JP2023068531A - 絶縁型ｄｃｄｃ変換装置とその制御方法、及び電力変換システム - Google Patents

Abstract

【課題】絶縁型ＤＣＤＣ変換装置の運転前の準備動作において、従来技術に比較して簡単な構成で、所定の動作時間内で比較的短時間で、平滑コンデンサの電圧を制御する。【解決手段】絶縁型ＤＣＤＣ変換装置は、入力電圧を平滑化するコンデンサを含む第１の平滑部と、絶縁用トランスとインダクタと絶縁用トランスの一次側のスイッチング回路と、絶縁用トランスの二次側のスイッチング回路とで構成されたスイッチング部であって、平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部と、電力変換された出力電圧を平滑化するコンデンサを含む第２の平滑部と、スイッチング部を運転開始前の準備動作を制御する制御部とを備える。制御部は、運転開始前の準備動作において、入力電圧及び出力電圧に基づいて、インダクタに流れるインダクタ電流が上限値未満となるように、入力電圧及び出力電圧を調整するようにスイッチング部を制御する。【選択図】図１２

Description

本発明は、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置とその制御方法、及び電力変換システムに関する。

従来例の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置は、電気的に絶縁するためのトランスの両側にそれぞれ複数のスイッチからなるスイッチング回路を備え、それらの外側にそれぞれ平滑コンデンサを備えて構成されている。当該一対の平滑コンデンサに電位差があると、当該ＤＣＤＣ変換装置の動作時に大きな電流が流れて部品が破壊されるという問題点があった。この問題点を解決するために、運転開始前の動作として一対の平滑コンデンサの電圧を調整する必要があり、例えば、放電時において、スイッチを介して電荷消費用抵抗と接続することで、当該平滑コンデンサの電圧を低下させる。また、充電時は突入電流防止のために、スイッチを介して電荷消費用抵抗と接続していた。

例えば、特許文献１では、二つのコンデンサ間に電圧差がある場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する部品に過大な電流を生ずることなく運転を開始できる電力変換装置および制御方法を開示している。この電力変換装置は、一方の直流電力から交流電力を経由して他方の直流電力に変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを備え、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一方の直流電力の第１の導通路に接続された第１のコンデンサと、他方の直流電力の第２の導通路に接続された第２のコンデンサと、交流電力の第３の導通路に流れる電流を抑制する第１の電流制限回路とを備える。具体的には、特許文献１の電力変換装置では、運転開始前の予備充電として入力平滑部と出力平滑部で電位差があると電流制限回路のスイッチをオフにして、限流器に電流が流れ、電流が制限されるように制御している。

また、特許文献２では、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器において、電流検出用センサや過電流防止回路を設けることなく、予備充電時に突入電流を抑制しつつ安全にコンデンサの電圧を充電するための絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の制御回路が開示されている。この絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の制御回路は、第１コンデンサ電圧と第２コンデンサ電圧の偏差に応じて電圧制御を行う。そして、電圧制御の結果に基づいて、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器に備えられた複数の半導体スイッチ素子のゲート信号を生成する。具体的には、特許文献２の絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の制御回路は、運転開始前の予備充電として入力平滑部と出力平滑部の電圧偏差に応じて電圧制御を行い、位相差を決めて過電流が流れないように複数の半導体スイッチ素子を制御している。

特開２０１７－１１８８０６号公報 特開２０２１－０７８２７４号公報

しかし、従来例の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置においては、電荷消費用抵抗及びスイッチを設ける必要があり、回路のサイズが増大し、また、回路コストが増大するという問題点があった。

また、特許文献１の電力変換装置においては、電流制限回路を設ける必要があり、回路のサイズが増大し、また、回路コストが増大するという問題点があった。

さらに、特許文献２の絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の制御回路においては、制御回路の制御シーケンスが複雑になり、マイクロコンピュータなどに実装した際の処理時間が長くなるという問題点があった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置の運転前の準備動作において、従来技術に比較して簡単な構成で、所定の動作時間内で比較的短時間で、平滑コンデンサの電圧を制御することができる絶縁型ＤＣＤＣ変換装置とその制御方法、及び電力変換システムを提供することにある。

本発明の一態様に係る絶縁型ＤＣＤＣ変換装置は、
入力電圧を平滑化する第１のコンデンサを含む第１の平滑部と、
絶縁用トランスとインダクタと前記絶縁用トランスの一次側のスイッチング回路と、前記絶縁用トランスの二次側のスイッチング回路とで構成されたスイッチング部であって、前記平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部と、
前記電力変換された出力電圧を平滑化する第２のコンデンサを含む第２の平滑部と、
前記スイッチング部を運転開始前の準備動作を制御する制御部とを備えた絶縁型ＤＣＤＣ変換装置であって、
前記制御部は、運転開始前の準備動作において、前記入力電圧及び前記出力電圧に基づいて、前記インダクタに流れるインダクタ電流が所定の上限値未満となるように、前記入力電圧及び前記出力電圧を調整するように前記スイッチング部を制御する。

従って、本発明の一態様に係る絶縁型ＤＣＤＣ変換装置等によれば、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置の運転前の準備動作において、従来技術に比較して簡単な構成で、所定の動作時間内で比較的短時間で、平滑コンデンサの電圧を制御することができる。

実施形態に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。 図１の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２の構成例を示す回路図である。 図２の制御部１０により実行される運転開始前の準備処理を示すフローチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが不連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが不連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。 図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（概要制御フロー）を示すフローチャートである。 図２のスイッチング部９により実行される充放電制御モードのテーブルを示す図である。 図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（詳細制御フロー）の第１の部分を示すフローチャートである。 図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（詳細制御フロー）の第２の部分を示すフローチャートである。 図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（詳細制御フロー）の第３の部分を示すフローチャートである。 図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２のシミュレーション結果であって、各信号のタイミングチャートである。 変形例に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。

以下、本発明に係る実施形態及び変形例について図面を参照して説明する。なお、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付している。

（実施形態）
図１は実施形態に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。図１において、実施形態に係る電力変換システムは、例えば電気自動車（ＥＶ）などに搭載される蓄電池１と、絶縁トランスを有し蓄電池１からの直流電圧を所定の直流電圧に変換する絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２と、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２からの直流電圧をスイッチングすることで交流電圧に変換して電力系統又は負荷４のうちの負荷に出力するＤＣＡＣインバータ装置３とを備えて構成される。ここで、電力系統又は負荷４は、連系運転時は電力系統４となり、自立運転時は負荷４になる。

図１において、蓄電池１の放電時には、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２は、蓄電池１から出力される直流電圧を交流電圧にＤＣＡＣ変換した後、交流電圧を直流電圧にＡＣＤＣ変換して出力し、いわゆる昇降圧コンバータ装置を構成する。ＤＣＡＣインバータ装置３は直流電圧を交流電圧に変換して、連系運転時は電力系統４に出力し、自立運転時は負荷４に出力する。

図２は図１の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２の構成例を示す回路図である。図２において、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２は、各一対の端子Ｔ１１，Ｔ１２；Ｔ１３，Ｔ１４の間において、
（１）制御部１０により制御されるスイッチＳＷ１，ＳＷ２と、
（２）端子Ｔ１１，Ｔ１２間の電圧Ｖ１を検出して、検出電圧Ｖ１を制御部１０に出力する電圧検出部１１と、
（３）第１の平滑部である平滑コンデンサＣ１と、
（４）スイッチング回路７，８と、インダクタＬと、一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２を有する絶縁用トランスＴＲと、電流検出部１３とを含むスイッチング部９と、
（５）第２の平滑部である平滑コンデンサＣ２と、
（６）端子Ｔ１３，Ｔ１４間の電圧Ｖ２を検出して、検出電圧Ｖ２を制御部１０に出力する電圧検出部１２と、
を備えて構成される。

ここで、端子Ｔ１１はスイッチＳＷ１を介して、電圧検出部１１の一端、平滑コンデンサＣ１の一端及びスイッチング回路７の一端に接続され、端子Ｔ１２はスイッチＳＷ２を介して、電圧検出部１１の他端、平滑コンデンサＣ１の他端及びスイッチング回路７の他端に接続される。また、端子Ｔ１３は電圧検出部１２の一端、平滑コンデンサＣ２の一端及びスイッチング回路８の一端に接続され、端子Ｔ１４は電圧検出部１２の他端、平滑コンデンサＣ２の他端及びスイッチング回路８の他端に接続される。

スイッチング回路７は、それぞれ逆導通用ダイオードＤ１～Ｄ４が並列に接続され、ブリッジ形状で接続され、例えばＭＯＳＦＥＴにてなる４個のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を含み、入力される直流電圧を、制御部１０からのＰＷＭ信号であるゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ４に従ってスイッチングして交流電圧を出力する。また、スイッチング回路８は、それぞれ逆導通用ダイオードＤ５～Ｄ８が並列に接続され、ブリッジ形状で接続され、例えばＭＯＳＦＥＴにてなる４個のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を含み、入力される直流電圧を、制御部１０からのＰＷＭ信号であるゲート制御信号Ｓｇ５～Ｓｇ８に従ってスイッチングして交流電圧を出力する。

スイッチング回路７のスイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ３のドレインとの接続点は、電流検出部１３、インダクタＬ及びトランスＴＲの一次巻線Ｌ１を介して、スイッチング回路７のスイッチング素子Ｑ２のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点に接続される。また、スイッチング回路８のスイッチング素子Ｑ５のソースとスイッチング素子Ｑ７のドレインとの接続点はトランスＴＲの二次巻線Ｌ２を介して、スイッチング回路８のスイッチング素子Ｑ６のソースとスイッチング素子Ｑ８のドレインとの接続点に接続される。

以上のように構成された絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、蓄電池１から出力される直流電圧は、端子Ｔ１１，Ｔ１２、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、電圧検出部１１及び平滑コンデンサＣ１を介してスイッチング部９に入力される。スイッチング部９は制御部１０により制御され、入力される直流電圧を交流電圧に変換した後、変換後の交流電圧を直流電圧に変換し、平滑コンデンサＣ２、電圧検出部１２及び端子Ｔ１３，Ｔ１４を介して出力する。ここで、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は蓄電池１の充電又は放電時にオンされる一方、非動作時にオフされる。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２はそれぞれ、入力される直流電圧のリップルを最小にするように平滑して出力する。なお、平滑コンデンサＣ１は絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２の動作停止後に急速な放電が必要である一方、平滑コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１の容量よりも大きな容量を有し、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２の動作停止後に急速な放電が不要である。

電圧検出部１１は平滑コンデンサＣ１の両端の電圧Ｖ１を検出して制御部１０に出力する。また、電圧検出部１２は平滑コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖ２を検出して制御部１０に出力する。さらに、電流検出部１３はインダクタＬに流れるインダクタ電流ＩＬを検出して制御部１０に出力する。制御部１０は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御するとともに、検出された電圧Ｖ１，Ｖ２及びインダクタ電流ＩＬに基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のためのゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８を発生して出力することにより、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２の正常運転時に双方向コンバータ装置として動作させるとともに、その運転開始前に、図３の「運転開始前の準備処理」を実行する。

図３は図２の制御部１０により実行される運転開始前の準備処理を示すフローチャートである。

図３のステップＳ１において、故障診断処理を実行し、具体的には、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフし、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ１を、故障診断に必要な電圧Ｖａまで充電する。次いで、ステップＳ２において、絶縁診断処理を実行し、具体的には、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフし、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ１を、絶縁診断に必要な電圧Ｖｂまで充電する。さらに、ステップＳ３において、蓄電池１との接続前の電圧調整処理を実行し、具体的には、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフし、Ｃ１放電（図１３）により、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１を、蓄電池１の電圧以下まで放電する。ステップＳ４では、ＤＣＡＣインバータ装置３の動作前の電圧調整処理を実行し、具体的には、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンし、Ｃ２充電（図１３）により、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２を、ＤＣＡＣインバータ装置３の動作に必要な電圧Ｖｃまで充電する。

図４Ａは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。また、図４Ｂは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。なお、各ゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８が１（ハイレベル）のときは各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８がオンされる一方、各ゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８が０（ローレベル）のときは各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８がオフされ、以下同様である。

図４Ａ及び図４Ｂにおいて、スイッチング回路７，８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８をそれぞれゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８で駆動したときのインダクタ電流ＩＬを示しており、Ｔｄｅａｄは、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８において貫通電流を防止するためのデッドタイムＴｄｅａｄを設定している。また、Ｔφは、詳細後述する位相シフト量である。図４Ａと図４Ｂの比較から明らかなように、同期整流の有無でゲート制御信号Ｓｇ５～Ｓｇ８が異なることがわかる。

図５Ａは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。また、図５Ｂは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。

図５Ａ及び図５Ｂにおいて、スイッチング回路７，８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８をそれぞれゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８で駆動したときのインダクタ電流ＩＬを示しており、Ｔｄｅａｄは、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８において貫通電流を防止するためのデッドタイムＴｄｅａｄを設定している。図５Ａと図５Ｂの比較から明らかなように、同期整流の有無でゲート制御信号Ｓｇ５～Ｓｇ８が異なることがわかる。

図６は図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。

図６において、各電流ΔＩ１，ΔＩ２，ΔＩ３、オン時間Ｔｏｎ，Ｔｏｎ２、及びオフ時間Ｔｏｆｆは次式で表される。

ΔＩ１＝（Ｖｉｎ×Ｔｏｎ）／Ｌ
ΔＩ２＝（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｆｆ／Ｌ
ΔＩ３＝－（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｎ２／Ｌ
Ｔｏｎ＝Ｔφ－Ｔｏｎ２
Ｔｏｎ２
＝｛－（Ｔｏｆｆ・Ｖｏｕｔ）＋（Ｔφ＋Ｔｏｆｆ）・Ｖｉｎ｝
／（Ｖｏｕｔ＋２・Ｖｉｎ）
Ｔｏｆｆ＝Ｔ／２－Ｔφ

ここで、Ｖｉｎは入力電圧であり、Ｖｏｕｔは出力電圧であり、ＬはインダクタＬのインダクタンスである。

図７は図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、昇圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが不連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。

図７において、電流ΔＩ１、オン時間Ｔｏｎ、及びオフ時間Ｔｏｆｆ１は次式で表される。なお、インダクタ電流ＩＬが連続と不連続で電流最大値の理論式は異なるが、演算の簡単化のために電流最大値の目安としては電流不連続の理論式を利用する。

ΔＩ１＝（Ｖｉｎ・Ｔｏｎ）／Ｌ
Ｔｏｎ＝Ｔφ－Ｔｄｅａｄ
Ｔｏｆｆ１＝（Ｖｉｎ・Ｔｏｎ）／（Ｖｏｕｔ－Ｖｉｎ）

図８Ａは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。また、図８Ｂは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが連続し、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。

図８Ａ及び図８Ｂにおいて、スイッチング回路７，８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８をそれぞれゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８で駆動したときのインダクタ電流ＩＬを示しており、Ｔｄｅａｄは、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８において貫通電流を防止するためのデッドタイムＴｄｅａｄを設定している。また、Ｔφは、詳細後述する位相シフト量である。図８Ａと図８Ｂの比較から明らかなように、同期整流の有無でゲート制御信号Ｓｇ５～Ｓｇ８が異なることがわかる。

図９Ａは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流ありのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。また、図９Ｂは図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが不連続で、同期整流なしのときの動作例を示す各信号のタイミングチャートである。

図９Ａ及び図９Ｂにおいて、スイッチング回路７，８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８をそれぞれゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８で駆動したときのインダクタ電流ＩＬを示しており、Ｔｄｅａｄは、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８において貫通電流を防止するためのデッドタイムＴｄｅａｄを設定している。図９Ａと図９Ｂの比較から明らかなように、同期整流の有無でゲート制御信号Ｓｇ５～Ｓｇ８が異なることがわかる。

図１０は図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。

図１０において、各電流ΔＩ１，ΔＩ２，ΔＩ３、オン時間Ｔｏｎ，Ｔｏｎ２、及びオフ時間Ｔｏｆｆは次式で表される。

ΔＩ１＝（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｎ／Ｌ
ΔＩ２＝－（Ｖｏｕｔ・Ｔｏｆｆ）／Ｌ
ΔＩ３＝－（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｎ２／Ｌ
Ｔｏｎ＝Ｔφ－Ｔｏｎ２
Ｔｏｎ２
＝｛－（Ｖｏｕｔ・Ｔ）＋（２・Ｔφ・Ｖｉｎ）｝／（４・Ｖｉｎ）
Ｔｏｆｆ＝Ｔ／２－Ｔφ

図１１は図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２において、降圧スイッチングでインダクタ電流ＩＬが最大値であって、インダクタ電流ＩＬが不連続であるときのインダクタ電流ＩＬのタイミングチャートである。

図１１において、電流ΔＩ１、オン時間Ｔｏｎ、及びオフ時間Ｔｏｆｆ１は次式で表される。なお、インダクタ電流ＩＬが連続と不連続で電流最大値の理論式は異なるが、演算の簡単化のために電流最大値の目安としては電流不連続の理論式を利用する。

ΔＩ１＝（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｎ／Ｌ
Ｔｏｎ＝Ｔφ－Ｔｄｅａｄ
Ｔｏｆｆ１＝（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｎ／Ｖｏｕｔ

図１２は図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（概要制御フロー）を示すフローチャートである。

ここで、降圧モードでの位相シフト量Ｔφは次式で表される。

Ｔφ＝Ｔｏｎ＋Ｔｄｅａｄ
Ｔｏｎ＝（ＩＬｔａｒｇｅｔ・Ｌ）／（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）

ここで、ＩＬｔａｒｇｅｔはインダクタＬに流れる目標電流値である。

また、昇圧モードでの位相シフト量Ｔφは次式で表される。

Ｔφ＝Ｔｏｎ＋Ｔｄｅａｄ
Ｔｏｎ＝（ＩＬｔａｒｇｅｔ・Ｌ）／Ｖｉｎ

図１２の前置充電処理（概要フロー）のステップＳ１１において、スイッチング部９を、降圧モードの最小位相シフト量Ｔφｍｉｎで動作させる。次いで、ステップＳ１２において、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの電圧差に応じてインダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφ（ＩＬｔａｒｇｅｔ＝ＩＬｍａｘとして算出したＴφ）で、スイッチング部９を降圧スイッチング（降圧モード）で動作させる。そして、ステップＳ１３において、平滑コンデンサの電圧（Ｃ１放電１５０Ｖの場合は、入力コンデンサの電圧であり、Ｃ１放電１５０Ｖ以外は出力コンデンサの電圧である）は目標値設定範囲内か否かが判断され、ＹＥＳのときは当該前置充電処理を終了させる一方、ＮＯのときはステップＳ１４に進む。ステップＳ１４において、スイッチング部９は降圧スイッチング（降圧モード）で動作中か否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１５に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１６に進む。ステップＳ１５では、インダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφの計算結果Ｔφ＜Ｔφｍａｘ（位相シフト量Ｔφの上限値）であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１２に戻る一方、ＮＯのときはステップＳ１６に進む。ステップＳ１６において、入力電圧Ｖｉｎに応じて、スイッチング部９を、インダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφで、昇圧スイッチング（昇圧モード）で動作させる。

なお、図１２の前置充電処理では、実際の動作処理から、以下の処理を省略して記載している。
（１）電流が徐々に大きくなるようにするソフトスタート処理。
（２）充電完了後に電圧が所定以上変化した場合にすぐに再充電開始できるように最小出力（ゼロ）で待機する充電待機処理。

以上のように構成された前置充電制御処理では、図３の運転開始前の準備処理における各処理Ｓ１～Ｓ４で用いることができ、電圧を調整したい平滑コンデンサの電圧（例えば、Ｃ１放電１５０Ｖの場合は、入力コンデンサの電圧である）が目標の電圧範囲になるまでインダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφでスイッチング部９を降圧スイッチング（降圧モード）で動作させ（Ｓ１１）、降圧スイッチング（降圧モード）で動作中に（ステップＳ１４でＹＥＳ）Ｔφ＜Ｔφｍａｘならば（Ｓ１５でＹＥＳ）、ステップＳ１２で、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの電圧差に応じてスイッチング部９を、インダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφで降圧スイッチング（降圧モード）で動作させる。一方、スイッチング部９を降圧スイッチング（降圧モード）で動作中ではなく（ステップＳ１４でＮＯ）、もしくは降圧スイッチング（降圧モード）で動作中（ステップＳ１４でＹＥＳ）であってもＴφ≧Ｔφｍａｘであるならば（Ｓ１５でＮＯ）、ステップＳ１６で入力電圧Ｖｉｎに応じてスイッチング部９を、インダクタ電流ＩＬが最大値ＩＬｍａｘとなる位相シフト量Ｔφで昇圧スイッチング（昇圧モード）で動作させる。

図１３は図２のスイッチング部９により実行される充放電制御モードのテーブルを示す図である。図１３から明らかなように、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２は以下の４個の制御モードを有する。なお、電圧は動作時の一例である。
（１）Ｃ１充電１５０Ｖ：入力電圧Ｖｉｎは電圧Ｖ２となり、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧Ｖ１となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフで蓄電池１とは切り離された状態での動作になり、平滑コンデンサＣ１を充電する動作モードである。
（２）Ｃ１充電４５０Ｖ：入力電圧Ｖｉｎは電圧Ｖ２となり、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧Ｖ１となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフで蓄電池１とは切り離された状態での動作になり、平滑コンデンサＣ１を充電する動作モードである。
（３）Ｃ１放電１５０Ｖ：入力電圧Ｖｉｎは電圧Ｖ１となり、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧Ｖ２となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフで蓄電池１とは切り離された状態での動作になり、平滑コンデンサＣ１から放電する動作モードである。
（４）Ｃ２充電２８０Ｖ：入力電圧Ｖｉｎは電圧Ｖ１となり、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧Ｖ２となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオンで蓄電池１と接続された状態での動作になり、蓄電池１から直流電力を放電する動作モードである。

なお、図１３の「電圧目標値上限到達設定」は図１４ＢのステップＳ３１の処理である。また、図１３の「電圧目標値下限到達設定」は図１４ＢのステップＳ３２内の１ステップの処理である。なお、図１３で充放電の項目があるのは充電と放電でタイミングチャートが異なるためである。上述の図４Ａ、図４Ｂ、図５Ａ、図５Ｂ、図８Ａ、図８Ｂ、図９Ａ、図９Ｂは放電時のパターンで、充電時は１次側と２次側が入れ替わり、放電時のゲート制御信号Ｓｇ１，Ｓｇ２，Ｓｇ３，Ｓｇ４，Ｓｇ５，Ｓｇ６，Ｓｇ７，Ｓｇ８がそれぞれ充電時のゲート制御信号Ｓｇ５，Ｓｇ６，Ｓｇ７，Ｓｇ８，Ｓｇ１，Ｓｇ２，Ｓｇ３，Ｓｇ４になる。すなわち、充電と放電でタイミングチャートの該当ゲート制御信号Ｓｇが異なる。

図１４Ａ～図１４Ｃは図２の制御部１０により実行される前置充電制御処理（詳細制御フロー）を示すフローチャートである。図１４Ａ～図１４Ｃでは、図１３の動作モードのうちの「Ｃ１充電１５０Ｖ」の動作例について以下に説明し、この動作例では、平滑コンデンサはＣ１であり、その出力電圧はＶ１となる。なお、図１３から明らかなように、Ｃ１放電又はＣ２充電では、平滑コンデンサはＣ２であり、その出力電圧はＶ２となる。

図１４ＡのステップＳ２１において、まず、初期設定処理が実行される。具体的には、制御モードにＣ１充電１５０Ｖを設定し、パラメータＢｂ，Ｂｂｎｅｘｔにそれぞれ「降圧」を設定し、充放電モードに「充電」を設定する。また、入力電圧ＶｉｎにＣ２電圧（Ｖ２）を設定し、出力電圧ＶｏｕｔにＣ１電圧（Ｖ１）を設定し、電流目標値ＩＬｔａｒｇｅｔに所定の電流開始値ＩＬｓｔａｒｔをセットする。

次いで、ステップＳ２２において、パラメータＢｂは「降圧」か否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ２３に進む一方、ＮＯのときは図１４ＣのステップＳ４１に進む。ステップＳ２３では、Ｔφ降圧上限判定処理を実行し、具体的には、Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ＜ＩＬｔａｒｇｅｔ×Ｌ／（Ｔφｍａｘ－Ｔｄｅａｄ）であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ２７に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２４に進む。ここで、Ｔφｍａｘは位相シフト量Ｔφの最大値である。

ステップＳ２４において、位相シフト量Ｔφを降圧計算値に設定する。具体的には、オン時間ＴｏｎにＩＬｔａｒｇｅｔ×Ｌ／（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）を設定し、位相シフト量ＴφにＴｏｎ＋Ｔｄｅａｄを設定する。次いで、ステップＳ２５において、電流目標値ＩＬｔａｒｇｅｔを更新する。具体的には、インダクタ電流ＩＬの目標値ＩＬｔａｒｇｅｔにＩＬｔａｒｇｅｔ＋ＩＬｓｔｅｐを設定し、ただし、ＩＬｔａｒｇｅｔ＞ＩＬｍａｘ（インダクタ電流ＩＬの上限値）のときはインダクタ電流ＩＬの目標値ＩＬｔａｒｇｅｔにＩＬｍａｘを設定する。そして、ステップＳ２６において、パラメータＢｂｎｅｘｔに「降圧」を設定し、図１４ＢのステップＳ２９に進む。

ステップＳ２７において、位相シフト量Ｔφを降圧上限値Ｔｍａｘｂｕに設定し、ステップＳ２８において、パラメータＢｂｎｅｘｔに「昇圧」をセットした後、図１４ＢのステップＳ２９に進む。

図１４ＢのステップＳ２９では、設定された位相シフト量Ｔφで、ゲート制御信号Ｓｇ１～Ｓｇ８を含むＰＷＭ信号を生成してスイッチング部９に出力することでスイッチング部９を駆動して動作させる。次いで、ステップＳ３０において、パラメータＢｂにパラメータＢｂｎｅｘｔのデータを設定し、ステップＳ３１において、電圧目標値上限到達判定処理を実行する。具体的には、Ｖ１≧Ｖ１ｍａｘであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３２に進む一方、ＮＯのときは図１４ＡのステップＳ２２に戻る。ステップＳ３２では、コンデンサの充電待機処理を実行する。具体的には、出力電圧Ｖｏｕｔのコンデンサ電圧（Ｃ１充電１５０Ｖでは、電圧Ｖ１）が目標の電圧範囲にあり、スイッチング部９０を最小位相シフト量Ｔφ（出力電流ゼロ）で動作するように制御した後、図１４ＡのステップＳ２２に戻る。

図１４ＣのステップＳ４１において、入出力電圧差上限判定処理を実行する。具体的には、Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ＞（ＩＬｍａｘ＋ＩＬｍａｒｇｉｎ）×Ｌ／（Ｔφｍａｘ－Ｔｄｅａｄ）であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ４２に進む一方、ＮＯのときはステップＳ４３に進む。ここで、ＩＬｍａｒｇｉｎは、インダクタ電流ＩＬの所定のマージン値である。次いで、ステップＳ４２において、所定期間ＰＷＭ信号の出力を停止した後、図１４ＡのステップＳ２１に戻る。

ステップＳ４３において、位相シフト量Ｔφを昇圧計算値に設定する。具体的には、オン期間ＴｏｎにＩＬｔａｒｇｅｔ×Ｌ／Ｖｉｎを設定し、位相シフト量ＴφにＴｏｎ＋Ｔｄｅａｄを設定する。次いで、ステップＳ４４において、位相シフト量Ｔφの昇圧上限判定処理を実行し、具体的には、Ｔφ＞Ｔφｍａｘｂｏであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ４６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ４５に進む。ここで、Ｔφｍａｘｂｏは位相シフト量Ｔφの昇圧上限値である。ステップＳ４５では、電流目標値ＩＬｔａｒｇｅｔを更新する。具体的には、ＩＬｔａｒｇｅｔを所定のステップ値ＩＬｓｔｅｐだけインクリメントし、ただし、ＩＬｔａｒｇｅｔ＞ＩＬｍａｘのときはＩＬｔａｒｇｅｔにインダクタ電流最大値ＩＬｍａｘを設定する。ステップＳ４６では、位相シフト量Ｔφに昇圧上限値Ｔφｍａｘｂｏを設定した後、ステップＳ２９に戻る。

以上のように構成された前置充電制御処理では、図３の運転開始前の準備処理における各処理Ｓ１～Ｓ４で用いることができ、ステップＳ２１～Ｓ３１及びＳ４１～Ｓ４６の平滑コンデンサの充電処理において、平滑コンデンサの出力電圧が目標の電圧範囲になるまでインダクタ電流ＩＬが上限値になるような位相シフト量Ｔφでスイッチング部９を動作させ、平滑コンデンサの出力電圧が目標の電圧範囲の上限値になれば、ステップＳ３２の平滑コンデンサの充電制御処理を実行する。当該平滑コンデンサの充電制御処理においては、平滑コンデンサの出力電圧が目標電圧範囲にあり、最小位相シフト量Ｔφ（出力電流ゼロ）でスイッチング部９を動作させ、この状態で平滑コンデンサの出力電圧が目標電圧範囲の下限値に到達すれば、前記平滑コンデンサの充電処理に戻る。

図１５は、図２の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２のシミュレーション結果であって、各信号のタイミングチャートである。本発明者らは、シミュレーションの都合上、２相インタリーブで検証を行った。

図１５（ａ）及び（ｂ）の移相量φ１，φ２から明らかなように、位相シフト量Ｔφが徐々に増加し、降圧上限値になると昇圧に切り替わり、昇圧下限値から徐々に増加することがわかる。また、図１５（ｃ）の電圧Ｖ２は目標値に到達すると停止する。さらに、図１５（ｄ）及び（ｅ）のインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２は互いに９０度異なり、徐々に電流が大きくなるが、１０Ａ以下になるように動作し、電圧Ｖ２が目標値に到達すると電流ほぼゼロになる。図１５の（ｆ）は昇降圧フラグＢＦＦを示しており、ＢＦＦ＝０で降圧を示し、ＢＦＦ＝１で昇圧を示す。

なお、制御部１０は、電流検出部１３で検出したインダクタ電流値をモニタし、電流上限値を判断することで、電流上限値ぎりぎりまでインダクタ電流ＩＬを流すことができ、より急速な放電ができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、図１２、もしくは図１４Ａ～図１４Ｃの前置充電制御処理を実行することで、制御部１０は、運転開始前の準備動作において、入力電圧及び出力電圧に基づいて、インダクタＬに流れるインダクタ電流ＩＬが所定の上限値未満となるように、入力電圧及び出力電圧を調整するようにスイッチング部９を制御する。従って、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置において、従来技術に比較して簡単な構成で、所定の動作時間内で比較的短時間で、平滑コンデンサの電圧を制御することができる。

（変形例）
図１６は変形例に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。図１６の変形例に係る電力変換システムは、図１の電力変換システムに比較して以下の点が異なる。
（１）太陽電池５及びＤＣＤＣ変換装置６をさらに備える。ここで、ＤＣＤＣ変換装置６の出力端子は絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２とＤＣＡＣインバータ装置３の接続点に対して並列に接続される。
以下、相違点について説明する。

図１６において、太陽電池５により発電された直流電力に係る直流電圧はＤＣＤＣ変換装置６により所定の直流電圧に変換された後、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２を介して蓄電池１に充電され、もしくはＤＣＡＣインバータ装置３を介して負荷４に出力される。

以上のように構成された変形例に係る電力変換システムにおいて、太陽電池５により発電された直流電力を蓄電池１に充電し、もしくは負荷４に出力することができる。また、変形例に係る電力変換システムは、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置２を備えているので、実施形態に係る電力変換システムと同様の作用効果を有する。

以上詳述したように、本発明に係る絶縁型ＤＣＤＣ変換装置によれば、運転開始前の準備動作において、入力電圧及び出力電圧に基づいて、インダクタに流れるインダクタ電流が所定の上限値未満となるように、入力電圧及び出力電圧を調整するようにスイッチング部を制御する。従って、絶縁型ＤＣＤＣ変換装置において、従来技術に比較して簡単な構成で、所定の動作時間内で比較的短時間で、平滑コンデンサの電圧を制御することができる。

１ 蓄電池
２ 絶縁型ＤＣＤＣ変換装置
３ ＤＣＡＣインバータ装置
４ 電力系統（又は負荷）
５ 太陽電池
６ ＤＣＤＣ変換装置
７，８ スイッチング回路
９ スイッチング部
１０ 制御部
１１，１２ 電圧検出部
１３ 電流検出部
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｄ１～Ｄ８ 逆導通用ダイオード
Ｌ インダクタ
Ｌ１ 一次巻線
Ｌ２ 二次巻線
Ｑ１～Ｑ８ スイッチング素子
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ
Ｔ１１～Ｔ１４ 端子
ＴＲ 絶縁用トランス

Claims (6)

1. 入力電圧を平滑化する第１のコンデンサを含む第１の平滑部と、
   絶縁用トランスとインダクタと前記絶縁用トランスの一次側のスイッチング回路と、前記絶縁用トランスの二次側のスイッチング回路とで構成されたスイッチング部であって、前記平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部と、
   前記電力変換された出力電圧を平滑化する第２のコンデンサを含む第２の平滑部と、
   前記スイッチング部を運転開始前の準備動作を制御する制御部とを備えた絶縁型ＤＣＤＣ変換装置であって、
   前記制御部は、運転開始前の準備動作において、前記入力電圧及び前記出力電圧に基づいて、前記インダクタに流れるインダクタ電流が所定の上限値未満となるように、前記入力電圧及び前記出力電圧を調整するように前記スイッチング部を制御する、
   絶縁型ＤＣＤＣ変換装置。
2. 前記運転開始前の準備動作は、
   （１）前記出力電圧を故障診断に必要な電圧まで充電する故障診断処理と、
   （２）前記出力電圧を絶縁診断に必要な電圧まで充電する絶縁診断処理と、
   （３）前記第１の平滑部を蓄電池と接続する前の処理であって、前記出力電圧を前記蓄電池の定格電圧まで充電する電圧調整処理と、
   （４）前記出力電圧を前記スイッチング部の動作に必要な電圧まで充電する電圧調整処理と、
   のうちのいずれかである、
   請求項１に記載の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置。
3. 前記制御部は、
   （１）前記出力電圧が目標の電圧範囲になるまで前記インダクタ電流が所定の上限値になるような位相シフト量で前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作させ、前記出力電圧が前記上限値未満であれば、前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作させ、
   （２）前記スイッチング部を降圧スイッチングで動作中ではなく、もしくは降圧スイッチングで動作中であっても前記出力電圧が上限値未満でないとき、前記スイッチング部を昇圧スイッチングで動作させる、
   ように制御する、
   請求項１又は２に記載の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置。
4. 請求項１～３のうちのいずれか１つに記載の絶縁型ＤＣＤＣ変換装置と、
   前記絶縁型ＤＣＤＣ変換装置から出力される出力電圧を交流電圧に変換するＤＣＡＣインバータ装置とを備えたことを特徴とする電力変換システム。
5. 請求項４に記載の電力変換システムであって、
   前記電力変換システムは、
   太陽電池から出力される入力電圧を所定の出力電圧に変換して、前記絶縁型ＤＣＤＣ変換装置又は前記ＤＣＡＣインバータ装置に出力するＤＣＤＣ変換装置をさらに備えたことを特徴とする電力変換システム。
6. 入力電圧を平滑化する第１のコンデンサを含む第１の平滑部と、
   絶縁用トランスとインダクタと前記絶縁用トランスの一次側のスイッチング回路と、前記絶縁用トランスの二次側のスイッチング回路とで構成されたスイッチング部であって、前記平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部と、
   前記電力変換された出力電圧を平滑化する第２のコンデンサを含む第２の平滑部と、
   前記スイッチング部を運転開始前の準備動作を制御する制御部とを備えた絶縁型ＤＣＤＣ変換装置の制御方法であって、
   前記制御部が、運転開始前の準備動作において、前記入力電圧及び前記出力電圧に基づいて、前記インダクタに流れるインダクタ電流が所定の上限値未満となるように、前記入力電圧及び前記出力電圧を調整するように前記スイッチング部を制御するステップを含む、
   絶縁型ＤＣＤＣ変換装置の制御方法。

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