KR101964224B1 - 공진형 dc-dc 컨버터의 제어장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 공진형 DC－DC 컨버터의 부하의 상태에 따른 직류 출력 전압, 직류 출력 전류 등을 검출하여 스위칭 소자의 온 오프를 제어하기 위한 제어량을 결정하는 수단과, 상기 제어량에 근거하여, 공진 주파수보다 낮은 주파수에서 스위칭 소자를 주파수 변조 제어하는 수단과, 공진 주파수 부근에서 스위칭 소자를 고정 주파수 제어하는 수단과, 상기 각 제어 수단의 출력에 근거하여 스위칭 소자의 구동 펄스를 생성하는 펄스 분배 수단을 구비한다. 본 발명에서는, 상기 제어량이, 컨버터의 직류 출력 전압이 고정 주파수 제어 영역에 있어서 출력 가능한 최대치를 초과하는 값일 때, 고정 주파수 제어로부터 주파수 변조 제어로 전환한다. 이로써, 반도체 스위칭 소자간의 환류(還流) 전류에 기인하는 도통(導通) 손실이나 턴 오프 손실을 저감하여 전력 변환 효율을 향상시킴으로써, 공진형 DC－DC 컨버터의 출력 가능한 전압 범위를 확대한다.

Description

공진형 DC-DC 컨버터의 제어장치{CONTROL DEVICE FOR RESONANCE-TYPE DC-DC CONVERTER}
본 발명은, 직류 전원으로부터 절연된 직류 출력 전압을 얻는 DC－DC 컨버터로서, 예컨대, 전원 전압이나 출력 전압이 넓은 범위에서 변화하는 배터리의 충전기로서 적합한 공진형(共振形) DC－DC 컨버터를 제어하는 기술에 관한 것이다.
도 14는, 종래의 DC－DC 컨버터의 주회로 구성도로서, 특허 문헌 1에 기재되어 있는 것이다.
도 14에 있어서, Ed는 직류 전원, Q1~Q4는 반도체 스위칭 소자로서의 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), Tr은 트랜스포머, Np는 트랜스포머(Tr)의 1차 코일(감김 수도 Np로 한다), Ns는 마찬가지로 2차 코일(감김 수도 Ns로 한다), D1~D4는 다이오드, Sn1~Sn4는 스너버(snubber) 회로, Lo는 인덕터, Co는 평활 콘덴서이다. 또, Vout, Rtn은 출력 단자, Vin은 직류 입력 전압, Vo는 직류 출력 전압을 나타낸다.
도 14에 있어서, MOSFET(Q1~Q4)의 스위칭에 의해 트랜스포머(Tr)의 2차 코일(Ns)에 발생한 교류 전압은, 다이오드(D1~D4)로 이루어지는 브리지 정류회로에 의해 전파(全波) 정류되어, 직류 전압으로 변환된다. 상기 직류 전압은, 인덕터(Lo) 및 평활 콘덴서(Co)로 이루어지는 평활 회로에 의해 평활되어, 출력 단자(Vout, Rtn)로부터 출력된다.
상기 종래 기술은, 다이오드(D1~D4)가 역(逆)회복할 때에 발생하는 서지(surge) 전압을 억제하기 위하여, 스너버 회로(Sn1~Sn4)를 구비하고 있다. 그러나, 스위칭 주파수가 높아질수록 스너버 회로(Sn1~Sn4)에 있어서의 저항 손실이 증대하여, DC－DC 컨버터로서의 변환 효율이 저하된다는 문제가 있다.
다음으로, 도 15는, 종래의 공진형 DC－DC 컨버터의 주회로 구성도로서, 특허 문헌 2나 특허 문헌 3에 기재되어 있는 것이다.
도 15에 있어서, 트랜스포머(Tr)의 1차 코일(Np)에는 LC 직렬 공진 회로를 구성하는 인덕터(Lr) 및 콘덴서(Cr)가 접속되어 있으며, 그 밖의 소자에 대해서는, 도 14와 같은 기호가 사용되어 있다.
도 15의 회로에 있어서, 트랜스포머(Tr)의 2차 코일(Ns)에 발생한 교류 전압은 다이오드(D1~D4)로 이루어지는 브리지 정류회로에 의해 전파 정류되어, 직류 전압으로 변환된다. 그리고, 상기 직류 전압은 평활 콘덴서(Co)에 의해 평활되어, 직류 출력 단자(Vout, Rtn)로부터 출력된다.
상기 종래 기술에서는, 다이오드(D1~D4)가 역회복될 때에 다이오드(D1~D4)의 양단 전압이 직류 출력 전압으로 클램프되므로, 도 14에 나타낸 스너버 회로(Sn1~Sn4)는 불필요해져, 도 14의 회로보다 높은 변환 효율이 얻어진다는 특징이 있다.
그런데, 도 15에 나타낸 회로의 직류 출력 전압을 제어하는 방법의 일례로서, 특허 문헌 4에 기재된 주파수 변조 제어가 알려져 있다.
도 16은, 특허 문헌 4에 기재된 주파수 변조 제어에 있어서의 기준화 주파수(F)와 기준화 전압 변환율(M)간의 관계를 나타내고 있다. 여기서, 기준화 주파수(F)는, 도 15의 스위칭 소자(Q1~Q4)의 스위칭 주파수(Fs)와, 인덕터(Lr) 및 콘덴서(Cr)에 의한 직렬 공진 주파수(Fr)와의 비율이며, F=Fs/Fr로 표시된다.
또, 기준화 전압 변환율(M)은, 직류 출력 전압(Vo)과 직류 입력 전압(Vin)간의 비율(Vo/Vin)에 트랜스포머(Tr)의 감김 수 비(n=Np/Ns)를 곱한 것으로, M=n·Vo/Vin에 의해 표시된다.
도 15에 나타낸 공진형 DC－DC 컨버터에서는, 도 16에 나타내는 바와 같이, 부하의 경중(輕重)에 따라 기준화 주파수(F) 및 기준화 전압 변환율(M)의 특성이 바뀐다. 경부하의 경우에는, 기준화 주파수(F)를 무한 증가시켜도 기준화 전압 변환율(M)이 일정치 이하로는 되지 않기 때문에, 출력 전압 범위가 좁다. 따라서, 상기 공진형 DC－DC 컨버터를 배터리의 충전기 등에 이용하였을 경우, 과방전(過放電) 상태의 배터리를 충전하기가 어렵다.
상술한 바와 같은 출력 전압 범위가 좁다는 문제의 해결책으로서는, 특허 문헌 2에 기재된 위상 변조 제어나, 특허 문헌 3에 기재된, 주파수 변조 제어와 위상 변조 제어를 전환하는 제어 방법이 알려져 있다.
도 17은, 특허 문헌 2에 근거하는 위상 변조 제어에 있어서의, 기준화 주파수(F)와 기준화 전압 변환율(M)간의 관계를 나타내고 있다.
특허 문헌 2에 개시된 기술에서는, 도 17에 나타내는 바와 같이 기준화 주파수(F)를 1, 즉 스위칭 주파수(Fs)를 직렬 공진 주파수(Fr)와 동일하게 하여 위상 변조 제어(위상 시프트 제어)함으로써, DC－DC 컨버터의 출력 전압 범위를 도 16보다 확대하고 있다.
또, 도 18은, 특허 문헌 3에 개시된 주파수 변조 제어 및 위상 변조 제어에 있어서의 기준화 주파수(F)와 기준화 전압 변환율(M)간의 관계를 나타내고 있다.
특허 문헌 3에 개시된 기술에서는, 도 18에 나타내는 바와 같이, 기준화 주파수(F)로부터 최대 주파수(Fmax)까지의 범위에서는 주파수 변조 제어로 하고, 주파수 변조 제어에서는 출력이 불가능한 전압 범위에 대해서는, 스위칭 주파수(Fs)를 최대 주파수(Fmax)로 고정한 위상 변조 제어로 전환함으로써, 출력 전압 범위를 도 16보다 확대하고 있다.
여기서, 도 19는, 도 15에 나타낸 회로를 대상으로 하여 위상 변조 제어하는 경우의 동작을 나타내는 타이밍 차트로서, 특허 문헌 2에 기재되어 있는 것이다. 그 동작으로서는, 예컨대, 1주기(T) 내의 시각(t2~t3)의 기간은 MOSFET(Q1, Q3)을 온(on) 상태로 하고, 시각(t4~t5)의 기간은 MOSFET(Q2, Q4)을 온 상태로 하는 동작을 반복함으로써, MOSFET(Q1~Q4)으로 이루어지는 풀 브리지(full-bridge) 회로의 출력 전압(Vuv)이 제로(零)가 되는 기간(tcom; 전류(轉流) 기간)과, 출력 전압(Vuv)이 ＋Vin 또는 -Vin이 되는 기간(ton; 도통 기간)을 생성한다.
상기의 도통 기간(ton)은 직류 전원(Ed)의 전압이 직렬 공진 회로에 가해지는 기간, 전류 기간(tcom)은 직류 전원(Ed)의 전압이 직렬 공진 회로에 가해지지 않는 기간이며, MOSFET(Q1~Q4)을 온 또는 오프시키는 위상을 시프트하여 도통 기간(ton)을 제어함으로써, 직류 출력 전압(Vo)을 소정 값으로 제어할 수가 있다.
일본 특허 공개 공보 H1－295675호(제 1페이지 우측 하부 칼럼 제2행~ 제13행, 도 3 등) 일본 특허 공개 공보 제2010－11625호(단락［0028］~［0037］, 도 1~도 4 등) 일본 특허 공개 공보 제2002－262569호(단락［0014］,［0015］, 도 1 등) 일본 특허 공개 공보 제2006－174571호(단락［0009］~［0017］, 도 1~도 5 등)
특허 문헌 2에 개시된 위상 변조 제어 방법에서는, 공진형 DC－DC 컨버터를, 배터리의 충전기와 같이 직류 입력 전압이나 직류 출력 전압이 광범위하게 변화하는 용도로 사용하는 경우에, 이하와 같은 문제가 있다.
즉, 도 19에 있어서, MOSFET(Q1, Q3) 또는 MOSFET(Q2, Q4)의 동시 온(ON)에 의해 전압(Vuv)이 제로가 되는 전류 기간(tcom)이 길수록, 온 상태의 MOSFET(Q1, Q3)간, 또는 MOSFET(Q2, Q4)간의 환류(還流) 전류에 기인한 도통 손실이 커져, DC-DC 컨버터로서의 전력 변환 효율이 저하된다.
한편, 특허 문헌 3에 기재된, 주파수 변조 제어와 위상 변조 제어를 전환하는 제어 방법에서는, 위상 변조 제어에 의해 동작시키는 전압 범위를 좁게 할 수 있으므로, 상술한 환류 전류에 기인하는 도통 손실의 저감이 가능하다.
그러나, 도 18로부터 명백한 바와 같이, 스위칭 주파수(Fs)를 직렬 공진 주파수(Fr)보다 높은 영역에서 동작시키게 되어, MOSFET(Q1~Q4)가 턴 오프하는 타이밍에서 MOSFET을 흐르는 전류가 공진 전류의 피크치(peak value) 부근이 되는 경우가 있기 때문에, 이것이 스위칭 손실의 증대, 변환 효율의 저하를 초래한다는 문제가 있다.
이에, 본 발명의 목적은, 공진형 DC－DC 컨버터의 출력 가능한 전압 범위를 확대하는 데에 있다.
또, 본 발명의 다른 목적은, 반도체 스위칭 소자간의 환류 전류에 기인하는 도통 손실이나 턴 오프 손실을 저감하여, 공진형 DC-DC 컨버터의 전력 변환 효율을 향상시키는 데에 있다.
상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명은, 직류 전원과, 그 양단에 입력측이 접속되며, 또한, 출력측에 직렬 공진 회로를 통해 트랜스포머의 1차 코일이 접속되는 동시에, 반도체 스위칭 소자에 의해 구성된 풀 브리지 회로와, 트랜스포머의 2차 코일에 접속된 정류회로와, 그 출력측에 접속된 평활 콘덴서를 구비하며, 반도체 스위칭 소자를 온 오프시켜 직렬 공진 회로에 공진 전류를 흘림으로써, 트랜스포머, 정류회로 및 평활 콘덴서를 통해 직류 전압을 출력하는 공진형 DC－DC 컨버터의 제어장치에 관한 것이다.
그리고, 본 발명의 제어장치는, 공진형 DC－DC 컨버터의 부하의 상태에 따른 직류 출력 전압, 직류 출력 전류 등의 전기량을 검출하여 반도체 스위칭 소자의 온 오프를 제어하기 위한 제어량을 결정하는 수단을 구비하고 있다. 또, 결정된 제어량에 근거하여, 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다 낮은 주파수에서 반도체 스위칭 소자를 주파수 변조 제어하는 주파수 변조 제어 수단과, 상기 공진 주파수 부근에서 반도체 스위칭 소자를 고정 주파수 제어하는 고정 주파수 제어 수단과, 이러한 주파수 변조 제어 수단 및 고정 주파수 제어 수단의 출력에 근거한 논리 연산에 의해 반도체 스위칭 소자의 구동 펄스를 생성하는 펄스 분배 수단을 구비한다.
그리고, 본 발명은, 상기 제어량이, 공진형 DC-DC 컨버터의 직류 출력 전압이 고정 주파수 제어 영역에 있어서 출력 가능한 최대치를 초과하는 값이 될 때, 고정 주파수 제어로부터 주파수 변조 제어로 전환하는 것이다.
여기서, 고정 주파수 제어 수단은, 제어량과 주파수 변조 제어 수단에 의해 생성된 캐리어 신호를 비교하여 펄스 폭 변조 신호를 생성함으로써, 공진형 DC-DC 컨버터의 반도체 스위칭 소자를 펄스 폭 변조 제어하는 것이 바람직하다.
또, 고정 주파수 제어 수단은, 제어량과 캐리어 신호를 비교하여 펄스 폭 변조 신호를 생성하고, 상기 펄스 폭 변조 신호와 주파수 변조 제어 수단에 의해 생성된 주파수 변조 신호로부터 위상 변조 신호를 생성하여 컨버터의 반도체 스위칭 소자를 위상 변조 제어하는 것이어도 무방하다.
또한, 고정 주파수 제어 수단은, 컨버터의 반도체 스위칭 소자를 펄스 폭 변조 제어 및 위상 변조 제어하는 것이어도 무방하다.
이 경우, 고정 주파수 제어 수단은, 제어량과 캐리어 신호를 비교하여 펄스 폭 변조 신호를 생성하고, 상기 펄스 폭 변조 신호와 주파수 변조 신호로부터 위상 변조 신호를 생성하는 동시에, 컨버터의 직류 출력 전류 또는 직류 출력 전압에 따라, 펄스 폭 변조 제어와 위상 변조 제어를 전환한다.
또, 고정 주파수 제어 수단은, 컨버터의 기동시에 펄스 폭 변조 제어하여, 펄스 폭이 공진 주파수의 반주기(半週期)보다 짧은 상태에서 평활 콘덴서를 초기 충전한 후에, 위상 변조 제어로 전환하여도 무방하다. 또한, 상기 평활 콘덴서를 초기 충전한 후에, 주파수 변조 제어로 전환하여도 무방하다.
또, 상기 제어량은, 컨버터의 직류 출력 전압이나 직류 출력 전류가 소정치가 되도록, 이러한 검출치를 이용하여 오차 증폭기 등에 의해 결정하는 것이 바람직하다.
본 발명에 의하면, 직렬 공진 회로의 공진 주파수 부근에서 고정 주파수 제어하여, 공진 주파수보다 낮은 주파수에서 주파수 변조 제어함으로써, 공진형 DC－DC 컨버터가 출력할 수 있는 전압 범위를 확대하는 동시에, 고정 주파수 제어와 주파수 변조 제어의 전환시의 직류 출력 전압의 변화를 없앨 수가 있다. 여기서, 고정 주파수 제어 수단은 펄스 폭 변조 제어 수단 또는 위상 변조 제어 수단에 의해 구성되며, 이들 제어 수단의 주요부는 리미터(limiter)나 비교기(comparator) 등을 공용하여 실현할 수 있다.
또, 공진 전류의 반주기를 지나고 나서 반도체 스위칭 소자를 턴 오프하기 때문에, 턴 오프시의 공진 전류 순간치(momentary value)는 공진 전류의 피크치보다 충분히 작아져, 턴 오프 손실을 저감할 수가 있다. 또한, 위상 변조 제어시에는, 경부하 시일수록 반도체 스위칭 소자간의 환류 전류에 의한 도통 손실이 증가하지만, 본 발명에서는, 경부하시에 펄스 폭 변조 제어를 행함으로써, 트랜스포머의 비여자(非勵磁) 기간은 반도체 스위칭 소자가 모두 오프인 상태가 되기 때문에, 환류 전류가 발생하지 않아, 도통 손실의 저감이 가능하다.
이 때문에, 본 발명에 의하면, 공진형 DC-DC 컨버터의 전력 변환 효율을 향상시킬 수가 있다.
도 1은 본 발명의 실시 형태에 관한 공진형 DC-DC 컨버터의 주회로를 제어장치와 함께 나타낸 회로도이다.
도 2는 본 발명의 실시 형태에 있어서의 기준화 주파수와 기준화 전압 변환율간의 관계를 나타내는 특성도이다.
도 3은 본 발명의 실시 형태에 있어서, MOSFET을 온 오프시키는 제어량과 기준화 주파수 및 듀티(duty)간의 관계를 나타내는 특성도이다.
도 4는 본 발명의 실시 형태에 있어서의 제어장치의 제 1 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 5는 제 1 실시예에 있어서의 펄스 폭 변조 제어시의 제어 동작을 나타내는 파형도이다.
도 6은 제 1 실시예에 있어서의 펄스 폭 변조 제어시의 주회로 동작을 나타내는 파형도이다.
도 7은 제 1 실시예에 있어서의 주파수 변조 제어시의 제어 동작을 나타내는 파형도이다.
도 8은 제 1 실시예에 있어서의 주파수 변조 제어시의 주회로 동작을 나타내는 파형도이다.
도 9는 본 발명의 실시 형태에 있어서의 제어장치의 제 2 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 10은 제 2 실시예에 있어서의 위상 변조 제어시의 제어 동작을 나타내는 파형도이다.
도 11은 제 2 실시예에 있어서의 위상 변조 제어시의 주회로 동작을 나타내는 파형도이다.
도 12는 제 2 실시예에 있어서의 주파수 변조 제어시의 제어 동작을 나타내는 파형도이다.
도 13은 본 발명의 실시 형태에 있어서의 제어장치의 제 3 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 14는 종래의 DC－DC 컨버터의 주회로 구성도이다.
도 15는 종래의 공진형 DC－DC 컨버터의 주회로 구성도이다.
도 16은 종래의 주파수 변조 제어 특성을 설명하기 위한, 기준화 주파수와 기준화 전압 변환율간의 관계를 나타내는 특성도이다.
도 17은 종래의 위상 변조 제어 특성을 설명하기 위한, 기준화 주파수와 기준화 전압 변환율간의 관계를 나타내는 특성도이다.
도 18은 종래의 주파수 변조 제어와 위상 변조 제어를 전환하는 경우의, 기준화 주파수와 기준화 전압 변환율간의 관계를 나타내는 특성도이다.
도 19는 도 15에 나타낸 회로를 대상으로 하여 위상 변조 제어하는 경우의 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
이하, 도면에 따라 본 발명의 실시 형태를 설명한다.
우선, 도 1은, 본 발명의 실시 형태에 관한 공진형 DC－DC 컨버터의 주회로(100)를 제어장치(Cont)와 함께 나타낸 회로도이다.
도 1의 주회로(100)에 있어서, 직류 전원(Ed)의 양단에는, 반도체 스위칭 소자로서의 MOSFET(Q1~Q4)으로 이루어지는 풀 브리지 회로가 접속되어 있다. G1~G4는 MOSFET(Q1~Q4)의 게이트이며, 이하에서는 게이트 펄스에 대해서도 같은 부호 G1~G4를 사용하여 설명한다.
MOSFET(Q1, Q2)의 직렬 접속점과 MOSFET(Q3, Q4)의 직렬 접속점의 사이에는, 인덕터(Lr), 트랜스포머(Tr)의 1차 코일(Np), 콘덴서(Cr)가 직렬로 접속되어 있다. 여기서, 인덕터(Lr) 및 콘덴서(Cr)는 LC 직렬 공진 회로를 구성하고 있다.
트랜스포머(Tr)의 2차 코일(Ns)의 양단에는, 다이오드(D1~D4)로 이루어지는 브리지 정류회로가 접속되며, 그 직류 출력 단자 사이에는 평활 콘덴서(Co)가 접속되어 있다. 또, 평활 콘덴서(Co)의 양단에는 저항(Ra, Rb)의 직렬 회로가 접속되어 있다.
Vout, Rtn는 직류 출력 단자이며, Vin는 직류 입력 전압, Vu는 MOSFET(Q1, Q2)의 직렬 접속점의 전압, Vｖ는 MOSFET(Q3, Q4)의 직렬 접속점의 전압, Vu ｖ는 Vu와 Vｖ간의 차(差) 전압이다.
이 회로에서는, 평활 콘덴서(Co)의 양단 전압을 저항(Ra, Rb)에 의해 분압(分壓)한 값을 직류 출력 전압 검출치(Vo)로 하고, 상기 브리지 정류회로의 네거티브(negative)측 선로(線路)에 접속된 전류 검출기(CT)의 출력으로부터 직류 출력 전류 검출치(Io)를 얻고 있다. 이러한 직류 출력 전압 검출치(Vo) 및 직류 출력 전류 검출치(Io)는 제어장치(Cont)에 입력되어 있으며, 제어장치(Cont)에 있어서의 연산에 의해, MOSFET(Q1~Q4)의 구동 펄스로서의 게이트 펄스(G1~G4)가 생성된다. 이러한 게이트 펄스(G1~G4)를 도시되지 않은 게이트 구동 회로를 통해 MOSFET(Q1~Q4)에 부여함으로써, MOSFET(Q1~Q4)이 스위칭된다.
여기서, 제어장치(Cont)에 의해 게이트 펄스(G1~G4)를 생성함에 있어서는, 직류 출력 전압 검출치(Vo) 및 직류 출력 전류 검출치(Io)에 추가하여, 트랜스포머(Tr)의 1차 전류(Ip)나 2차 전류(Is)의 검출치를 추가적으로 이용하여도 무방하다.
다음으로, 도 2를 참조하면서 본 실시 형태의 제어 특성을 설명한다.
도 2는, 기준화 주파수(F)와 기준화 전압 변환율(M)간의 관계를 나타내는 특성도로서, 기준화 주파수F=Fs/Fr(Fs：MOSFET(Q1~Q4)의 스위칭 주파수, Fr：공진 주파수), 기준화 전압 변환율 M=n·Vo/Vin(n：트랜스포머(Tr)의 감김 수 비, Vo：직류 출력 전압, Vin：직류 입력 전압)이다.
도 1의 제어장치(Cont)는, 인덕터(Lr) 및 콘덴서(Cr)로 이루어지는 LC 직렬 공진 회로의 공진 주파수(Fr)와 거의 같은 스위칭 주파수(Fs)에서 고정 주파수 제어하는(즉, F=1의 상태에서 제어함) 고정 주파수 제어 수단과, 공진 주파수(Fr)보다 낮은 스위칭 주파수(Fs)에서 주파수 변조 제어하는(즉, F＜1의 상태에서 제어함) 주파수 변조 제어 수단을 구비하고 있다.
그리고, 고정 주파수 제어 영역에 있어서, 직류 출력 전압(Vo)이 DC－DC 컨버터의 출력 가능한 최대치를 초과할 때, 제어 방법을 고정 주파수 제어로부터 주파수 변조 제어로 전환한다. 즉, 도 2에 있어서, M=0으로부터, F=1의 특성선과 부하 특성선(경(輕)부하 특성선, 중간 부하(medium load) 특성선, 중(重)부하 특성선)간의 교점까지의 거리가, 고정 주파수 제어 영역에 있어서의 출력 가능한 전압 범위에 상당한다.
도 2로부터 명백한 바와 같이, F=1의 특성선과 부하 특성선간의 교점에서는, 부하의 경중에 관계없이 기준화 전압 변환율(M)은 1이 된다. 즉, 고정 주파수 제어 영역에서는, DC－DC 컨버터의 직류 출력 전압의 최대치는, M=1에 상당하는 값이 된다.
또, M이 1을 초과하는 영역을 주파수 변조 제어 영역으로 함으로써, 고정 주파수 제어와의 전환 전후에 있어서, DC－DC 컨버터의 출력 전압을 급격하게 변화시키지 않으며 끊어짐 없이(Seamlessly) 전환할 수가 있다.
도 3은, MOSFET(Q1~Q4)을 온 오프시키는 제어량(λ)과, 기준화 주파수(F) 및 듀티(Ds)간의 관계를 나타내고 있다.
제어량(λ)은, 도 1에 있어서의 직류 출력 전압 검출치(Vo) 및 직류 출력 전류 검출치(Io)에 근거하여, 직류 출력 전압 및 직류 출력 전류가 원하는 값이 되도록 오차 증폭기 등을 이용하여 조정된다. 상기 제어량(λ)의 범위는, 0≤λ≤1이다.
듀티(Ds)는, 후술하는 제어장치(Cont)의 제 1 실시예(도 4)에서는, 각 MOSFET의 온 시간과 스위칭 주기의 비(比)로 하고, 제어장치(Cont)의 제 2 실시예(도 9)에서는, 도 1에 있어서의 MOSFET(Q1, Q2)의 직렬 접속점의 전압(Vu)과 MOSFET(Q3, Q4)의 직렬 접속점의 전압(Vｖ)간의 위상 변조 시간과, 스위칭 주기의 비로 한다.
여기서, 도 3에서는, λ가 λlim를 초과하는 경우에 기준화 주파수(F)를 Fmin으로 제한하고 있다. 이하, 그 이유를 설명한다.
도 2에 있어서, 각 부하 특성에서 기준화 전압 변환율(M)이 피크가 되는 점보다 기준화 주파수(F)가 작아지면, 공진을 벗어난(off-resonance) 상태가 된다. 공진을 벗어난 상태가 발생하면, 도 1에 있어서의 직렬 접속된 2개의 MOSFET 중 일방(一方)의 MOSFET에 흐르는 공진 전류가 기생(寄生) 다이오드로 전류(轉流)되며, 이 타이밍에서 타방(他方)의 MOSFET이 온 된다. 이 때, 일방의 MOSFET의 기생 다이오드가 급준(急峻)한 전류 변화율로 역회복함으로써, MOSFET이 파손되는 경우가 있다. 이를 방지하기 위하여, 도 3에서는, 도 2의 특성에 있어서 중부하 특성의 기준화 전압 변환율(M)이 피크가 되는 주파수보다 높은 주파수로 Fmin을 설정하고, λ＞λlim의 영역에서는 기준화 주파수(F)를 Fmin으로 제한하고 있는 것이다.
다음으로, 도 4는 본 실시 형태에 있어서의 제어장치(Cont)의 제 1 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 4에 있어서, 11은 주파수 변조 제어 수단으로서의 주파수 변조 회로, 21은 고정 주파수 제어 수단으로서의 펄스 폭 변조 회로, 31은 펄스 분배 회로이다. 주파수 변조 회로(11)로부터 출력되는 주파수 변조 신호(Vpfm)와 펄스 폭 변조 회로(21)로부터 출력되는 펄스 폭 변조 신호(Vpwm)는 펄스 분배 회로(31)에 입력되어 있으며, 상기 펄스 분배 회로(31)에 있어서의 논리 연산에 의해 MOSFET(Q1~Q4)의 게이트 펄스(G1~G4)가 생성된다.
주파수 변조 회로(11)는, 「1」과 제어량(λ)간의 편차(偏差)가 입력되는 리미터(LIM1)와, 리미터(LIM1)의 출력 신호가 입력되는 적분기(INT1)와, 적분기(INT1)로부터 출력되는 캐리어 신호(Vtr)와 기준 전압(V1)간의 대소(大小) 관계를 비교하는 비교기(CMP1)와, 비교기(CMP1)의 출력 신호가 입력되는 분주(分周) 수단으로서의 T 플립 플롭(T-FF)을 구비하며, T 플립 플롭(T-FF)으로부터 주파수 변조 신호(Vpfm)가 출력된다.
또한, 비교기(CMP1)의 기준 전압(V1)은 λc와 동일한 값으로 설정되어 있다. 또, 제어량(λ)은, 상술한 바와 같이 직류 출력 전압 검출치(Vo) 및 직류 출력 전류 검출치(Io)에 근거하여 생성되는 것으로 한다.
적분기(INT1)의 적분 시정수(時定數)는, 도 3에 나타낸 바와 같이 λ=λc 일 때에 F=1이 되도록 조정된다. 상기 적분기(INT1)는, 그 출력인 캐리어 신호(Vtr)가 λc에 도달했을 때에 비교기(CMP1)로부터의 출력 신호(리셋 신호(reset))에 의해 리셋되기 때문에, 캐리어 신호(Vtr)가 톱니(鋸齒) 형상이 되도록 동작한다.
또, 비교기(CMP1)의 출력 신호는 T 플립 플롭(T-FF)에 의해 분주되며, T 플립 플롭(T-FF)으로부터는 듀티 50%(Ds=0.5)의 주파수 변조 신호(Vpfm)가 출력된다.
한편, 펄스 폭 변조 회로(21)는, 제어량(λ)이 입력되는 리미터(LIM2)와, 리미터(LIM2)의 출력 신호와 캐리어 신호(Vtr)간의 대소 관계를 비교하는 비교기(CMP2)로 구성되어 있다. 그리고, 비교기(CMP2)의 출력 신호가 펄스 폭 변조 신호(Vpwm)로서 펄스 분배 회로(31)에 입력되어 있다.
펄스 분배 회로(31)는, 주파수 변조 신호(Vpfm) 및 펄스 폭 변조 신호(Vpwm)가 입력되는 앤드 게이트(AND1)와, 주파수 변조 신호(Vpfm)의 논리를 반전하는 나트 게이트(NOT1)와, 나트 게이트(NOT1)의 출력 신호와 펄스 폭 변조 신호(Vpwm)가 입력되는 앤드 게이트(AND2)와, 앤드 게이트(AND1, AND2)의 출력 신호가 각각 입력되는 온 딜레이(on-delay) 회로(DT1, DT2) 등으로 구성되어 있으며, 온 딜레이 회로(DT1)의 출력으로서 게이트 펄스(G1, G4)가, 온 딜레이 회로(DT2)의 출력으로서 게이트 펄스(G2, G3)가 각각 얻어지게 되어 있다.
상기 온 딜레이 회로(DT1, DT2)는, MOSFET(Q1, Q2)의 동시 온, 또는 MOSFET(Q3, Q4)의 동시 온을 방지하기 위하여, 게이트 펄스(G1, G4) 및 게이트 펄스(G2, G3)를 시간(td)만큼 지연시키는 것이다.
그런데, 상술한 주파수 변조 회로(11)의 리미터(LIM1)와 펄스 폭 변조 회로(21)의 리미터(LIM2)는, 제어량(λ)에 따라 주파수 변조 제어와 고정 주파수에 의한 펄스 폭 변조 제어를 전환하기 위해 이용된다. 여기서, 리미터(LIM1)의 하한치는 1－λc, 상한치는 도 3의 λlim로 설정되며, 리미터(LIM2)의 하한치는 0, 상한치는 도 3의 λc로 설정되어 있다.
이로써, λ가 λc보다 작을 때는 적분기(INT1)의 입력 신호는 1－λc로 제한되며, 캐리어 신호(Vtr)의 주파수가 일정해져 고정 주파수에 의한 펄스 폭 변조 제어가 실행된다.
도 5는, 제 1 실시예에 있어서의 펄스 폭 변조 제어시의 제어장치(Cont)의 동작을 설명하기 위한 파형도, 도 6은 주회로의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도 5에 나타내는 바와 같이, 제어량(λ)과 캐리어 신호(Vtr)간의 대소 관계에 따라, 비교기(CMP2)로부터 펄스 폭 변조 신호(Vpwm)가 출력된다. 한편, T 플립 플롭(T-FF)으로부터는, 비교기(CMP1)의 출력 신호를 분주한 주파수 변조 신호(Vpfm)가 출력된다.
도 4의 펄스 분배 회로(31) 내의 앤드 게이트(AND1, AND2)는, 펄스 폭 변조 신호(Vpwm), 주파수 변조 신호(Vpfm) 및 그 반전 신호를 이용하여 논리 연산을 행한다. 또한, 도 5에 나타내는 바와 같이, 온(ON) 딜레이 회로(DT1, DT2)에 의해 앤드 게이트(AND1, AND2)의 출력 신호에 지연 시간(td)을 부여하여 MOSFET(Q1~Q4)의 게이트 펄스(G1~G4)를 생성한다.
상기 게이트 펄스(G1~G4)에 의해 MOSFET(Q1~Q4)을 스위칭함으로써, 도 1의 주회로에 있어서의 전압(Vuv)은 도 5의 하단에 나타내는 바와 같은 파형이 된다.
또, 전압(Vuv)을 포함하여, 도 1의 주회로에 있어서의 각 부의 전압, 전류 파형은 도 6과 같게 된다.
다음으로, λ가 λc보다 클 때에는, λ의 값에 따라 캐리어 신호(Vtr)의 주파수가 변화한다. 이 때, 캐리어 신호(Vtr)의 최대치는 λc이기 때문에, 비교기(CMP2)의 출력은 항상 고레벨이 되어, 주파수 변조 제어가 실행된다. 즉, 제어량(λ)이, 공진형 DC－DC 컨버터의 직류 출력 전압이 고정 주파수 제어 영역에 있어서 출력 가능한 최대치를 초과하는 값이 될 때, 고정 주파수 제어로부터 주파수 변조 제어로 전환하는 것이다.
도 7은, 제 1 실시예에 있어서의 주파수 변조 제어시의 제어장치(Cont)의 동작을 설명하기 위한 파형도, 도 8은 주회로의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
주파수 변조 제어 영역에서는, 도 8로부터 명백한 바와 같이, 공진 전류의 반주기를 지나고 나서 MOSFET을 턴 오프하고 있기 때문에, 턴 오프시의 공진 전류 순간치는 공진 전류의 피크치보다 충분히 작으며, 트랜스포머(Tr)의 여자 전류(Ip의 파형에 있어서의 파선(破線) 부분)와 같게 된다. 이 때문에, 본 실시예에 의하면, 턴 오프 손실을 저감할 수가 있다.
다음으로, 도 9는 본 실시 형태에 있어서의 제어장치(Cont)의 제 2 실시예를 나타내는 블록도이다. 도 9에 있어서, 도 4와 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 사용하고 설명을 생략하며, 이하에서는 도 4와 다른 부분을 중심으로 설명한다.
도 9에 있어서, 41은 고정 주파수 제어 수단으로서의 위상 변조 회로이며, 이 위상 변조 회로(41)는, 리미터(LIM2), 비교기(CMP2), 및 익스클루시브 오어 게이트(Exclusive OR Gate, XOR1)에 의해 구성되어 있다. 익스클루시브 오어 게이트(XOR1)에는, 비교기(CMP2)의 출력인 펄스 폭 변조 신호(Vpwm)와, T 플립 플롭(T-FF)의 출력인 주파수 변조 신호(Vpfm)가 입력되며, 익스클루시브 오어 게이트(XOR1)의 출력인 위상 변조 신호(Vps) 및 상기 주파수 변조 신호(Vpfm)가 펄스 분배 회로(32)에 입력되어 있다.
펄스 분배 회로(32)는, 주파수 변조 신호(Vpfm)에 지연 시간(td)을 부여하여 게이트 펄스(G1)를 생성하는 온 딜레이 회로(DT1)와, 주파수 변조 신호(Vpfm)의 논리를 반전시키는 나트 게이트(NOT1)와, 나트 게이트(NOT1)의 출력 신호에 지연 시간(td)을 부여하여 게이트 펄스(G2)를 생성하는 온 딜레이 회로(DT2)를 구비하고 있다. 또한, 펄스 분배 회로(32)는, 위상 변조 신호(Vps)에 지연 시간(td)을 부여하여 게이트 펄스(G3)를 생성하는 온 딜레이 회로(DT3)와, 위상 변조 신호(Vps)의 논리를 반전시키는 나트 게이트(NOT2)와, 나트 게이트(NOT2)의 출력 신호에 지연 시간(td)을 부여하여 게이트 펄스(G4)를 생성하는 온 딜레이 회로(DT4)를 구비하고 있다.
도 10은, 제 2 실시예에 있어서의 위상 변조 제어시의 제어장치(Cont)의 동작을 설명하기 위한 파형도, 도 11은 위상 변조 제어시의 주회로 동작을 나타내는 파형도이다. 도 12는, 주파수 변조 제어시의 제어장치(Cont)의 동작을 설명하기 위한 파형도이다. 또한, 주파수 변조 제어시의 주회로 동작 파형은 도 8과 같으므로, 도시 및 설명을 생략한다.
본 제 2 실시예에 있어서도, λ와 λc간의 대소 관계에 따라 주파수 변조 신호(Vpfm), 펄스 폭 변조 신호(Vpwm)가 출력되므로, 도 10에 있어서의 Vpfm, Vpwm의 파형은 도 4와 동일하다. 다만, 제 2 실시예에서는, 도 9, 도 10에 나타내는 바와 같이 주파수 변조 신호(Vpfm)와 펄스 폭 변조 신호(Vpwm)의 배타적 논리합에 의해 위상 변조 신호(Vps)가 생성되고, 상기 위상 변조 신호(Vps)가 주파수 변조 신호(Vpfm)와 함께 펄스 분배 회로(32)에 부여된다.
여기서, 위상 변조 제어 영역에서는, 도 11에 나타내는 바와 같이, 공진 전류가 제로가 되고 나서 MOSFET을 턴 오프하고 있기 때문에, 턴 오프시의 공진 전류 순간치는 공진 전류의 피크치보다 충분히 작으며, 트랜스포머(Tr)의 여자 전류(Ip의 파형에 있어서의 파선 부분)와 같게 된다. 이 때문에, 본 실시예에 있어서도 턴 오프 손실을 저감할 수가 있다.
도 13은, 본 실시 형태에 있어서의 제어장치(Cont)의 제 3 실시예를 나타내는 블록도이다. 도 13에 있어서, 도 9와 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 사용하고 설명을 생략하며, 이하에서는 도 9와 다른 부분을 중심으로 설명한다.
도 13에 나타내는 바와 같이, 제 3 실시예의 제어장치(Cont)는, 주파수 변조 회로(11)와, 위상 변조 회로(41)와, 위상 변조·펄스 폭 변조 전환 회로(51)와, 펄스 분배 회로(33)를 구비하고 있다. 여기서, 주파수 변조 회로(11) 및 위상 변조 회로(41)의 구성은, 도 9와 동일하다.
위상 변조·펄스 폭 변조 전환 회로(51)는, 상태 판별 회로(51a) 및 D 플립 플롭(D-FF)에 의해 구성되어 있다. 상태 판별 회로(51a)는, 부하의 대소(大小)나 직류 출력 전압의 대소 등을 판별하고, 그 판별 결과를 D 플립 플롭(D-FF)에 입력하여 얻은 Q출력 및 그 반전 출력에 의해, 위상 변조 제어와 펄스 폭 변조 제어를 전환하도록 동작한다.
D 플립 플롭(D-FF)에는 클럭 신호로서 주파수 변조 신호(Vpfm)가 입력되어 있으며, D 플립 플롭(D-FF)은 이른바 리딩 엣지 트리거(leading edge trigger) 방식으로 동작한다. 즉, 상태 판별 회로(51a)에 의한 상태 판별 결과가 변화했을 때에 게이트 펄스(G1~G4)가 도중에 전환되는 것을 막기 위해, D 플립 플롭(D-FF)을 주파수 변조 신호(Vpfm)의 상승 타이밍에서 동작시켜 위상 변조 제어와 펄스 폭 변조 제어를 전환하게 되어 있다.
펄스 분배 회로(33)에 있어서, 주파수 변조 신호(Vpfm)는, 앤드 게이트(AND1, AND5), 노어 게이트(NOR1)의 각 일방의 입력 단자와, 나트 게이트(NOT1)에 입력되어 있다. 또, 위상 변조 신호(Vps)는, 나트 게이트(NOT2)와, 앤드 게이트(AND4)의 일방의 입력 단자와, 앤드 게이트(AND5)의 타방의 입력 단자와, 노어 게이트(NOR1)의 타방의 입력 단자에 입력되어 있다. 또한, 나트 게이트(NOT1, NOT2)의 출력은, 앤드 게이트(AND2, AND3)의 각 일방의 입력 단자에 각각 입력되어 있다. 또, 앤드 게이트(AND5)의 출력은 앤드 게이트(AND6)의 일방의 입력 단자에 입력되고, 노어 게이트(NOR1)의 출력은 앤드 게이트(AND7)의 일방의 입력 단자에 입력되어 있다.
D 플립 플롭(D-FF)의 Q출력은, 앤드 게이트(AND1~AND4)의 각 타방의 입력 단자에 입력되고, D 플립 플롭(D-FF)의 반전 출력은, 앤드 게이트(AND6, AND7)의 각 타방의 입력 단자에 입력되어 있다.
앤드 게이트(AND1~AND4)의 출력은 오어 게이트(OR1~OR4)의 각 일방의 입력 단자에 각각 입력되어 있다. 또, 앤드 게이트(AND6)의 출력은 오어 게이트(OR1, OR4)의 각 타방의 입력 단자에, 앤드 게이트(AND7)의 출력은 오어 게이트(OR2, OR3)의 각 타방의 입력 단자에, 각각 입력되어 있다.
그리고, 오어 게이트(OR1~OR4)의 출력은 온 딜레이 회로(DT1~DT4)에 각각 입력되어 지연 시간(td)이 부여되며, MOSFET(Q1~Q4)의 게이트 펄스(G1~G4)로서 출력된다.
통상적으로, 위상 변조 제어시에는, 경부하가 될수록 MOSFET간에서 전류가 환류하는 기간이 길어져, 도통 손실이 증가한다는 문제가 있다. 이 때문에, 본 실시예에서는, 경부하가 되었음을 상태 판별 회로(51a)가 검출하고, D 플립 플롭(D-FF)을 통해 펄스 폭 변조 제어로 전환하도록 하였다. 이로써, 도 1에 있어서의 트랜스포머(Tr)의 비여자 기간은 각 MOSFET이 모두 오프 상태가 되므로, MOSFET간의 환류 전류가 발생하지 않아, 도통 손실의 저감이 가능해진다.
또, DC-DC 컨버터(100)의 기동시 등에 직류 출력측의 평활 콘덴서(Co)가 충전되어 있지 않은 상태에서는, 위상 변조 제어나 주파수 변조 제어를 행할 경우, 상술한 공진을 벗어난 상태(off-resonance)가 발생하여, MOSFET의 기생 다이오드의 역회복에 의해 MOSFET이 파손될 우려가 있다. 그 대책으로서는, 상태 판별 회로(51a)가, 직류 출력 전압(Vo)에 근거하여 DC-DC 컨버터(100)가 기동 상태임을 검출하는 것이 바람직하다. 그리고, 기동시에는, D 플립 플롭(D-FF)을 통해, 공진 주파수(Fr)의 반주기보다 충분히 짧은 폭의 펄스를 이용한 펄스 폭 변조 제어를 행하도록 하여, 평활 콘덴서(Co)를 어느 전압까지 초기 충전한 후에 위상 변조 제어나 주파수 변조 제어로 전환함으로써, 상술한 역회복의 발생을 방지하여, MOSFET을 보호할 수가 있다.
또한, 도 4, 도 9, 도 13에 나타낸 제어장치(Cont)의 제 1~ 제 3 실시예는, 아날로그 회로에 의해 실현하여도 무방하며, 같은 기능을 갖는 디지털 제어 수단에 의해 실현하여도 무방하다.
(산업상의 이용 가능성)
본 발명은, 하이브리드(hybrid) 자동차나 전기 자동차 등의 배터리를 충전하는 차재(車載)용 충전 장치를 비롯하여, 소정의 직류 전압을 얻기 위한 각종의 공진형 DC-DC 컨버터에 적용할 수 있다.
Ed; 직류 전원
Q1, Q2, Q3, Q4; MOSFET
Lr; 인덕터
Cr, Co; 콘덴서
Tr; 트랜스포머
Np; 1차 코일
Ns; 2차 코일
D1, D2, D3, D4; 다이오드
Ra, Rb; 저항
LIM1, LIM2; 리미터
INT1; 적분기
CMP1, CMP2; 비교기
T－FF; T 플립 플롭
D－FF; D 플립 플롭
XOR1; 익스클루시브 오어 게이트
AND1~AND7; 앤드 게이트
OR1~OR4; 오어 게이트
NOT1, NOT2; 나트 게이트
NOR1; 노어 게이트
DT1~DT4; 온 딜레이(on-delay) 회로
Cont; 제어장치
CT; 전류 검출기
11; 주파수 변조 회로
21; 펄스 폭 변조 회로
31, 32, 33; 펄스 분배 회로
41; 위상 변조 회로
51; 위상 변조·펄스 폭 변조 전환 회로
51a; 상태 판별 회로
100; 주(主)회로

Claims (10)

  1. 직류 전원과,
    상기 직류 전원의 양단에 입력측이 접속되고, 또한, 출력측에 직렬 공진 회로를 통해 트랜스포머의 1차 코일이 접속되는 동시에, 반도체 스위칭 소자에 의해 구성된 풀 브리지 회로와,
    상기 트랜스포머의 2차 코일에 접속된 정류회로와,
    상기 정류회로의 출력측에 접속된 평활 콘덴서를 구비하며,
    상기 반도체 스위칭 소자를 온 오프시켜 상기 직렬 공진 회로에 공진 전류를 흘림으로써, 상기 트랜스포머, 상기 정류회로 및 상기 평활 콘덴서를 통해 직류 전압을 출력하는 공진형 DC－DC 컨버터에 있어서,
    상기 공진형 DC－DC 컨버터의 부하(負荷) 상태에 따른 직류 출력 전압 또는 직류 출력 전류 중 적어도 하나를 검출하여 상기 반도체 스위칭 소자의 온 오프를 제어하기 위한 제어량을 결정하는 수단과,
    상기 제어량에 근거하여, 상기 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다 낮은 주파수에서 상기 반도체 스위칭 소자를 주파수 변조 제어하는 주파수 변조 제어 수단과,
    상기 제어량에 근거하여, 상기 공진 주파수에서 상기 반도체 스위칭 소자를 고정 주파수 제어하는 고정 주파수 제어 수단과,
    상기 주파수 변조 제어 수단 및 상기 고정 주파수 제어 수단의 출력에 근거하여 상기 반도체 스위칭 소자의 구동 펄스를 생성하는 펄스 분배 수단을 구비하며,
    상기 제어량이, 상기 공진형 DC－DC 컨버터의 직류 출력 전압이 고정 주파수 제어 영역에 있어서 출력 가능한 최대치를 초과하는 값이 될 때, 상기 고정 주파수 제어 수단에 의한 제어 동작으로부터 상기 주파수 변조 제어 수단에 의한 제어 동작으로 전환하는 것을 특징으로 하는 공진형 DC－DC 컨버터의 제어장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 고정 주파수 제어 수단은, 상기 반도체 스위칭 소자를 펄스 폭 변조 제어하는 것을 특징으로 하는 공진형 DC－DC 컨버터의 제어장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 고정 주파수 제어 수단은, 상기 제어량과 상기 주파수 변조 제어 수단에 의해 생성된 캐리어 신호를 비교하여 펄스 폭 변조 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 공진형 DC－DC 컨버터의 제어장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 고정 주파수 제어 수단은, 상기 반도체 스위칭 소자를 위상 변조 제어하는 것을 특징으로 하는 공진형 DC－DC 컨버터의 제어장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 고정 주파수 제어 수단은, 상기 제어량과 상기 주파수 변조 제어 수단에 의해 생성된 캐리어 신호를 비교하여 펄스 폭 변조 신호를 생성하고, 상기 펄스 폭 변조 신호와 상기 주파수 변조 제어 수단에 의해 생성된 주파수 변조 신호로부터 위상 변조 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 공진형 DC－DC 컨버터의 제어장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 고정 주파수 제어 수단은, 상기 반도체 스위칭 소자를 펄스 폭 변조 제어 및 위상 변조 제어하는 것을 특징으로 하는 공진형 DC－DC 컨버터의 제어장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 고정 주파수 제어 수단은, 상기 제어량과 상기 주파수 변조 제어 수단에 의해 생성된 캐리어 신호를 비교하여 펄스 폭 변조 신호를 생성하고, 상기 펄스 폭 변조 신호와 상기 주파수 변조 제어 수단에 의해 생성된 주파수 변조 신호로부터 위상 변조 신호를 생성하는 동시에, 상기 공진형 DC－DC 컨버터의 직류 출력 전류 또는 직류 출력 전압에 따라, 펄스 폭 변조 제어와 위상 변조 제어를 전환하는 것을 특징으로 하는 공진형 DC－DC 컨버터의 제어장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 고정 주파수 제어 수단은, 상기 공진형 DC－DC 컨버터의 기동시에 펄스 폭 변조 제어하여, 펄스 폭이 상기 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 반(半)주기보다 짧은 상태에서 상기 평활 콘덴서를 초기 충전한 후에, 위상 변조 제어로 전환하는 것을 특징으로 하는 공진형 DC－DC 컨버터의 제어장치.
  9. 제2항에 있어서,
    상기 공진형 DC－DC 컨버터의 기동시에는 상기 고정 주파수 제어 수단이 펄스 폭 변조 제어하여, 펄스 폭이 상기 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 반(半)주기보다 짧은 상태에서 상기 평활 콘덴서를 초기 충전한 후에, 상기 주파수 변조 제어 수단에 의한 주파수 변조 제어로 전환하는 것을 특징으로 하는 공진형 DC－DC 컨버터의 제어장치.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어량을 결정하기 위하여, 상기 공진형 DC－DC 컨버터의 직류 출력 전압 검출치 및 직류 출력 전류 검출치를 이용하는 것을 특징으로 하는 공진형 DC－DC 컨버터의 제어장치.
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Families Citing this family (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5995139B2 (ja) * 2012-10-12 2016-09-21 富士電機株式会社 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
US20140211515A1 (en) * 2013-01-25 2014-07-31 Tdk Corporation Dc-dc converter and power supply device having dc-dc converter
KR20140145830A (ko) * 2013-06-14 2014-12-24 삼성전기주식회사 전원 공급 장치
JP6402474B2 (ja) * 2013-07-17 2018-10-10 富士電機株式会社 スイッチング電源の制御装置
EP3041122A4 (en) * 2013-08-26 2016-09-14 Panasonic Ip Man Co Ltd CONTROL CIRCUIT, SWITCHING CIRCUIT, POWER CONVERTING DEVICE, RIDING DEVICE, VEHICLE, AND CONTROL METHOD
US9680376B2 (en) 2014-02-28 2017-06-13 Cree, Inc. Power conversion electronics having conversion and inverter circuitry
US9461547B2 (en) * 2014-03-07 2016-10-04 Cree, Inc. Converter circuitry
US9509225B2 (en) * 2014-09-16 2016-11-29 Continental Automotive Systems, Inc. Efficient LLC resonant converter having variable frequency control and fixed frequency phase-shift PWM
KR20160070710A (ko) * 2014-12-10 2016-06-20 페어차일드코리아반도체 주식회사 변조 모드 제어 회로 및 이를 포함하는 스위치 제어 회로, 및 스위치 제어 회로를 포함하는 전력 공급 장치
WO2016149319A1 (en) * 2015-03-16 2016-09-22 Finsix Corporation Control of resonant power converters
DE102015106335A1 (de) * 2015-04-24 2016-10-27 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Verfahren zum Betreiben eines Gleichstromwandlers
JP6141908B2 (ja) * 2015-05-18 2017-06-07 東芝デベロップメントエンジニアリング株式会社 電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP6186392B2 (ja) * 2015-05-27 2017-08-23 東芝デベロップメントエンジニアリング株式会社 電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP6573502B2 (ja) * 2015-08-07 2019-09-11 新電元工業株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP6576737B2 (ja) * 2015-08-21 2019-09-18 矢崎総業株式会社 電力変換装置
JP6526546B2 (ja) * 2015-11-26 2019-06-05 株式会社日立情報通信エンジニアリング 共振形電源装置
US9973097B2 (en) * 2016-06-21 2018-05-15 Astronics Advanced Electronic Systems Corp. Regulating transformer rectifier unit with multiple circuits for preventing output overvoltage
US10148200B2 (en) 2016-08-06 2018-12-04 Shawn David Coleman, JR. Device and method for electrical energy synthesis
US10097095B2 (en) * 2016-09-21 2018-10-09 General Electric Company DC converters with modified droop control and method of use
CN106787760B (zh) * 2016-12-30 2018-05-08 珠海英搏尔电气股份有限公司 全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法
CN106712528B (zh) * 2017-01-10 2018-11-20 上海蔚来汽车有限公司 Llc谐振变换器驱动脉冲个数调制方法及单元
CN106787768B (zh) * 2017-02-17 2018-06-26 珠海英搏尔电气股份有限公司 一种双向全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法
CN106877676B (zh) * 2017-04-06 2018-08-07 珠海英搏尔电气股份有限公司 一种双向谐振变换电路、变换器及其控制方法
EP3419153A1 (en) * 2017-06-20 2018-12-26 Koninklijke Philips N.V. A control circuit for controlling a resonant power converter
CN111542999B (zh) * 2017-12-25 2023-07-11 三菱电机株式会社 电力变换装置
JP6993905B2 (ja) * 2018-03-06 2022-01-14 株式会社Soken Ｄｃ・ｄｃコンバータの制御装置
US11342841B2 (en) 2018-03-07 2022-05-24 Nissan Motor Co., Ltd. Method for controlling resonance-type power converter, resonance-type power converter, and DC-DC converter
US10770978B2 (en) * 2018-03-23 2020-09-08 Utah State University DC power supply from a constant current source
CN110535343B (zh) * 2018-05-24 2024-08-27 雅达电子国际有限公司 用于谐振电路的控制器和控制方法以及直流-直流转换器
JP7133436B2 (ja) * 2018-10-26 2022-09-08 富士フイルムヘルスケア株式会社 高電圧装置およびｘ線画像診断装置
CN109617416A (zh) * 2018-12-12 2019-04-12 华南理工大学 Lcc谐振变换器实现稳定零电压开关的频率相位自动控制方法
DE112018004240T5 (de) * 2018-12-17 2021-04-08 Fuji Electric Co., Ltd. Dc-dc-wandler
US11820879B2 (en) 2018-12-28 2023-11-21 Braskem S.A. Continuous feed of antistatic agent for gas phase polymerization process
CN109546846B (zh) * 2018-12-30 2020-11-06 国网北京市电力公司 谐振变换器的控制方法和装置
JP7332395B2 (ja) * 2019-09-02 2023-08-23 新電元工業株式会社 電源回路の制御装置及び制御方法
JP7491080B2 (ja) * 2020-06-22 2024-05-28 富士電機株式会社 電力変換装置
CN111786567A (zh) * 2020-07-28 2020-10-16 石家庄通合电子科技股份有限公司 用于减小全桥llc变换器间歇时输出纹波的控制方法
US11557978B2 (en) * 2020-07-31 2023-01-17 Lear Corporation Converter module with phase shift
JP7541298B2 (ja) 2021-01-13 2024-08-28 富士電機株式会社 電力変換装置、電力変換装置の制御装置、および、電力変換制御方法
CN112994467B (zh) * 2021-02-25 2022-03-25 北京新雷能科技股份有限公司 应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制方法及电路
US11799382B2 (en) 2021-03-03 2023-10-24 Semiconductor Components Industries, Llc Resonant converter with dual-mode control
JP2023076204A (ja) * 2021-11-22 2023-06-01 株式会社日立製作所 電力変換装置および電力変換装置の制御方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090184698A1 (en) 2008-01-22 2009-07-23 Fuji Electric Device Technology Co., Ltd. Switching power supply
JP2009183138A (ja) 2008-01-31 2009-08-13 Lite-On Technology Corp 共振型ｄｃ／ｄｃコンバータに用いられるコントローラ

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01295675A (ja) 1988-05-19 1989-11-29 Fuji Electric Co Ltd 直流電源装置用スナバ回路
US4951185A (en) * 1989-07-13 1990-08-21 General Electric Company Resonant inverter employing frequency and phase modulation using optimal trajectory control
USRE33866E (en) 1989-07-13 1992-03-31 General Electric Company Resonant inverter employing frequency and phase modulation using optimal trajectory control
JP4217950B2 (ja) 2002-07-26 2009-02-04 富士電機デバイステクノロジー株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
JP2006174571A (ja) * 2004-12-15 2006-06-29 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 電流共振コンバータ
JP2006333690A (ja) 2005-05-30 2006-12-07 Sony Corp 電流共振型電源装置
CN1992493B (zh) 2005-12-30 2011-05-18 艾默生网络能源系统北美公司 一种谐振直流/直流变换器及其控制方法
CN100421342C (zh) * 2006-07-06 2008-09-24 艾默生网络能源有限公司 谐振电路输出特性控制方法
TWI340528B (en) 2007-04-03 2011-04-11 Delta Electronics Inc Resonant converter system and controlling method thereof having relatively better efficiency
JP5691137B2 (ja) * 2008-05-14 2015-04-01 富士電機株式会社 スイッチング電源
JP4618339B2 (ja) * 2008-06-20 2011-01-26 ミツミ電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2010011625A (ja) 2008-06-26 2010-01-14 Tdk-Lambda Corp Ｄｃｄｃコンバータ、スイッチング電源および無停電電源装置
US8847719B2 (en) * 2008-07-25 2014-09-30 Cirrus Logic, Inc. Transformer with split primary winding
US7796404B2 (en) * 2008-10-23 2010-09-14 Lineage Power Corporation LLC converter synchronous FET controller and method of operation thereof
JPWO2010107060A1 (ja) 2009-03-18 2012-09-20 株式会社ウインズ Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8018740B2 (en) 2010-01-07 2011-09-13 Texas Instruments Incorporated LLC soft start by operation mode switching
US8638571B2 (en) * 2010-02-19 2014-01-28 Sparq Systems Inc. Controller for a resonant power converter

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090184698A1 (en) 2008-01-22 2009-07-23 Fuji Electric Device Technology Co., Ltd. Switching power supply
JP2009183138A (ja) 2008-01-31 2009-08-13 Lite-On Technology Corp 共振型ｄｃ／ｄｃコンバータに用いられるコントローラ

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Publication number Publication date
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