronous rectification is performed.
  • FIG. 10 is a timing chart of the inductor current IL when the inductor current IL is the maximum value in the step-down switching and the inductor current IL is continuous in the isolated DCDC converter 2 of FIG.
  • each current ⁇ I1, ⁇ I2, ⁇ I3, on-time Ton, Ton2, and off-time Toff are expressed by the following equations.
  • ⁇ I1 (Vin ⁇ Vout) ⁇ Ton/L
  • ⁇ I2 ⁇ (Vout ⁇ Toff)/L
  • FIG. 11 is a timing chart of the inductor current IL in the isolated DCDC converter 2 of FIG. 2 when the inductor current IL is at the maximum value in step-down switching and the inductor current IL is discontinuous.
  • the current ⁇ I1 the ON time Ton, and the OFF time Toff1 are expressed by the following equations.
  • the theoretical formula for the maximum current value differs depending on whether the inductor current IL is continuous or discontinuous, the theoretical formula for current discontinuity is used as a guideline for the maximum current value for simplifying calculations.
  • FIG. 12 is a flowchart showing the precharge control process (outline control flow) executed by the control unit 10 of FIG.
  • phase shift amount T ⁇ in the step-down mode is expressed by the following equation.
  • ILtarget is the target current value flowing through the inductor L.
  • phase shift amount T ⁇ in the boost mode is expressed by the following equation.
  • step S11 of the pre-charging process (outline flow) of FIG. 12 the switching unit 9 is operated with the minimum phase shift amount T ⁇ min in the step-down mode.
  • step S13 it is determined whether or not the voltage of the smoothing capacitor (in the case of C1 discharge of 150 V, the voltage of the input capacitor, and in the case of C1 discharge of 150 V, the voltage of the output capacitor) is within the target value setting range.
  • the pre-charging process is terminated, and when the answer is NO, the process proceeds to step S14.
  • step S14 it is determined whether or not the switching unit 9 is operating in step-down switching (step-down mode). If YES, the process proceeds to step S15. If NO, the process proceeds to step S16.
  • step S15 it is determined whether or not the calculation result T ⁇ T ⁇ max (the upper limit of the phase shift amount T ⁇ ) at which the inductor current IL reaches the maximum value ILmax. , NO, the process proceeds to step S16.
  • step S16 the switching unit 9 is operated in step-up switching (step-up mode) with a phase shift amount T ⁇ at which the inductor current IL becomes the maximum value ILmax according to the input voltage Vin.
  • the pre-charging control process configured as described above can be used in each of the processes S1 to S4 in the preparatory process before starting operation in FIG.
  • the switching unit 9 is operated in step-down switching (step-down mode) with a phase shift amount T ⁇ at which the inductor current IL becomes the maximum value ILmax (S11) until the input capacitor voltage) reaches the target voltage range (S11). If T ⁇ T ⁇ max (YES in step S14) during operation in switching (step-down mode) (YES in step S15), in step S12, the switching unit 9 is switched to the inductor current according to the voltage difference between the input voltage Vin and the output voltage Vout.
  • step-down switching step-down mode
  • T ⁇ T ⁇ max phase shift amount at which IL is the maximum value ILmax.
  • FIG. 13 is a diagram showing a table of charge/discharge control modes executed by the switching section 9 of FIG.
  • the isolated DCDC converter 2 has the following four control modes.
  • the voltage is an example during operation.
  • C1 charging 150 V The input voltage Vin becomes the voltage V2, the output voltage Vout becomes the voltage V1, the switches SW1 and SW2 are turned off, the operation is performed in a state in which the storage battery 1 is disconnected, and the smoothing capacitor C1 is charged.
  • Operation mode C1 charging 450V: The input voltage Vin becomes the voltage V2, the output voltage Vout becomes the voltage V1, the switches SW1 and SW2 are turned off, the operation is performed in a state in which the storage battery 1 is disconnected, and the smoothing capacitor C1 is charged.
  • step S31 in FIG. 14B is the process of step S31 in FIG. 14B. 13 is one step of processing in step S32 of FIG. 14B.
  • step S32 of FIG. 14B is one step of processing in step S32 of FIG. 14B.
  • the reason why there is an item for charge/discharge in FIG. 13 is that the timing chart differs between charge and discharge.
  • 4A, 4B, 5A, 5B, 8A, 8B, 9A, and 9B are patterns during discharging, in which the primary side and secondary side are switched during charging, and the gate control signal during discharging Sg1, Sg2, Sg3, Sg4, Sg5, Sg6, Sg7 and Sg8 become gate control signals Sg5, Sg6, Sg7, Sg8, Sg1, Sg2, Sg3 and Sg4 during charging, respectively. That is, the corresponding gate control signal Sg in the timing chart differs between charging and discharging.
  • FIG. 14A to 14C are flowcharts showing the pre-charging control process (detailed control flow) executed by the control unit 10 in FIG. 14A to 14C, an operation example of "C1 charging 150V" of the operation modes of FIG. 13 will be described below.
  • the smoothing capacitor is C1 and its output voltage is V1.
  • the smoothing capacitor is C2 and its output voltage is V2.
  • step S21 of FIG. 14A first, an initial setting process is executed. Specifically, the control mode is set to C1 charge 150V, the parameters Bb and Bbnext are set to "step down”, and the charge/discharge mode is set to "charge”. Also, the input voltage Vin is set to the C2 voltage (V2), the output voltage Vout is set to the C1 voltage (V1), and the current target value ILtarget is set to a predetermined current start value ILstart.
  • step S22 it is determined whether or not the parameter Bb is "low pressure". If YES, the process proceeds to step S23, and if NO, the process proceeds to step S41 in FIG. 14C.
  • step S23 T ⁇ step-down upper limit determination processing is executed. Specifically, it is determined whether or not Vin ⁇ Vout ⁇ ILtarget ⁇ L/(T ⁇ max ⁇ Tdead). If NO, go to step S24.
  • T ⁇ max is the maximum value of the phase shift amount T ⁇ .
  • step S24 the phase shift amount T ⁇ is set to the step-down calculated value. Specifically, the ON time Ton is set to ILtarget ⁇ L/(Vin ⁇ Vout), and the phase shift amount T ⁇ is set to Ton+Tdead.
  • step S25 the current target value ILtarget is updated. Specifically, the target value ILtarget of the inductor current IL is set to ILtarget+ILstep. However, when ILtarget>ILmax (the upper limit value of the inductor current IL), the target value ILtarget of the inductor current IL is set to ILmax.
  • step S26 the parameter Bbnext is set to "step down", and the process proceeds to step S29 in FIG. 14B.
  • step S27 the phase shift amount T ⁇ is set to the step-down upper limit value Tmaxbu, and in step S28, the parameter Bbnext is set to "boost", and then the process proceeds to step S29 in FIG. 14B.
  • step S29 of FIG. 14B a PWM signal including the gate control signals Sg1 to Sg8 is generated with the set phase shift amount T ⁇ and output to the switching section 9, thereby driving the switching section 9 to operate.
  • step S30 the parameter Bb is set to the data of the parameter Bbnext, and in step S31, a voltage target value upper limit reach determination process is executed. Specifically, it is determined whether or not V1 ⁇ V1max. If YES, the process proceeds to step S32. If NO, the process returns to step S22 in FIG. 14A. In step S32, a charge waiting process for the capacitor is executed.
  • the process returns to step S22 of FIG. 14A.
  • step S41 of FIG. 14C input/output voltage difference upper limit determination processing is executed. Specifically, it is determined whether or not Vin ⁇ Vout>(ILmax+ILmargin) ⁇ L/(T ⁇ max ⁇ Tdead). If YES, the process proceeds to step S42. If NO, the process proceeds to step S43.
  • ILmargin is a predetermined margin value of inductor current IL.
  • step S42 after stopping the output of the PWM signal for a predetermined period, the process returns to step S21 in FIG. 14A.
  • step S43 the phase shift amount T ⁇ is set to the boost calculated value. Specifically, the ON period Ton is set to ILtarget ⁇ L/Vin, and the phase shift amount T ⁇ is set to Ton+Tdead.
  • step S44 a boost upper limit determination process for the phase shift amount T ⁇ is executed. Specifically, it is determined whether or not T ⁇ >T ⁇ maxbo. The process proceeds to step S45.
  • T ⁇ maxbo is the boost upper limit value of the phase shift amount T ⁇ .
  • step S45 the current target value ILtarget is updated. Specifically, ILtarget is incremented by a predetermined step value ILstep, and when ILtarget>ILmax, ILtarget is set to the inductor current maximum value ILmax.
  • step S46 the phase shift amount T ⁇ is set to the boost upper limit value T ⁇ maxbo, and then the process returns to step S29.
  • the pre-charging control process configured as described above can be used in each of the processes S1 to S4 in the preparatory process before starting operation in FIG. , until the output voltage of the smoothing capacitor reaches the target voltage range, the switching unit 9 is operated with the phase shift amount T ⁇ such that the inductor current IL becomes the upper limit value, and the output voltage of the smoothing capacitor reaches the upper limit value of the target voltage range. If so, the charging control process of the smoothing capacitor in step S32 is executed. In the smoothing capacitor charging control process, the output voltage of the smoothing capacitor is within the target voltage range, the switching unit 9 is operated with the minimum phase shift amount T ⁇ (output current is zero), and in this state the output voltage of the smoothing capacitor reaches the target voltage. When the lower limit of the voltage range is reached, the process returns to the smoothing capacitor charging process.
  • FIG. 15 is a simulation result of the isolated DCDC converter 2 in FIG. 2, and is a timing chart of each signal.
  • the inventors performed verification using two-phase interleaving.
  • phase shift amount T ⁇ gradually increases, switches to step-up when reaching the step-down upper limit, and gradually increases from the step-up lower limit.
  • the voltage V2 in FIG. 15(c) stops when it reaches the target value.
  • the inductor currents IL1 and IL2 in FIGS. 15(d) and (e) are different from each other by 90 degrees, and the current gradually increases. become zero.
  • the control unit 10 can flow the inductor current IL up to the limit of the current upper limit value, thereby enabling more rapid discharge. .
  • the switching unit 9 is controlled to adjust the input voltage and the output voltage so that the inductor current IL flowing through the inductor L is less than a predetermined upper limit value. Therefore, in the isolated DCDC converter, the voltage of the smoothing capacitor can be controlled in a relatively short period of time within a predetermined operating time with a simpler configuration than in the prior art.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration example of a power conversion system according to a modification.
  • the power conversion system according to the modification of FIG. 16 differs from the power conversion system of FIG. 1 in the following points.
  • a solar cell 5 and a DCDC converter 6 are further provided.
  • the output terminal of the DCDC conversion device 6 is connected in parallel to the connection point between the isolated DCDC conversion device 2 and the DCAC inverter device 3 . Differences will be described below.
  • the DC voltage associated with the DC power generated by the solar cell 5 is converted to a predetermined DC voltage by the DCDC converter 6, and then charged to the storage battery 1 via the insulated DCDC converter 2, or the DCAC It is output to the load 4 via the inverter device 3 .
  • the DC power generated by the solar cell 5 can be charged to the storage battery 1 or output to the load 4 .
  • the power conversion system according to the modification includes the insulated DCDC converter 2, it has the same effects as the power conversion system according to the embodiment.
  • the inductor current flowing through the inductor becomes less than the predetermined upper limit based on the input voltage and the output voltage in the preparatory operation before starting operation.
  • the switching section is controlled so as to regulate the input voltage and the output voltage. Therefore, in the isolated DCDC converter, the voltage of the smoothing capacitor can be controlled in a relatively short period of time within a predetermined operating time with a simpler configuration than in the prior art.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

絶縁型ＤＣＤＣ変換装置（２）は、入力電圧を平滑化するコンデンサ（Ｃ１）を含む第１の平滑部と、絶縁用トランス（ＴＲ）とインダクタ（Ｌ）と絶縁用トランス（ＴＲ）の一次側のスイッチング回路（７）と、絶縁用トランス（ＴＲ）の二次側のスイッチング回路（８）とで構成されたスイッチング部（９）であって、平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部（９）と、電力変換された出力電圧を平滑化するコンデンサ（Ｃ２）を含む第２の平滑部と、スイッチング部（９）を運転開始前の準備動作を制御する制御部（１０）とを備える。制御部（１０）は、運転開始前の準備動作において、入力電圧及び出力電圧に基づいて、インダクタ（Ｌ）に流れるインダクタ電流が上限値未満となるように、入力電圧及び出力電圧を調整するようにスイッチング部（９）を制御する。

Description

絶縁型ＤＣＤＣ変換装置とその制御方法、及び電力変換システム
　本発明は、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置とその制御方法、及び電力変換システムに関する。
　従来例の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置は、電気的に絶縁するためのトランスの両側にそれぞれ複数のスイッチからなるスイッチング回路を備え、それらの外側にそれぞれ平滑コンデンサを備えて構成されている。当該一対の平滑コンデンサに電位差があると、当該ＤＣＤＣ変換装置の動作時に大きな電流が流れて部品が破壊されるという問題点があった。この問題点を解決するために、運転開始前の動作として一対の平滑コンデンサの電圧を調整する必要があり、例えば、放電時において、スイッチを介して電荷消費用抵抗と接続することで、当該平滑コンデンサの電圧を低下させる。また、充電時は突入電流防止のために、スイッチを介して電荷消費用抵抗と接続していた。
　例えば、特許文献１では、二つのコンデンサ間に電圧差がある場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する部品に過大な電流を生ずることなく運転を開始できる電力変換装置および制御方法を開示している。この電力変換装置は、一方の直流電力から交流電力を経由して他方の直流電力に変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを備え、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一方の直流電力の第１の導通路に接続された第１のコンデンサと、他方の直流電力の第２の導通路に接続された第２のコンデンサと、交流電力の第３の導通路に流れる電流を抑制する第１の電流制限回路とを備える。具体的には、特許文献１の電力変換装置では、運転開始前の予備充電として入力平滑部と出力平滑部で電位差があると電流制限回路のスイッチをオフにして、限流器に電流が流れ、電流が制限されるように制御している。
　また、特許文献２では、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器において、電流検出用センサや過電流防止回路を設けることなく、予備充電時に突入電流を抑制しつつ安全にコンデンサの電圧を充電するための絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の制御回路が開示されている。この絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の制御回路は、第１コンデンサ電圧と第２コンデンサ電圧の偏差に応じて電圧制御を行う。そして、電圧制御の結果に基づいて、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器に備えられた複数の半導体スイッチ素子のゲート信号を生成する。具体的には、特許文献２の絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の制御回路は、運転開始前の予備充電として入力平滑部と出力平滑部の電圧偏差に応じて電圧制御を行い、位相差を決めて過電流が流れないように複数の半導体スイッチ素子を制御している。
特開２０１７－１１８８０６号公報 特開２０２１－０７８２７４号公報
　しかし、従来例の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置においては、電荷消費用抵抗及びスイッチを設ける必要があり、回路のサイズが増大し、また、回路コストが増大するという問題点があった。
　また、特許文献１の電力変換装置においては、電流制限回路を設ける必要があり、回路のサイズが増大し、また、回路コストが増大するという問題点があった。
　さらに、特許文献２の絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の制御回路においては、制御回路の制御シーケンスが複雑になり、マイクロコンピュータなどに実装した際の処理時間が長くなるという問題点があった。
　本発明の目的は以上の問題点を解決し、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置の運転前の準備動作において、従来技術に比較して簡単な構成で、所定の動作時間内で比較的短時間で、平滑コンデンサの電圧を制御することができる絶縁型ＤＣＤＣ変換装置とその制御方法、及び電力変換システムを提供することにある。
　本発明の一態様に係る絶縁型ＤＣＤＣ変換装置は、
　入力電圧を平滑化する第１のコンデンサを含む第１の平滑部と、
　絶縁用トランスとインダクタと前記絶縁用トランスの一次側のスイッチング回路と、前記絶縁用トランスの二次側のスイッチング回路とで構成されたスイッチング部であって、前記平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部と、
　前記電力変換された出力電圧を平滑化する第２のコンデンサを含む第２の平滑部と、
　前記スイッチング部を運転開始前の準備動作を制御する制御部とを備えた絶縁型ＤＣＤＣ変換装置であって、
　前記制御部は、運転開始前の準備動作において、前記入力電圧及び前記出力電圧に基づいて、前記インダクタに流れるインダクタ電流が所定の上限値未満となるように、前記入力電圧及び前記出力電圧を調整するように前記スイッチング部を制御する。
　従って、本発明の一態様に係る絶縁型ＤＣＤＣ変換装置等によれば、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置の運転前の準備動作において、従来技術に比較して簡単な構成で、所定の動作時間内で比較的短時間で、平滑コンデンサの電圧を制御することができる。
実施形態に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。 図１の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２の構成例を示す回路図である。 図２の制御部１０により実行される運転開始前の準備処理を示すフローチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが不連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが不連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。 図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（概要制御フロー）を示すフローチャートである。 図２のスイッチング部９により実行される充放電制御モードのテーブルを示す図である。 図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（詳細制御フロー）の第１の部分を示すフローチャートである。 図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（詳細制御フロー）の第２の部分を示すフローチャートである。 図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（詳細制御フロー）の第３の部分を示すフローチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２のシミュレーション結果であって、各信号のタイミングチャートである。 変形例に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。
　以下、本発明に係る実施形態及び変形例について図面を参照して説明する。なお、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付している。
（実施形態）
　図１は実施形態に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。図１において、実施形態に係る電力変換システムは、例えば電気自動車（ＥＶ）などに搭載される蓄電池１と、絶縁トランスを有し蓄電池１からの直流電圧を所定の直流電圧に変換する絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２と、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２からの直流電圧をスイッチングすることで交流電圧に変換して電力系統又は負荷４のうちの負荷に出力するＤＣＡＣインバータ装置３とを備えて構成される。ここで、電力系統又は負荷４は、連系運転時は電力系統４となり、自立運転時は負荷４になる。
　図１において、蓄電池１の放電時には、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２は、蓄電池１から出力される直流電圧を交流電圧にＤＣＡＣ変換した後、交流電圧を直流電圧にＡＣＤＣ変換して出力し、いわゆる昇降圧コンバータ装置を構成する。ＤＣＡＣインバータ装置３は直流電圧を交流電圧に変換して、連系運転時は電力系統４に出力し、自立運転時は負荷４に出力する。
　図２は図１の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２の構成例を示す回路図である。図２において、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２は、各一対の端子Ｔ１１，Ｔ１２；Ｔ１３，Ｔ１４の間において、
（１）制御部１０により制御されるスイッチＳＷ１，ＳＷ２と、
（２）端子Ｔ１１，Ｔ１２間の電圧Ｖ１を検出して、検出電圧Ｖ１を制御部１０に出力する電圧検出部１１と、
（３）第１の平滑部である平滑コンデンサＣ１と、
（４）スイッチング回路７，８と、インダクタＬと、一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２を有する絶縁用トランスＴＲと、電流検出部１３とを含むスイッチング部９と、
（５）第２の平滑部である平滑コンデンサＣ２と、
（６）端子Ｔ１３，Ｔ１４間の電圧Ｖ２を検出して、検出電圧Ｖ２を制御部１０に出力する電圧検出部１２と、
を備えて構成される。
　ここで、端子Ｔ１１はスイッチＳＷ１を介して、電圧検出部１１の一端、平滑コンデンサＣ１の一端及びスイッチング回路７の一端に接続され、端子Ｔ１２はスイッチＳＷ２を介して、電圧検出部１１の他端、平滑コンデンサＣ１の他端及びスイッチング回路７の他端に接続される。また、端子Ｔ１３は電圧検出部１２の一端、平滑コンデンサＣ２の一端及びスイッチング回路８の一端に接続され、端子Ｔ１４は電圧検出部１２の他端、平滑コンデンサＣ２の他端及びスイッチング回路８の他端に接続される。
　スイッチング回路７は、それぞれ逆導通用ダイオードＤ１～Ｄ４が並列に接続され、ブリッジ形状で接続され、例えばＭＯＳＦＥＴにてなる４個のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を含み、入力される直流電圧を、制御部１０からのＰＷＭ信号であるゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ４に従ってスイッチングして交流電圧を出力する。また、スイッチング回路８は、それぞれ逆導通用ダイオードＤ５～Ｄ８が並列に接続され、ブリッジ形状で接続され、例えばＭＯＳＦＥＴにてなる４個のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を含み、入力される直流電圧を、制御部１０からのＰＷＭ信号であるゲート制御信号Ｓｇ５～Ｓｇ８に従ってスイッチングして交流電圧を出力する。
　スイッチング回路７のスイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ３のドレインとの接続点は、電流検出部１３、インダクタＬ及びトランスＴＲの一次巻線Ｌ１を介して、スイッチング回路７のスイッチング素子Ｑ２のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点に接続される。また、スイッチング回路８のスイッチング素子Ｑ５のソースとスイッチング素子Ｑ７のドレインとの接続点はトランスＴＲの二次巻線Ｌ２を介して、スイッチング回路８のスイッチング素子Ｑ６のソースとスイッチング素子Ｑ８のドレインとの接続点に接続される。
　以上のように構成された絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、蓄電池１から出力される直流電圧は、端子Ｔ１１，Ｔ１２、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、電圧検出部１１及び平滑コンデンサＣ１を介してスイッチング部９に入力される。スイッチング部９は制御部１０により制御され、入力される直流電圧を交流電圧に変換した後、変換後の交流電圧を直流電圧に変換し、平滑コンデンサＣ２、電圧検出部１２及び端子Ｔ１３，Ｔ１４を介して出力する。ここで、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は蓄電池１の充電又は放電時にオンされる一方、非動作時にオフされる。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２はそれぞれ、入力される直流電圧のリップルを最小にするように平滑して出力する。なお、平滑コンデンサＣ１は絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２の動作停止後に急速な放電が必要である一方、平滑コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１の容量よりも大きな容量を有し、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２の動作停止後に急速な放電が不要である。
　電圧検出部１１は平滑コンデンサＣ１の両端の電圧Ｖ１を検出して制御部１０に出力する。また、電圧検出部１２は平滑コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖ２を検出して制御部１０に出力する。さらに、電流検出部１３はインダクタＬに流れるインダクタ電流ＩＬを検出して制御部１０に出力する。制御部１０は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御するとともに、検出された電圧Ｖ１，Ｖ２及びインダクタ電流ＩＬに基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のためのゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８を発生して出力することにより、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２の正常運転時に双方向コンバータ装置として動作させるとともに、その運転開始前に、図３の「運転開始前の準備処理」を実行する。
　図３は図２の制御部１０により実行される運転開始前の準備処理を示すフローチャートである。
　図３のステップＳ１において、故障診断処理を実行し、具体的には、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフし、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ１を、故障診断に必要な電圧Ｖａまで充電する。次いで、ステップＳ２において、絶縁診断処理を実行し、具体的には、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフし、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ１を、絶縁診断に必要な電圧Ｖｂまで充電する。さらに、ステップＳ３において、蓄電池１との接続前の電圧調整処理を実行し、具体的には、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフし、Ｃ１放電（図１３）により、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１を、蓄電池１の電圧以下まで放電する。ステップＳ４では、ＤＣＡＣインバータ装置３の動作前の電圧調整処理を実行し、具体的には、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンし、Ｃ２充電（図１３）により、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２を、ＤＣＡＣインバータ装置３の動作に必要な電圧Ｖｃまで充電する。
　図４Ａは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。また、図４Ｂは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。なお、各ゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８が１（ハイレベル）のときは各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８がオンされる一方、各ゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８が０（ローレベル）のときは各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８がオフされ、以下同様である。
　図４Ａ及び図４Ｂにおいて、スイッチング回路７，８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８をそれぞれゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８で駆動したときのインダクタ電流ＩＬを示しており、Ｔｄｅａｄは、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８において貫通電流を防止するためのデッドタイムＴｄｅａｄを設定している。また、Ｔφは、詳細後述する位相シフト量である。図４Ａと図４Ｂの比較から明らかなように、同期整流の有無でゲート制御信号Ｓｇ５～Ｓｇ８が異なることがわかる。
　図５Ａは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。また、図５Ｂは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。
　図５Ａ及び図５Ｂにおいて、スイッチング回路７，８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８をそれぞれゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８で駆動したときのインダクタ電流ＩＬを示しており、Ｔｄｅａｄは、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８において貫通電流を防止するためのデッドタイムＴｄｅａｄを設定している。図５Ａと図５Ｂの比較から明らかなように、同期整流の有無でゲート制御信号Ｓｇ５～Ｓｇ８が異なることがわかる。
　図６は図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。
　図６において、各電流ΔＩ１，ΔＩ２，ΔＩ３、オン時間Ｔｏｎ，Ｔｏｎ２、及びオフ時間Ｔｏｆｆは次式で表される。
ΔＩ１＝（Ｖｉｎ×Ｔｏｎ）／Ｌ
ΔＩ２＝（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｆｆ／Ｌ
ΔＩ３＝－（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｎ２／Ｌ
Ｔｏｎ＝Ｔφ－Ｔｏｎ２
Ｔｏｎ２
＝｛－（Ｔｏｆｆ・Ｖｏｕｔ）＋（Ｔφ＋Ｔｏｆｆ）・Ｖｉｎ｝
／（Ｖｏｕｔ＋２・Ｖｉｎ）
Ｔｏｆｆ＝Ｔ／２－Ｔφ
　ここで、Ｖｉｎは入力電圧であり、Ｖｏｕｔは出力電圧であり、ＬはインダクタＬのインダクタンスである。
　図７は図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが不連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。
　図７において、電流ΔＩ１、オン時間Ｔｏｎ、及びオフ時間Ｔｏｆｆ１は次式で表される。なお、インダクタ電流ＩＬが連続と不連続で電流最大値の理論式は異なるが、演算の簡単化のために電流最大値の目安としては電流不連続の理論式を利用する。
ΔＩ１＝（Ｖｉｎ・Ｔｏｎ）／Ｌ
Ｔｏｎ＝Ｔφ－Ｔｄｅａｄ
Ｔｏｆｆ１＝（Ｖｉｎ・Ｔｏｎ）／（Ｖｏｕｔ－Ｖｉｎ）
　図８Ａは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。また、図８Ｂは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。
　図８Ａ及び図８Ｂにおいて、スイッチング回路７，８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８をそれぞれゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８で駆動したときのインダクタ電流ＩＬを示しており、Ｔｄｅａｄは、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８において貫通電流を防止するためのデッドタイムＴｄｅａｄを設定している。また、Ｔφは、詳細後述する位相シフト量である。図８Ａと図８Ｂの比較から明らかなように、同期整流の有無でゲート制御信号Ｓｇ５～Ｓｇ８が異なることがわかる。
　図９Ａは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。また、図９Ｂは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。
　図９Ａ及び図９Ｂにおいて、スイッチング回路７，８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８をそれぞれゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８で駆動したときのインダクタ電流ＩＬを示しており、Ｔｄｅａｄは、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８において貫通電流を防止するためのデッドタイムＴｄｅａｄを設定している。図９Ａと図９Ｂの比較から明らかなように、同期整流の有無でゲート制御信号Ｓｇ５～Ｓｇ８が異なることがわかる。
　図１０は図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。
　図１０において、各電流ΔＩ１，ΔＩ２，ΔＩ３、オン時間Ｔｏｎ，Ｔｏｎ２、及びオフ時間Ｔｏｆｆは次式で表される。
ΔＩ１＝（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｎ／Ｌ
ΔＩ２＝－（Ｖｏｕｔ・Ｔｏｆｆ）／Ｌ
ΔＩ３＝－（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｎ２／Ｌ
Ｔｏｎ＝Ｔφ－Ｔｏｎ２
Ｔｏｎ２
＝｛－（Ｖｏｕｔ・Ｔ）＋（２・Ｔφ・Ｖｉｎ）｝／（４・Ｖｉｎ）
Ｔｏｆｆ＝Ｔ／２－Ｔφ
　図１１は図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが不連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。
　図１１において、電流ΔＩ１、オン時間Ｔｏｎ、及びオフ時間Ｔｏｆｆ１は次式で表される。なお、インダクタ電流ＩＬが連続と不連続で電流最大値の理論式は異なるが、演算の簡単化のために電流最大値の目安としては電流不連続の理論式を利用する。
ΔＩ１＝（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｎ／Ｌ
Ｔｏｎ＝Ｔφ－Ｔｄｅａｄ
Ｔｏｆｆ１＝（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｎ／Ｖｏｕｔ
　図１２は図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（概要制御フロー）を示すフローチャートである。
　ここで、降圧モードでの位相シフト量Ｔφは次式で表される。
Ｔφ＝Ｔｏｎ＋Ｔｄｅａｄ
Ｔｏｎ＝（ＩＬｔａｒｇｅｔ・Ｌ）／（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）
　ここで、ＩＬｔａｒｇｅｔはインダクタＬに流れる目標電流値である。
　また、昇圧モードでの位相シフト量Ｔφは次式で表される。
Ｔφ＝Ｔｏｎ＋Ｔｄｅａｄ
Ｔｏｎ＝（ＩＬｔａｒｇｅｔ・Ｌ）／Ｖｉｎ
　図１２の前置充電処理（概要フロー）のステップＳ１１において、スイッチング部９を、降圧モードの最小位相シフト量Ｔφｍｉｎで動作させる。次いで、ステップＳ１２において、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの電圧差に応じてインダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφ（ＩＬｔａｒｇｅｔ＝ＩＬｍａｘとして算出したＴφ）で、スイッチング部９を降圧スイッチング（降圧モード）で動作させる。そして、ステップＳ１３において、平滑コンデンサの電圧（Ｃ１放電１５０Ｖの場合は、入力コンデンサの電圧であり、Ｃ１放電１５０Ｖ以外は出力コンデンサの電圧である）は目標値設定範囲内か否かが判断され、ＹＥＳのときは当該前置充電処理を終了させる一方、ＮＯのときはステップＳ１４に進む。ステップＳ１４において、スイッチング部９は降圧スイッチング（降圧モード）で動作中か否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１５に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１６に進む。ステップＳ１５では、インダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφの計算結果Ｔφ＜Ｔφｍａｘ（位相シフト量Ｔφの上限値）であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１２に戻る一方、ＮＯのときはステップＳ１６に進む。ステップＳ１６において、入力電圧Ｖｉｎに応じて、スイッチング部９を、インダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφで、昇圧スイッチング（昇圧モード）で動作させる。
　なお、図１２の前置充電処理では、実際の動作処理から、以下の処理を省略して記載している。
（１）電流が徐々に大きくなるようにするソフトスタート処理。
（２）充電完了後に電圧が所定以上変化した場合にすぐに再充電開始できるように最小出力（ゼロ）で待機する充電待機処理。
　以上のように構成された前置充電制御処理では、図３の運転開始前の準備処理における各処理Ｓ１～Ｓ４で用いることができ、電圧を調整したい平滑コンデンサの電圧（例えば、Ｃ１放電１５０Ｖの場合は、入力コンデンサの電圧である）が目標の電圧範囲になるまでインダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφでスイッチング部９を降圧スイッチング（降圧モード）で動作させ（Ｓ１１）、降圧スイッチング（降圧モード）で動作中に（ステップＳ１４でＹＥＳ）Ｔφ＜Ｔφｍａｘならば（Ｓ１５でＹＥＳ）、ステップＳ１２で、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの電圧差に応じてスイッチング部９を、インダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφで降圧スイッチング（降圧モード）で動作させる。一方、スイッチング部９を降圧スイッチング（降圧モード）で動作中ではなく（ステップＳ１４でＮＯ）、もしくは降圧スイッチング（降圧モード）で動作中（ステップＳ１４でＹＥＳ）であってもＴφ≧Ｔφｍａｘであるならば（Ｓ１５でＮＯ）、ステップＳ１６で入力電圧Ｖｉｎに応じてスイッチング部９を、インダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφで昇圧スイッチング（昇圧モード）で動作させる。
　図１３は図２のスイッチング部９により実行される充放電制御モードのテーブルを示す図である。図１３から明らかなように、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２は以下の４個の制御モードを有する。なお、電圧は動作時の一例である。
（１）Ｃ１充電１５０Ｖ：入力電圧Ｖｉｎは電圧Ｖ２となり、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧Ｖ１となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフで蓄電池１とは切り離された状態での動作になり、平滑コンデンサＣ１を充電する動作モードである。
（２）Ｃ１充電４５０Ｖ：入力電圧Ｖｉｎは電圧Ｖ２となり、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧Ｖ１となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフで蓄電池１とは切り離された状態での動作になり、平滑コンデンサＣ１を充電する動作モードである。
（３）Ｃ１放電１５０Ｖ：入力電圧Ｖｉｎは電圧Ｖ１となり、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧Ｖ２となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフで蓄電池１とは切り離された状態での動作になり、平滑コンデンサＣ１から放電する動作モードである。
（４）Ｃ２充電２８０Ｖ：入力電圧Ｖｉｎは電圧Ｖ１となり、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧Ｖ２となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオンで蓄電池１と接続された状態での動作になり、蓄電池１から直流電力を放電する動作モードである。
　なお、図１３の「電圧目標値上限到達設定」は図１４ＢのステップＳ３１の処理である。また、図１３の「電圧目標値下限到達設定」は図１４ＢのステップＳ３２内の１ステップの処理である。なお、図１３で充放電の項目があるのは充電と放電でタイミングチャートが異なるためである。上述の図４Ａ、図４Ｂ、図５Ａ、図５Ｂ、図８Ａ、図８Ｂ、図９Ａ、図９Ｂは放電時のパターンで、充電時は１次側と２次側が入れ替わり、放電時のゲート制御信号Ｓｇ１，Ｓｇ２，Ｓｇ３，Ｓｇ４，Ｓｇ５，Ｓｇ６，Ｓｇ７，Ｓｇ８がそれぞれ充電時のゲート制御信号Ｓｇ５，Ｓｇ６，Ｓｇ７，Ｓｇ８，Ｓｇ１，Ｓｇ２，Ｓｇ３，Ｓｇ４になる。すなわち、充電と放電でタイミングチャートの該当ゲート制御信号Ｓｇが異なる。
　図１４Ａ～図１４Ｃは図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（詳細制御フロー）を示すフローチャートである。図１４Ａ～図１４Ｃでは、図１３の動作モードのうちの「Ｃ１充電１５０Ｖ」の動作例について以下に説明し、この動作例では、平滑コンデンサはＣ１であり、その出力電圧はＶ１となる。なお、図１３から明らかなように、Ｃ１放電又はＣ２充電では、平滑コンデンサはＣ２であり、その出力電圧はＶ２となる。
　図１４ＡのステップＳ２１において、まず、初期設定処理が実行される。具体的には、制御モードにＣ１充電１５０Ｖを設定し、パラメータＢｂ，Ｂｂｎｅｘｔにそれぞれ「降圧」を設定し、充放電モードに「充電」を設定する。また、入力電圧ＶｉｎにＣ２電圧（Ｖ２）を設定し、出力電圧ＶｏｕｔにＣ１電圧（Ｖ１）を設定し、電流目標値ＩＬｔａｒｇｅｔに所定の電流開始値ＩＬｓｔａｒｔをセットする。
　次いで、ステップＳ２２において、パラメータＢｂは「降圧」か否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ２３に進む一方、ＮＯのときは図１４ＣのステップＳ４１に進む。ステップＳ２３では、Ｔφ降圧上限判定処理を実行し、具体的には、Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ＜ＩＬｔａｒｇｅｔ×Ｌ／（Ｔφｍａｘ－Ｔｄｅａｄ）であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ２７に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２４に進む。ここで、Ｔφｍａｘは位相シフト量Ｔφの最大値である。
　ステップＳ２４において、位相シフト量Ｔφを降圧計算値に設定する。具体的には、オン時間ＴｏｎにＩＬｔａｒｇｅｔ×Ｌ／（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）を設定し、位相シフト量ＴφにＴｏｎ＋Ｔｄｅａｄを設定する。次いで、ステップＳ２５において、電流目標値ＩＬｔａｒｇｅｔを更新する。具体的には、インダクタ電流ＩＬの目標値ＩＬｔａｒｇｅｔにＩＬｔａｒｇｅｔ＋ＩＬｓｔｅｐを設定し、ただし、ＩＬｔａｒｇｅｔ＞ＩＬｍａｘ（インダクタ電流ＩＬの上限値）のときはインダクタ電流ＩＬの目標値ＩＬｔａｒｇｅｔにＩＬｍａｘを設定する。そして、ステップＳ２６において、パラメータＢｂｎｅｘｔに「降圧」を設定し、図１４ＢのステップＳ２９に進む。
　ステップＳ２７において、位相シフト量Ｔφを降圧上限値Ｔｍａｘｂｕに設定し、ステップＳ２８において、パラメータＢｂｎｅｘｔに「昇圧」をセットした後、図１４ＢのステップＳ２９に進む。
　図１４ＢのステップＳ２９では、設定された位相シフト量Ｔφで、ゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８を含むＰＷＭ信号を生成してスイッチング部９に出力することでスイッチング部９を駆動して動作させる。次いで、ステップＳ３０において、パラメータＢｂにパラメータＢｂｎｅｘｔのデータを設定し、ステップＳ３１において、電圧目標値上限到達判定処理を実行する。具体的には、Ｖ１≧Ｖ１ｍａｘであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３２に進む一方、ＮＯのときは図１４ＡのステップＳ２２に戻る。ステップＳ３２では、コンデンサの充電待機処理を実行する。具体的には、出力電圧Ｖｏｕｔのコンデンサ電圧（Ｃ１充電１５０Ｖでは、電圧Ｖ１）が目標の電圧範囲にあり、スイッチング部９０を最小位相シフト量Ｔφ（出力電流ゼロ）で動作するように制御した後、図１４ＡのステップＳ２２に戻る。
　図１４ＣのステップＳ４１において、入出力電圧差上限判定処理を実行する。具体的には、Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ＞（ＩＬｍａｘ＋ＩＬｍａｒｇｉｎ）×Ｌ／（Ｔφｍａｘ－Ｔｄｅａｄ）であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ４２に進む一方、ＮＯのときはステップＳ４３に進む。ここで、ＩＬｍａｒｇｉｎは、インダクタ電流ＩＬの所定のマージン値である。次いで、ステップＳ４２において、所定期間ＰＷＭ信号の出力を停止した後、図１４ＡのステップＳ２１に戻る。
　ステップＳ４３において、位相シフト量Ｔφを昇圧計算値に設定する。具体的には、オン期間ＴｏｎにＩＬｔａｒｇｅｔ×Ｌ／Ｖｉｎを設定し、位相シフト量ＴφにＴｏｎ＋Ｔｄｅａｄを設定する。次いで、ステップＳ４４において、位相シフト量Ｔφの昇圧上限判定処理を実行し、具体的には、Ｔφ＞Ｔφｍａｘｂｏであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ４６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ４５に進む。ここで、Ｔφｍａｘｂｏは位相シフト量Ｔφの昇圧上限値である。ステップＳ４５では、電流目標値ＩＬｔａｒｇｅｔを更新する。具体的には、ＩＬｔａｒｇｅｔを所定のステップ値ＩＬｓｔｅｐだけインクリメントし、ただし、ＩＬｔａｒｇｅｔ＞ＩＬｍａｘのときはＩＬｔａｒｇｅｔにインダクタ電流最大値ＩＬｍａｘを設定する。ステップＳ４６では、位相シフト量Ｔφに昇圧上限値Ｔφｍａｘｂｏを設定した後、ステップＳ２９に戻る。
　以上のように構成された前置充電制御処理では、図３の運転開始前の準備処理における各処理Ｓ１～Ｓ４で用いることができ、ステップＳ２１～Ｓ３１及びＳ４１～Ｓ４６の平滑コンデンサの充電処理において、平滑コンデンサの出力電圧が目標の電圧範囲になるまでインダクタ電流ＩＬが上限値になるような位相シフト量Ｔφでスイッチング部９を動作させ、平滑コンデンサの出力電圧が目標の電圧範囲の上限値になれば、ステップＳ３２の平滑コンデンサの充電制御処理を実行する。当該平滑コンデンサの充電制御処理においては、平滑コンデンサの出力電圧が目標電圧範囲にあり、最小位相シフト量Ｔφ（出力電流ゼロ）でスイッチング部９を動作させ、この状態で平滑コンデンサの出力電圧が目標電圧範囲の下限値に到達すれば、前記平滑コンデンサの充電処理に戻る。
　図１５は、図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２のシミュレーション結果であって、各信号のタイミングチャートである。本発明者らは、シミュレーションの都合上、２相インタリーブで検証を行った。
　図１５（ａ）及び（ｂ）の移相量φ１，φ２から明らかなように、位相シフト量Ｔφが徐々に増加し、降圧上限値になると昇圧に切り替わり、昇圧下限値から徐々に増加することがわかる。また、図１５（ｃ）の電圧Ｖ２は目標値に到達すると停止する。さらに、図１５（ｄ）及び（ｅ）のインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２は互いに９０度異なり、徐々に電流が大きくなるが、１０Ａ以下になるように動作し、電圧Ｖ２が目標値に到達すると電流ほぼゼロになる。図１５の（ｆ）は昇降圧フラグＢＦＦを示しており、ＢＦＦ＝０で降圧を示し、ＢＦＦ＝１で昇圧を示す。
　なお、制御部１０は、電流検出部１３で検出したインダクタ電流値をモニタし、電流上限値を判断することで、電流上限値ぎりぎりまでインダクタ電流ＩＬを流すことができ、より急速な放電ができる。
　以上説明したように、本実施形態によれば、図１２、もしくは図１４Ａ～図１４Ｃの前置充電制御処理を実行することで、制御部１０は、運転開始前の準備動作において、入力電圧及び出力電圧に基づいて、インダクタＬに流れるインダクタ電流ＩＬが所定の上限値未満となるように、入力電圧及び出力電圧を調整するようにスイッチング部９を制御する。従って、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置において、従来技術に比較して簡単な構成で、所定の動作時間内で比較的短時間で、平滑コンデンサの電圧を制御することができる。
（変形例）
　図１６は変形例に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。図１６の変形例に係る電力変換システムは、図１の電力変換システムに比較して以下の点が異なる。
（１）太陽電池５及びＤＣＤＣ変換装置６をさらに備える。ここで、ＤＣＤＣ変換装置６の出力端子は絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２とＤＣＡＣインバータ装置３の接続点に対して並列に接続される。
　以下、相違点について説明する。
　図１６において、太陽電池５により発電された直流電力に係る直流電圧はＤＣＤＣ変換装置６により所定の直流電圧に変換された後、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２を介して蓄電池１に充電され、もしくはＤＣＡＣインバータ装置３を介して負荷４に出力される。
　以上のように構成された変形例に係る電力変換システムにおいて、太陽電池５により発電された直流電力を蓄電池１に充電し、もしくは負荷４に出力することができる。また、変形例に係る電力変換システムは、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２を備えているので、実施形態に係る電力変換システムと同様の作用効果を有する。
　以上詳述したように、本発明に係る絶縁型ＤＣＤＣ変換装置によれば、運転開始前の準備動作において、入力電圧及び出力電圧に基づいて、インダクタに流れるインダクタ電流が所定の上限値未満となるように、入力電圧及び出力電圧を調整するようにスイッチング部を制御する。従って、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置において、従来技術に比較して簡単な構成で、所定の動作時間内で比較的短時間で、平滑コンデンサの電圧を制御することができる。
１　蓄電池
２　絶縁型ＤＣＤＣ変換装置
３　ＤＣＡＣインバータ装置
４　電力系統（又は負荷）
５　太陽電池
６　ＤＣＤＣ変換装置
７，８　スイッチング回路
９　スイッチング部
１０　制御部
１１，１２　電圧検出部
１３　電流検出部
Ｃ１，Ｃ２　平滑コンデンサ
Ｄ１～Ｄ８　逆導通用ダイオード
Ｌ　インダクタ
Ｌ１　一次巻線
Ｌ２　二次巻線
Ｑ１～Ｑ８　スイッチング素子
ＳＷ１，ＳＷ２　スイッチ
Ｔ１１～Ｔ１４　端子
ＴＲ　絶縁用トランス

Claims (6)

  1. 　入力電圧を平滑化する第１のコンデンサを含む第１の平滑部と、
    　絶縁用トランスとインダクタと前記絶縁用トランスの一次側のスイッチング回路と、前記絶縁用トランスの二次側のスイッチング回路とで構成されたスイッチング部であって、前記平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部と、
    　前記電力変換された出力電圧を平滑化する第２のコンデンサを含む第２の平滑部と、
    　前記スイッチング部を運転開始前の準備動作を制御する制御部とを備えた絶縁型ＤＣＤＣ変換装置であって、
    　前記制御部は、運転開始前の準備動作において、前記入力電圧及び前記出力電圧に基づいて、前記インダクタに流れるインダクタ電流が所定の上限値未満となるように、前記入力電圧及び前記出力電圧を調整するように前記スイッチング部を制御する、
    絶縁型ＤＣＤＣ変換装置。
  2. 　前記運転開始前の準備動作は、
    （１）前記出力電圧を故障診断に必要な電圧まで充電する故障診断処理と、
    （２）前記出力電圧を絶縁診断に必要な電圧まで充電する絶縁診断処理と、
    （３）前記第１の平滑部を蓄電池と接続する前の処理であって、前記出力電圧を前記蓄電池の定格電圧まで充電する電圧調整処理と、
    （４）前記出力電圧を前記スイッチング部の動作に必要な電圧まで充電する電圧調整処理と、
    のうちのいずれかである、
    請求項１に記載の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置。
  3. 　前記制御部は、
    （１）前記出力電圧が目標の電圧範囲になるまで前記インダクタ電流が所定の上限値になるような位相シフト量で前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作させ、前記出力電圧が前記上限値未満であれば、前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作させ、
    （２）前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作中ではなく、もしくは降圧スイッチングで動作中であっても前記出力電圧が上限値未満でないとき、前記スイッチング部を昇圧スイッチングで動作させる、
    ように制御する、
    請求項１又は２に記載の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置。
  4. 　請求項１～３のうちのいずれか１つに記載の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置と、
    　前記絶縁型ＤＣＤＣ変換装置から出力される出力電圧を交流電圧に変換するＤＣＡＣインバータ装置とを備えたことを特徴とする電力変換システム。
  5. 　請求項４に記載の電力変換システムであって、
    　前記電力変換システムは、
    　太陽電池から出力される入力電圧を所定の出力電圧に変換して、前記絶縁型ＤＣＤＣ変換装置又は前記ＤＣＡＣインバータ装置に出力するＤＣＤＣ変換装置をさらに備えたことを特徴とする電力変換システム。
  6. 　入力電圧を平滑化する第１のコンデンサを含む第１の平滑部と、
    　絶縁用トランスとインダクタと前記絶縁用トランスの一次側のスイッチング回路と、前記絶縁用トランスの二次側のスイッチング回路とで構成されたスイッチング部であって、前記平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部と、
    　前記電力変換された出力電圧を平滑化する第２のコンデンサを含む第２の平滑部と、
    　前記スイッチング部を運転開始前の準備動作を制御する制御部とを備えた絶縁型ＤＣＤＣ変換装置の制御方法であって、
    　前記制御部が、運転開始前の準備動作において、前記入力電圧及び前記出力電圧に基づいて、前記インダクタに流れるインダクタ電流が所定の上限値未満となるように、前記入力電圧及び前記出力電圧を調整するように前記スイッチング部を制御するステップを含む、
    絶縁型ＤＣＤＣ変換装置の制御方法。
PCT/JP2022/039143 2021-11-02 2022-10-20 絶縁型ｄｃｄｃ変換装置とその制御方法、及び電力変換システム WO2023079972A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202280073250.0A CN118176654A (zh) 2021-11-02 2022-10-20 绝缘型dcdc转换装置及其控制方法以及电力转换系统

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021179716A JP2023068531A (ja) 2021-11-02 2021-11-02 絶縁型ｄｃｄｃ変換装置とその制御方法、及び電力変換システム
JP2021-179716 2021-11-02

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2023079972A1 true WO2023079972A1 (ja) 2023-05-11

Family

ID=86240957

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2022/039143 WO2023079972A1 (ja) 2021-11-02 2022-10-20 絶縁型ｄｃｄｃ変換装置とその制御方法、及び電力変換システム

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP2023068531A (ja)
CN (1) CN118176654A (ja)
WO (1) WO2023079972A1 (ja)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007288941A (ja) * 2006-04-18 2007-11-01 Sharp Corp 系統連系パワーコンディショナおよび系統連系電源システム
JP2014027826A (ja) * 2012-07-30 2014-02-06 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置、電源切替装置、住宅及び電力変換方法
JP2017118806A (ja) 2015-12-22 2017-06-29 三菱電機株式会社 電力変換装置および制御方法
JP2019149866A (ja) * 2018-02-26 2019-09-05 オムロン株式会社 電力変換装置及び電力変換システム
JP2020202708A (ja) * 2019-06-13 2020-12-17 株式会社明電舎 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2021078274A (ja) 2019-11-12 2021-05-20 株式会社明電舎 絶縁型ｄｃ／ｄｃ変換器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007288941A (ja) * 2006-04-18 2007-11-01 Sharp Corp 系統連系パワーコンディショナおよび系統連系電源システム
JP2014027826A (ja) * 2012-07-30 2014-02-06 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置、電源切替装置、住宅及び電力変換方法
JP2017118806A (ja) 2015-12-22 2017-06-29 三菱電機株式会社 電力変換装置および制御方法
JP2019149866A (ja) * 2018-02-26 2019-09-05 オムロン株式会社 電力変換装置及び電力変換システム
JP2020202708A (ja) * 2019-06-13 2020-12-17 株式会社明電舎 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2021078274A (ja) 2019-11-12 2021-05-20 株式会社明電舎 絶縁型ｄｃ／ｄｃ変換器

Also Published As

Publication number Publication date
CN118176654A (zh) 2024-06-11
JP2023068531A (ja) 2023-05-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2387819B1 (en) Electric power converter
JP5575235B2 (ja) 電力変換装置
US10541549B2 (en) Power supply apparatus
US8670258B2 (en) Power supply device
JP6157388B2 (ja) 双方向ｄｃｄｃコンバータ
JP6771156B2 (ja) 電力変換装置
WO2005057768A1 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP6012822B1 (ja) 電力変換装置
US9209698B2 (en) Electric power conversion device
JP2005102476A (ja) 電力変換装置の起動方法
JP2018033229A (ja) 電圧変換装置
CN110710092B (zh) 电力转换装置
US11296608B2 (en) Electric-power conversion apparatus
CN114499194A (zh) 电源控制装置
WO2023079972A1 (ja) 絶縁型ｄｃｄｃ変換装置とその制御方法、及び電力変換システム
JP2015201999A (ja) 電力変換装置及びその制御方法
US7952338B2 (en) Boost DC/DC converter
JP7415703B2 (ja) 直流無停電電源装置および直流無停電電源装置の制御方法
JP2002084676A (ja) 蓄電装置の電力変換装置
WO2022234784A1 (ja) 電力変換装置
EP4329172A1 (en) Power factor correction stage, controller and method of controlling a power factor correction stage
WO2024147265A1 (ja) 電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ
US20220181982A1 (en) Voltage conversion device
US20240235405A1 (en) Power converter apparatus
US20220173666A1 (en) Voltage conversion device

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 22889792

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2022889792

Country of ref document: EP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2022889792

Country of ref document: EP

Effective date: 20240603