DE112019006065T5

DE112019006065T5 - Elektrische energiewandlungsvorrichtung und steuervorrichtung dafür

Info

Publication number: DE112019006065T5
Application number: DE112019006065.1T
Authority: DE
Inventors: Tatsuya Miyazaki; Yuta OKAWAUCHI; Hirotaka Otake; Mamoru Tsuruya
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2018-12-06
Filing date: 2019-11-29
Publication date: 2021-08-19
Also published as: JP2020096517A; JP7305114B2; CN113169661A; CN113169661B

Abstract

Eine Steuervorrichtung 100 wird als Hauptsteuerung einer elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1 verwendet, welche eine Umschalt-Schaltung 10 aufweist, welche Transistoren M1-M4 enthält. Die Steuervorrichtung: subtrahiert von einem Referenzsignal REF, welches gemäß einem Betriebsmodus MODE (PFC/INV) der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1 eingestellt ist, ein Produktsignal (K × I), welches mittels Multiplikation eines Objekt-der-Steuerung elektrischen Stroms I der Umschalt-Schaltung 10 mit einem vorgeschriebenen Koeffizienten K erhalten wird; und generiert, auf der Basis des Berechnungsergebnisses (= REF - K × I), Steuersignale S1-S4 (und folglich Gate-Signale G1-G4) für die Transistoren M1-M4.

Description

Technisches Feld
Die hier offenbarte Erfindung betrifft elektrische Energiewandlungsvorrichtungen und Steuervorrichtungen für diese.
Stand der Technik
11 ist ein Diagramm, welches ein bekanntes Beispiel einer PFC-Schaltung (Leistungsfaktorkorrekturfilter - Power Factor Correction) zeigt, welche elektrische Energie als Wechselstrom in elektrische Energie als Gleichstrom wandelt und dabei eine Verbesserung des Leistungsfaktors erreicht. Eine PFC-Schaltung enthält im Allgemeinen als das Hauptsteuerungsmittel eine analoge Steuervorrichtung X, wie in 11 gezeigt, welche eine PI-Steuerung (proportional-integral) einsetzt, um eine negative Rückkopplung gemäß der Ausgangsspannung, dem Ausgangsstrom und der Eingangsspannung zu erreichen.
Zitationsliste
Patentliteratur
Patentdokument 1: Japanische ungeprüfte Patentanmeldung veröffentlicht als Nr. 2005-218252
Zusammenfassung der Erfindung
Durch die Erfindung zu lösendes Problem
Ungünstigerweise verzeichnet die bekannte analoge Steuervorrichtung X, da diese eine PI-Steuerung einsetzt, starke Schwingungen, bis diese einen stabilen Zustand erreicht, und ist daher schwer zu steuern. Zudem enthält sie eine Spannungsschleife und eine Stromschleife und benötigt somit zwei Kompensatoren (Verstärker XI und X2), woraus eine große Schaltungsbaugröße resultiert. Ferner ist es in einer Hochleistungs-PFC-Schaltung eines Dioden-Brückenlosen-Typs schwierig, ein Steuersignal, welches der Eingangsspannung entspricht, mittels einfacher Spannungsteilung mit Widerständen zu generieren. Dies erfordert einen Transformator, welcher mit der handelsüblichen Netzfrequenz kompatibel ist, um zwischen dem Anwendungsanschluss für die Eingangsspannung und der analogen Steuervorrichtung X bereitgestellt zu sein, und dies erweist sich als nachteilig für eine Größenreduzierung und eine Kostenreduzierung. Diese Probleme lassen sich nicht einfach mittels Austausch der analogen Steuervorrichtung X durch eine digitale Steuervorrichtung lösen, solange eine PI-Regelung angewendet wird.
Andererseits wurde als bekannte Technologie zur Lösung der obigen Probleme eine analoge Steuervorrichtung vorgeschlagen, welche eine negative Rückkopplung mittels Detektieren des Eingangsstroms anstelle der Eingangsspannung erreicht (siehe zum Beispiel Patentdokument 1). Sicherlich hilft diese Technik, einen Kompensator für eine Stromsteuerung wegzulassen und benötigt zusätzlich kein Steuersignal, welches der Eingangsspannung entspricht. Dies ist hinsichtlich einer Rückkopplungs-Schleifen-Anpassung und einer Schaltungsbaugröße vorteilhaft.
Die analoge Steuervorrichtung des Patentdokuments 1 betrifft jedoch letztlich eine PFC-Schaltung: Sie kann nicht wie sie ist, beispielsweise als das Hauptsteuerungsmittel in einem bidirektionalen Inverter verwendet werden, d.h. eine Schaltung, welche sowohl eine AC-DC-Wandlung (PFC-Betrieb) als auch eine DC-AC-Wandlung (INV [Inverter]-Betrieb) mittels Umschalten des Eingangs und des Ausgangs einer einzigen Schaltung erreicht.
Im Hinblick auf die oben genannten Probleme, auf welche die vorliegenden Erfinder gestoßen sind, ist es eine Aufgabe der hier offenbarten Erfindung, eine Steuervorrichtung bereitzustellen, welche sowohl eine AC-DC-Wandlungs-Schaltung (PFC-Schaltung) als auch eine DC-AC-Wandlungs-Schaltung (Inverter) steuern kann, und eine elektrische Energiewandlungsvorrichtung bereitzustellen, welche eine solche Steuervorrichtung einsetzt.
Mittel zum Lösen des Problems
Gemäß einem Aspekt des hier Offenbarten ist eine Steuervorrichtung konfiguriert, als Hauptsteuerungsmittel in einer elektrischen Energiewandlungsvorrichtung zu dienen, welche eine Umschalt-Schaltung umfasst, welche einen Transistor enthält. Die Steuervorrichtung ist konfiguriert, von einem Referenzsignal, welches gemäß einem Betriebsmodus der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung bestimmt wird, ein multipliziertes Signal zu subtrahieren, welches mittels Multiplizieren eines Steuer-Ziel-Stroms der Umschalt-Schaltung mittels eines vorgeschriebenen Koeffizienten erhalten wird, um, basierend auf dem Ergebnis der Subtraktion, ein Steuersignal für den Transistor zu generieren (eine erste Konfiguration).
In der Steuervorrichtung gemäß der ersten Konfiguration ist vorzugsweise die Umschalt-Schaltung konfiguriert, eine PFC-Schaltung zu sein, das Referenzsignal konfiguriert, einen konstanten Wert aufzuweisen, und der Steuer-Ziel-Strom konfiguriert, ein Eingangsstrom zu sein (eine zweite Konfiguration).
In der Steuervorrichtung gemäß der ersten Konfiguration ist vorzugsweise die Umschalt-Schaltung konfiguriert, ein Inverter zu sein, das Referenzsignal konfiguriert, ein Sinuskurven-Signal zu sein, und der Steuer-Ziel-Strom konfiguriert, ein Ausgangsstrom zu sein (eine dritte Konfiguration).
In der Steuervorrichtung gemäß der ersten Konfiguration ist vorzugsweise die Umschalt-Schaltung konfiguriert, ein bidirektionaler Inverter zu sein; die Kurvenform des Referenzsignals konfiguriert, geändert zu werden, wenn eine Erregungsrichtung umgeschaltet wird, sodass während einer AC-DC-Wandlung das Referenzsignal einen konstanten Wert aufweist und während einer DC-AC-Wandlung das Referenzsignal ein Sinuskurven-Signal ist; und, als der Steuer-Ziel-Strom der Strom, welcher an dem gleichen Knoten in der Umschalt-Schaltung fließt, konfiguriert, sowohl während einer AC-DC- als auch einer DC-AC-Wandlung überwacht zu werden, sodass der Steuer-Ziel-Strom ein Eingangsstrom während einer AC-DC-Wandlung ist und ein Ausgangsstrom während einer DC-AC-Wandlung ist (eine vierte Konfiguration).
Die Steuervorrichtung gemäß der zweiten oder vierten Konfiguration ist vorzugsweise ferner konfiguriert, dem Referenzsignal ein Modulationssignal zu überlagern, um eine Verzerrung im Eingangsstrom zu generieren (eine fünfte Konfiguration).
Die Steuervorrichtung gemäß der dritten oder vierten Konfiguration ist vorzugsweise ferner konfiguriert, auf das Referenzsignal ein Modulationssignal zum Ausgleichen einer Verzerrung in dem Laststrom, welcher von einer marktüblichen Energiequelle durch eine andere Last fließt, zu überlagern (eine sechste Konfiguration).
In der Steuervorrichtung gemäß der dritten oder vierten Konfiguration ist vorzugsweise die Frequenz des Referenzsignals konfiguriert eine Frequenz zu sein, welche im Ausgangsstrom benötigt wird, und der Koeffizient konfiguriert ein Wert zu sein, welcher das multiplizierte Signal im Vergleich zum Referenzsignal vernachlässigbar niedrig macht (eine siebte Konfiguration).
Gemäß einem anderen Aspekt des hier Offenbarten enthält ein bidirektionaler Inverter: eine Kondensatorbrücke, welche konfiguriert ist, zumindest zwei Kondensatoren zu enthalten, welche in Reihe zwischen ersten und zweiten DC-Knoten verbunden sind; erste und zweite Transistorbrücken, welche jeweils konfiguriert sind, zwei Transistoren zu enthalten, welche in Reihe zwischen den ersten und zweiten DC-Knoten verbunden sind; erste und zweite bidirektionale Schalter, welche konfiguriert sind, zwischen einem Mittelpunktsknoten der Kondensatorbrücke und Ausgangsknoten der ersten und zweiten Transistorbrücken jeweils verbunden zu sein; eine Drossel, welche konfiguriert ist, zwischen dem Transformator und einem AC-Knoten verbunden zu sein; und einen Kondensator, welcher konfiguriert ist, zwischen dem AC-Knoten und dem Mittelpunktsknoten der Kondensatorbrücke verbunden zu sein. Die ersten und zweiten Transistorbrücken sind konfiguriert, mit einer 180 Grad Phasendifferenz zwischen ihnen betrieben zu werden (eine achte Konfiguration).
In dem bidirektionalen Inverter gemäß der achten Konfiguration sind die ersten und zweiten Transistorbrücken, die ersten und zweiten bidirektionalen Schalter, der Transformator, die Drossel, und der Kondensator in drei Phasen konfiguriert (eine neunte Konfiguration).
In dem bidirektionalen Inverter gemäß der achten oder neunten Konfiguration sind vorzugsweise der Transformator und die Drossel als transformatorgekoppelte Drossel konfiguriert, welche Funktionen von beiden aufweist (eine zehnte Konfiguration).
In dem bidirektionalen Inverter gemäß einer der achten bis neunten Konfigurationen sind vorzugsweise der Transistor und die ersten und zweiten bidirektionalen Schalter jeweils aus einem Wide-Band-Gap-Halbleiter ausgebildet (eine elfte Konfiguration).
Gemäß einem weiteren Aspekt des hier Offenbarten enthält eine elektrische Energiewandlungsvorrichtung: einen bidirektionalen Inverter gemäß einer der achten bis elften Konfigurationen; und eine Steuervorrichtung gemäß einer der ersten bis achten Konfigurationen, welche konfiguriert ist, als Hauptsteuerungsmittel in dem bidirektionalen Inverter zu dienen.
Vorteilhafte Effekte der Erfindung
Gemäß der hier offenbarten Erfindung ist es möglich, eine Steuervorrichtung bereitzustellen, welche sowohl eine AC-DC-Wandlungs-Schaltung (PFC-Schaltung) als auch eine DC-AC-Wandlungs-Schaltung (Inverter) steuern kann, und eine elektrische Energiewandlungsvorrichtung bereitzustellen, welche eine solche Steuervorrichtung einsetzt.
Figurenliste

1 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel einer elektrischen Energiewandlungsvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt;
2 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel eines PFC-Betriebs (AC zu DC) zeigt;
3 ist ein Diagramm, welches Eingangs- und Ausgangskurvenformen während eines PFC-Betriebs zeigt;
4 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel eines INV-Betriebs (DC zu AC) zeigt;
5 ist ein Diagramm, welches Eingangs- und Ausgangskurvenformen während eines INV-Betriebs zeigt;
6 ist ein Diagramm, welches ein erstes Modulationsbeispiel eines Referenzsignals zeigt;
7 ist ein Diagramm, welches ein zweites Modulationsbeispiel eines Referenzsignals zeigt;
8 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel einer elektrischen Energiewandlungsvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt;
9 ist ein Diagramm, welches ein modifiziertes Beispiel der zweiten Ausführungsform zeigt;
10 ist ein Diagramm, welches ein Konfigurationsbeispiel einer Steuervorrichtung zeigt, welche in der zweiten Ausführungsform verwendet wird; und
11 ist ein Diagramm, welches ein bekanntes Beispiel einer PFC-Schaltung zeigt.

Beschreibung von Ausführungsformen
<Elektrische Energiewandlungsvorrichtung (erste Ausführungsform)>
1 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel einer elektrischen Energiewandlungsvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt. Die elektrische Energiewandlungsvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform enthält eine Umschalt-Schaltung 10, eine Ansteuerungs-Schaltung 20, und eine digitale Steuervorrichtung 100.
Die Umschalt-Schaltung 10 ist ein bidirektionaler Inverter, welcher mittels Umschalten von Eingang und Ausgang (d.h. mittels Umschalten der Erregungsrichtung) sowohl eine AC-DC-Wandlung (PFC-Betrieb) als auch eine DC-AC-Wandlung (INV-Betrieb) erreicht. Die Umschalt-Schaltung 10 enthält Transistoren M1 bis M4 (alle n-Kanal-MOSFETs in 1), Kondensatoren C1 und C2 und eine Spule L1.
Die jeweiligen Drains der Transistoren M1 und M3 sind mit einem Knoten DC1 verbunden. Die Source des Transistors M1 und der Drain des Transistors M2 sind mit dem ersten Anschluss der Spule L1 verbunden. Der zweite Anschluss der Spule L1 ist mit einem Knoten AC1 verbunden. Die Source des Transistors M3 und der Drain des Transistors M4 sind mit einem Knoten AC2 verbunden. Die jeweiligen Sources der Transistoren M2 und M4 sind mit einem Knoten DC2 verbunden. Der Kondensator C1 ist zwischen den Knoten AC1 und AC2 verbunden. Der Kondensator C2 ist zwischen den Knoten DC1 und DC2 verbunden.
Die jeweiligen Gates der Transistoren M1 bis M4 werden jeweils mit den Gate-Signalen G1 und G4 gespeist. Die Transistoren M1 und M4 sind jeweils EIN, wenn die Gate-Signale G1 bis G4 auf High-Level sind, und sind jeweils AUS, wenn die Gate-Signale G1 bis G4 auf Low-Level sind. Die Transistoren M1 und M2 schalten gemäß den Gate-Signalen G1 und G2 jeweils komplementär ein und aus. Die Transistoren M3 und M4 schalten gemäß den Gate-Signalen G3 und G4 jeweils komplementär ein und aus. In der vorliegenden Offenbarung sollte der Begriff „komplementär“ so verstanden werden, dass dieser nicht nur einen Betrieb abdeckt, bei welchem die EIN/AUS-Zustände der beteiligten Transistoren vollständig vertauscht sind, sondern auch einen Betrieb, bei welchem ein Gleichzeitig-AUS-Zeitraum (eine so genannte Totzeit) bereitgestellt wird, um einen Durchstrom zu verhindern.
Die Ansteuerungs-Schaltung 20 ist ein Schaltungsblock zum Erzeugen der Gate-Signale G1 bis G4 gemäß Steuersignalen S1 bis S4, und enthält Gate-Treiber 21 bis 24. Die Gate-Treiber 21 bis 24 erhöhen jeweils die Stromkapazität der Steuersignale S1 bis S4, um die Gate-Signale G1 bis G4 zu generieren.
Die digitale Steuervorrichtung 100 ist das Hauptsteuerungsmittel in der Umschalt-Schaltung 10 (und damit der gesamten elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1) und enthält als verschiedene Funktionsblöcke einen Referenzsignal-Setzer 101, einen Koeffizienten-Setzer 102, einen Multiplizierer 103, einen Addierer 104, einen Pulsweitenmodulator 105, einen Nulldurchgangsdetektor 106, und einen Signalumschalter 107. Diese Funktionsblöcke sind auf Softwarebasis mittels Steuerprogrammen implementiert, welche auf der digitalen Steuervorrichtung 100 ablaufen. Die digitale Steuervorrichtung 100 kann durch eine analoge Steuervorrichtung ausgetauscht werden, welche gleichwertige Funktionen aufweist.
Der Referenzsignal-Setzer 101 bestimmt ein Referenzsignal REF gemäß einem Betriebsmodus-Setzsignal MODE (ein Steuersignal zum Umschalten des Betriebsmodus der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1 auf entweder PFC-Betrieb oder INV-Betrieb).
Der Koeffizienten-Setzer 102 bestimmt einen Koeffizienten K und gibt diesen an den Multiplizierer 103 aus.
Der Multiplizierer 103 multipliziert den Steuer-Ziel-Strom I, welcher durch die Umschalt-Schaltung 10 (am Knoten AC2 in 1) fließt, mit dem Koeffizienten K, um ein multipliziertes Signal (= K x I) auszugeben. Die digitale Steuervorrichtung 100 überwacht als den Steuer-Ziel-Strom I den Strom, welcher sowohl während eines PFC-Betriebs (AC-DC-Wandlung) als auch während eines INV-Betriebs (DC-AC-Wandlung) am selben Knoten (Knoten AC2 in 1) in der Umschalt-Schaltung 10 fließt. Wie später noch näher beschrieben wird, ist während eines PFC-Betriebs (AC-DC-Wandlung) der Steuer-Ziel-Strom I ein Eingangsstrom Iin und während eines INV-Betriebs (DC-AC-Wandlung) ist der Steuer-Ziel-Strom I ein Ausgangsstrom Iout.
Der Addierer 104 (im Beispiel von 1, der Subtrahierer) subtrahiert vom Referenzsignal REF das multiplizierte Signal (= K × I), um ein Differenzsignal (= REF - K × I) auszugeben.
Der Pulsweitenmodulator 105 vergleicht das Differenzsignal (= REF - K × I) mit einem Slopesignal (nicht dargestellt) mit einer dreieckigen oder sägezahnförmigen Kurvenform, um ein Pulsweitenmodulationssignal PWM (und ein invertiertes Pulsweitenmodulationssignal PWMB mit dem im Vergleich dazu invertierten logischen Level) auszugeben.
Der Nulldurchgangsdetektor 106 detektiert den Umpolungszeitpunkt (Nulldurchgangszeitpunkt) einer Wechselstromspannung (d.h. die Eingangsspannung Vin während eines PFC-Betriebs oder die Ausgangsspannung Vout während eines INV-Betriebs), welche zwischen den Knoten AC1 und AC2 anliegt, um in Synchronisation mit der Umpolung ein Nulldurchgangssignal ZX (und ein invertiertes Nulldurchgangssignal ZXB mit dem dazu invertierten logischen Level) zu generieren. Konkreter ist das Nulldurchgangssignal ZX auf High-Level, wenn die Wechselstromspannung eine positive Polarität aufweist, und ist auf Low-Level, wenn die Wechselstromspannung eine negative Polarität aufweist. Somit ist, wenn die Wechselstromspannung eine marktübliche Wechselstromspannung in Japan ist, das Nulldurchgangssignal ZX ein Impulssignal von 50 Hz oder 60 Hz. Eines der Nulldurchgangssignal ZX und das invertierte Nulldurchgangssignal ZXB wird als Steuersignal S3 ausgegeben, und das andere der beiden wird als Steuersignal S4 ausgegeben. Der Umpolungszeitpunkt der Wechselstromspannung kann unter Verwendung eines Optokopplers oder ähnlichem erkannt werden.
Der Signalumschalter 107 gibt gemäß dem Nulldurchgangssignal ZX eines der Pulsweitenmodulationssignale PWM und das invertierende Pulsweitenmodulationssignal PWMB als das Steuersignal S1 aus. Der Signalumschalter 107 gibt auch das Steuersignal S2 (S1B) mit dem invertierten logischen Level im Vergleich zum Steuersignal S1 aus. Somit ist zum Beispiel, wenn ZX = L ist, S1 = PWM und S2 = PWMB. Wenn hingegen ZX = H ist, ist S1 = PWMB und S2 = OWM.
Auf diese Weise subtrahiert die digitale Steuervorrichtung 100 von dem Referenzsignal RES, welches gemäß dem Betriebsmodus der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1 (d.h. dem Betriebsmodus-Setzsignal MODE) bestimmt wird, das multiplizierte Signal (K × I), welches mittels Multiplikation des Steuer-Ziel-Stroms I der Umschalt-Schaltung 10 mit einem vorgegebenen Koeffizienten K erhalten wird, um basierend auf dem Berechnungsergebnis (= REF - K × I) die Steuersignale S1 und S2 für die Transistoren M1 und M2 zu generieren. Der PFC-Betrieb und der INV-Betrieb in der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1 werden nachstehend separat und konkret diskutiert.
<PFC-Betrieb (AC zu DC)>
2 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel eines PFC-Betriebs (AC zu DC) in der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1 zeigt. In 2 ist eine Wechselstromenergiequelle E1, welche elektrische Energie als Wechselstrom liefert (eine Eingangsspannung Vin, ein Eingangsstrom Iin), zwischen den Knoten AC1 und AC2 verbunden. Zwischen den Knoten DC1 und DC2 ist eine Gleichstrom-Last Z1 verbunden, welche mit elektrischer Energie als Gleichstrom (eine Ausgangsspannung Vout, ein Ausgangsstrom Iout) beliefert wird. Die Umschalt-Schaltung 10 funktioniert dabei als PFC-Schaltung (Hochsetzsteller), welche elektrische Energie als Wechselstrom in elektrische Energie als Gleichstrom wandelt.
Wie in 2 gezeigt, wird während eines PFC-Betriebs das Referenzsignal REF bei einem konstanten Wert bestimmt, und der Eingangsstrom |Iin| (d. h. der Absolutwert der Eingangsspannung Iin) wird als der Steuer-Ziel-Strom eingegeben. Der Koeffizient K wird variabel gesteuert, sodass die Ausgangsspannung Vout auf einem konstanten Wert bleibt. Konkret kann der Koeffizient K gemäß z.B. der Differenz zwischen einem widerstandsgeteilten Wert der Ausgangsspannung Vout und einem vorbestimmten Ziel-Ausgangs-Wert variabel gesteuert werden.
Während eines PFC-Betriebs werden nur die Transistoren M1 und M2 auf PWM-Basis betrieben, während die Transistoren M3 und M4 zur Verwendung als Dioden AUS gehalten werden. Somit ist es möglich, die Stromrichtung konstant zu halten und einen Rückstrom zu verhindern. Für eine höhere Effizienz werden die Transistoren M3 und M4 bei einer niedrigen Frequenz betrieben. In diesem Fall wird das Nulldurchgangssignal ZX als das Steuersignal S4 ausgegeben, und das invertierte Nulldurchgangssignal ZXB wird als das Steuersignal S3 ausgegeben. Als Ergebnis wird einer der Transistoren M3 und M4 (nur der Schalter zum Speichern von elektrischer Energie in der Drossel L1) betrieben.
Als nächstes wird das Prinzip eines PFC-Betriebs beschrieben. Sei die Eingangsspannung Vin, die Ausgangsspannung Vout, der Umschalt-Zeitraum T, und der EIN-Zeitraum und der AUS-Zeitraum des Transistors jeweils Ton und Toff (hier ist der EIN-Zeitraum in Bezug auf einen ansteuerungsseitigen Transistor definiert, welcher AUS ist, wenn der rückseitige Transistor in einem leitenden Zustand ist), dann gelten die folgenden Formeln (1) bis (3):
$Vin \times Ton = (Vout - Vin) \times Toff$
$Vin \times (T - Toff) = (Vout - Vin) \times Toff$
$Vin \times T = Vout \times Toff$
Aus der obigen Formel (3) geht hervor, dass, wenn der Umschalt-Zeitraum T und die Ausgangsspannung Vout konstant sind, die Eingangsspannung Vin proportional zum AUS-Zeitraum Toff ist. Wenn hier der Eingangsstrom Iin die gleiche Kurvenform wie die Eingangsspannung Vin aufweist, sollte auch der Eingangsstrom Iin proportional zum AUS-Zeitraum Toff sein. Somit ist es mittels Steuern des Eingangsstroms Iin, sodass dieser proportional zum AUS-Zeitraum Toff ist, möglich, den Eingangsstrom Iin mit der gleichen Kurvenform wie die Eingangsspannung Vin zu erhalten. Zusätzlich kann mittels Setzen des Koeffizienten K, sodass die Ausgangsspannung Vout konstant bleibt, ein PFC-Betrieb erreicht werden.
3 ist ein Diagramm, welches die Eingangs- und Ausgangskurvenformen während eines PFC-Betriebs zeigt, und veranschaulicht, von oben nach unten, die Eingangsspannung Vin, den Eingangsstrom Iin, und die Ausgangsspannung Vout. Wie aus 3 ersichtlich, wird durch den PFC-Betrieb der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1 elektrische Energie als Wechselstrom in elektrische Energie als Gleichstrom gewandelt.
<INV-Betrieb (DC zu AC)>
4 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel eines INV-Betriebs (DC zu AC) in der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1 zeigt. In 4 ist eine Gleichstromenergiequelle E2, welche elektrische Energie als Gleichstrom liefert (eine Eingangsspannung Vin, ein Eingangsstrom Iin), zwischen den Knoten DC1 und DC2 verbunden. Zwischen den Knoten AC1 und AC2 ist eine Wechselstromlast Z2 verbunden, welche mit einem Wechselstrom (eine Ausgangsspannung Vout, ein Ausgangsstrom Iout) gespeist wird. Das heißt, der Eingang und der Ausgang der Umschalt-Schaltung 10 sind im Vergleich zu dem, was in 2 gezeigt ist und worauf zuvor Bezug genommen wurde, umgedreht. Die Umschalt-Schaltung 10 funktioniert hier als Inverter, welcher elektrische Energie als Gleichstrom in elektrische Energie als Wechselstrom wandelt.
Wie in 4 gezeigt, wird z. B. während eines INV-Betriebs das Referenzsignal REF als Sinuskurven-Signal (oder als vollwellengleichgerichtetes Sinuskurven-Signal) bestimmt, und der Ausgangsstrom |Iout| (d. h. der Absolutwert der Ausgangsspannung Iout) wird als Steuer-Ziel-Strom eingegeben. Im Falle eines Regenerations-Inverters, bei welchem regenerierte elektrische Energie in eine Wechselstromenergiequelle zurückgeführt wird, kann das Referenzsignal REF als in Synchronisation mit dem Nulldurchgangssignal ZX bestimmt werden. Andererseits kann in einem Fall eines unabhängigen Inverters ein Sinuskurven-Signal mit einer gewünschten Frequenz generiert werden. Der Koeffizient K wird variabel gesteuert, sodass die Ausgangsspannung |Vout|_mw (d. h. der absolute Mittelwert der Ausgangsspannung Vout) auf einem konstanten Wert bleibt. Konkret kann der Koeffizient K gemäß z. B. der Differenz zwischen dem Mittelwert der vollwellengleichgerichteten Ausgangsspannung Vout und einem vorbestimmten Ziel-Ausgangs-Wert variabel gesteuert werden. Während des INV-Betriebs wird das invertierte Nulldurchgangssignal ZXB als das Steuersignal S3 ausgegeben und das Nulldurchgangssignal ZX als das Steuersignal S4 ausgegeben. Dies ist nur ein Beispiel für einen Betrieb und stellt keine Einschränkung dar; jede Steuerung kann angewendet werden, solange diese eine Sinuswelle ausgibt.
Als nächstes wird das Prinzip eines INV-Betriebs beschrieben. Sei die Eingangsspannung Vin, die Ausgangsspannung Vout, der Umschalt-Zeitraum T, und der EIN-Zeitraum und der AUS-Zeitraum des Transistors jeweils Ton und Toff (hier ist der EIN-Zeitraum in Bezug auf einen ansteuerungsseitigen Transistor definiert, welcher AUS ist, wenn der rückseitige Transistor in einem leitenden Zustand ist), dann gelten die folgenden Formeln (4) bis (6):
$(Vin - Vout) \times Ton = Vout \times Toff$
$(Vin - Vout) \times Ton = Vout \times (T - Ton)$
$Vin \times Ton = Vout \times T$
Aus der obigen Formel (6) geht hervor, dass, wenn der Umschalt-Zeitraum T und die Eingangsspannung Vin konstant sind, die Ausgangsspannung Vout proportional zum EIN-Zeitraum Ton ist. Somit sollte in einem Fall eines unabhängigen Inverters, wenn der Ausgangsstrom Iout die gleiche Kurvenform wie die Ausgangsspannung Vout aufweist, auch der Ausgangsstrom Iout proportional zum EIN-Zeitraum Ton sein. Somit ist es mittels Steuern des Ausgangsstroms Iout, sodass dieser proportional zum EIN-Zeitraum Ton ist, möglich, den Ausgangsstrom Iout mit der gleichen Kurvenform wie die Ausgangsspannung Vout zu erhalten. Bei dieser Steuerung wird jedoch mit zunehmendem Ausgangsstrom Iout der EIN-Zeitraum Ton proportional länger. Dies ist eine positive Rückkopplungsregelung, welche den INV-Betrieb unmöglich macht.
Wenn der Ausgangsstrom Iout zunimmt, ist es somit erforderlich, den EIN-Zeitraum Ton zu verkürzen. Um eine solche negative Rückkopplungsregelung zu erreichen, kann das Referenzsignal REF bestimmt werden, die gleiche Kurvenform (eine Sinuskurve, wenn die Ausgangsspannung Vout eine Sinuskurve aufweist) wie die Ausgangsspannung Vout im Voraus aufzuweisen und der EIN-Zeitraum Ton kann basierend auf dem Differenzsignal (= REF - K × Iout), welches mittels Subtraktion des multiplizierten Signals (= K × Iout), welches proportional zum Ausgangsstrom Iout ist, von dem Referenzsignal REF erhalten wird, gesteuert werden.
Das Referenzsignal REF ist eine Sinuskurve. Wenn der Ausgangsstrom Iout eine Sinuskurve ist, ist das multiplizierte Signal (= K × Iout), welches proportional dazu ist, ebenfalls eine Sinuskurve. Somit ist auch das Differenzsignal (= REF - K × Iout), welches mittels Subtraktion des multiplizierten Signals (= K × Iout) vom Referenzsignal REF erhalten wird, eine Sinuskurve, und somit ist auch der Ausgangsstrom Iout, welcher basierend auf dem Differenzsignal gesteuert wird, eine Sinuskurve. In diesem Fall verkürzt sich mit zunehmendem Ausgangsstrom Iout der EIN-Zeitraum Ton. Somit wird eine negative Rückkopplungsregelung erreicht, welche einen stabilen INV-Betrieb ermöglicht. Es ist auch möglich, den Ausgangsstrom Iout mittels Änderung des Koeffizienten K einzustellen.
Wenn die elektrische Energiewandlungsvorrichtung 1 als Regenerations-Inverter (d.h. als Energiesystemkopplungs-Inverter zur Kopplung mit einem marktüblichen Wechselstrom-Energieversorgungssystem) verwendet wird, wird diese mit dem Referenzsignal REF betrieben, welches mittels Detektion des Nulldurchgangs und der Polarität der Wechselstromspannung generiert wird. In einem Fall, in welchem die Ausgangsspannung des Regenerations-Inverters, mittels Betrieb nur der Schalter zur Ausspeisung elektrischer Energie, während die anderen Schalter AUS bleiben, sanft gestartet wird, ist es möglich, ein sicheres Hochfahren zu erreichen, ohne einen Rückstrom zu bewirken. Es ist auch möglich, einen Verlust mittels Durchführung einer Synchrongleichrichtung mit den anderen Schaltern zu reduzieren, nachdem die Ausgangsspannung gleich einer vorbestimmten Spannung (d.h. dem Spannungswert des verbundenen Wechselstroms) wird.
Andererseits, wenn die elektrische Energiewandlungsvorrichtung 1 als unabhängiger Inverter verwendet wird (d.h. ein gemeinsamer Inverter, welcher mit einer Wechselstrom-Last Z2 verbunden ist), kann die Frequenz des Referenzsignals REF bestimmt werden, gemäß der Spezifikation der Wechselstrom-Last Z2, eine Frequenz zu sein, welche im Ausgangsstrom Iout benötigt wird. Der Koeffizient K kann bestimmt werden, ein Wert zu sein, welcher das multiplizierte Signal (= K × Iout) im Vergleich zum Referenzsignal REF vernachlässigbar niedrig macht (zum Beispiel K = 0).
5 ist ein Diagramm, welches die Eingangs- und Ausgangskurvenformen während eines INV-Betriebs zeigt, und veranschaulicht, von oben nach unten, die Eingangsspannung Vin, den Ausgangsspannung Vout, und den Ausgangsstrom Iout. Wie in 5 gezeigt, wird durch den INV-Betrieb der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1, elektrische Energie als Gleichstrom in elektrische Energie als Wechselstrom gewandelt.
<Betriebsmodus-Umschaltung (PFC / INV)>
Wie oben beschrieben, weist die digitale Steuervorrichtung 100 eine Funktion zur dynamischen Änderung der Kurvenform des Referenzsignals REF auf, wenn die Erregungsrichtung umgeschaltet wird, sodass gemäß dem Betriebsmodus-Setzsignal MODE das Referenzsignal REF während des PFC-Betriebs (AC-DC-Wandlung) der Umschalt-Schaltung 10 auf einem konstanten Wert bleibt und das Referenzsignal REF ein Sinuskurven-Signal während des INV-Betriebs (DC-AC-Wandlung) der Umschalt-Schaltung 10 ist.
Mit dieser Funktion ist es möglich, die Umschalt-Schaltung 10 als bidirektionalen Inverter zu betreiben, und somit ist es zum Beispiel möglich, elektrische Energie als Wechselstrom, welche von einer marktüblichen Wechselstromquelle geliefert wird, in elektrische Energie als Gleichstrom zu wandeln, um eine Batterie zu laden, oder, umgekehrt, elektrische Energie als Gleichstrom, welche mittels einer Solarzelle generiert wird, in elektrische Energie als Wechselstrom zur Regeneration in die marktübliche Wechselstromenergiequelle zu wandeln. Es ist auch möglich, Parallelbetrieb und Hot-Swapping zu bewältigen.
Der Betriebsmodus muss nicht notwendigerweise dynamisch umgeschaltet werden. Zum Beispiel, wenn die Umschalt-Schaltung 10 nur als PFC-Schaltung verwendet wird, kann das Referenzsignal REF auf einem konstanten Wert fixiert sein, und wenn die Umschalt-Schaltung 10 nur als unidirektionaler Inverter verwendet wird, kann das Referenzsignal REF fixiert sein, ein Sinuskurven-Signal zu sein.
<Modulation des Referenzsignals >
6 ist ein Diagramm, welches ein erstes Modulationsbeispiel des Referenzsignals REF während eines PFC-Betriebs (DC-DC-Wandlung) zeigt, und veranschaulicht, von oben nach unten, das Referenzsignal REF und den Eingangsstrom Iin. 6 zeigt links die Kurvenformen, welche beobachtet werden, wenn das Referenzsignal REF nicht moduliert ist und rechts die Kurvenformen, welche beobachtet werden, wenn das Referenzsignal REF moduliert ist.
In einem Fall, in welchem eine beabsichtigte Verzerrungskomponente im Eingangsstrom Iin generiert werden muss, kann auf das Referenzsignal REF ein Modulationssignal (d.h. eine Modulationskomponente, welche der Differenz zwischen der Sinuskurven-Stromkurvenform und der gewünschten Stromkurvenform entspricht) zur Erzeugung der Verzerrungskomponente im Eingangsstrom Iin aufgelagert werden.
7 ist ein Diagramm, welches ein zweites Modulationsbeispiel des Referenzsignals REF während eines INV-Betriebs (insbesondere, wenn der Regenerations-Inverter als Verzerrungs-Korrekturvorrichtung verwendet wird) zeigt, und veranschaulicht, von oben nach unten, das Referenzsignal REF, den Eingangsstrom Iin, welcher von der marktüblichen Energiequelle an den Regenerations-Inverter geliefert wird, den Laststrom Iload, welcher durch eine andere Last fließt, und den gesamten Versorgungsstrom Isup von der marktüblichen Energiequelle. 7 zeigt links die Kurvenformen, welche beobachtet werden, wenn das Referenzsignal REF nicht moduliert ist und rechts die Kurvenformen, welche beobachtet werden, wenn das Referenzsignal REF moduliert ist.
Wenn eine unbeabsichtigte Verzerrungskomponente im Laststrom Iload generiert wird, wird auf das Referenzsignal REF ein Modulationssignal (d.h. eine Modulationskomponente zur Durchleitung eines Stroms in umgekehrter Richtung zu der eben genannten Verzerrungskomponente) zum Ausgleichen der Verzerrungskomponente aufgelagert, um auch im Eingangsstrom Iin eine beabsichtigte Verzerrungskomponente zu generieren. Ein Aufaddieren des Eingangsstroms Iin und des Laststroms Iload resultiert darin, dass der gesamte Versorgungsstrom Isup ein Sinuskurvenstrom ist. Mit einer solchen Modulation ist es zum Beispiel möglich, höhere harmonische Komponenten im Laststrom Iload zu unterdrücken, um zu verhindern, dass ein verzerrter Strom ausgespeist wird.
<Elektrische Energiewandlungsvorrichtung (zweite Ausführungsform)>
8 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel einer elektrischen Energiewandlungsvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt. In der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 11 der zweiten Ausführungsform wird als Umschalt-Schaltung 10 ein bidirektionaler Inverter vom Typ dreiphasiger TL-NPC (Trans-Linked Neutral-Point-Clamped) verwendet.
Konkret enthält die Umschalt-Schaltung 10 zum Beispiel Kondensatoren C11 und C12, Schalt-Schaltungsblöcke 11 bis 13 in einer dreiphasigen Konfiguration, und Kondensatoren C21 bis C23.
Der Umschalt-Schaltungsblock 11 enthält Transistoren M11 und M12 (von einem n-Kanal-Typ), Transistoren M21 und M22 (von einem n-Kanal-Typ), bidirektionale Schalter SW1 und SW2 (von einem n-Kanal-Typ), einen Transformator TR11 und eine Drossel L11.
Die Umschalt-Schaltungsblöcke 12 und 13 sind jeweils ähnlich konfiguriert wie der Umschalt-Schaltungsblock 11, und daher wird keine überlappende Beschreibung wiederholt. In 8 sind die Ansteuerungs-Schaltung 20 und die digitale Steuervorrichtung 100 der Einfachheit halber nicht veranschaulicht, diese werden aber später detailliert beschrieben.
Die Kondensatoren C11 und C12 sind zwischen den Knoten DC11 und DC12 in Reihe verbunden, und funktionieren als Kondensatorbrücke, in welcher der Verbindungsknoten zwischen den Kondensatoren C11 und C12 als Wechselstrom-Neutralpunkt dient (d.h. ein Anwendungs-Anschluss für eine Neutralpunkt-Spannung VC). In einem Fall, in welchem die Kondensatoren C11 und C12 einen gleichen Kapazitätswert aufweisen, ist VC = (DC11 - DC12) / 2.
Der Drain des Transistors M11 ist mit dem Knoten DC11 verbunden. Die Source des Transistors M11 ist mit dem Drain des Transistors M12 verbunden. Die Source des Transistors M12 ist mit dem Knoten DC12 verbunden. Die jeweiligen Gates der Transistoren M11 und M12 werden mit Gate-Signalen G11 bzw. G12 gespeist. Die Transistoren M11 und M12 sind jeweils EIN, wenn die Gate-Signale G11 und G12 auf High-Level sind, und sind jeweils AUS, wenn die Gate-Signale G1 1 und G12 auf Low-Level sind. Somit sind die Transistoren M11 und M12 zwischen DC11 und DC12 in Reihe verbunden, und funktionieren als eine erste Transistorbrücke.
Der Drain des Transistors M21 ist mit dem Knoten DC11 verbunden. Die Source des Transistors M21 ist mit dem Drain des Transistors M22 verbunden. Die Source des Transistors M22 ist mit dem Knoten DC12 verbunden. Die jeweiligen Gates der Transistoren M21 und M22 werden jeweils mit Gate-Signalen G21 und G22 gespeist. Die Transistoren M21 und M22 sind jeweils EIN, wenn die Gate-Signale G21 und G22 auf High-Level sind, und sind jeweils AUS, wenn die Gate-Signale G21 und G22 auf Low-Level sind. Somit sind die Transistoren M21 und M22 zwischen DC11 und DC12 in Reihe verbunden, und funktionieren als eine zweite Transistorbrücke.
Die erste Transistorbrücke (d. h. die Transistoren M11 und M12) und die zweite Transistorbrücke (die Transistoren M21 und M22) werden mit einer vorbestimmten Phasendifferenz θ (z. B. einer Phasendifferenz, welche einer Hälfte des Zeitraums entspricht, d. h. θ = π(180°)) zwischen ihnen angesteuert.
Der bidirektionale Schalter SW1 ist zwischen dem Mittelpunktsknoten der Kondensatorbrücke (d.h., dem Verbindungsknoten zwischen den Kondensatoren C11 und C12) und dem Ausgangsknoten der ersten Transistorbrücke (d.h., dem Verbindungsknoten zwischen den Transistoren M11 und M12) verbunden. Das Gate des bidirektionalen Schalters SW1 wird mit einem Gate-Signal G13 gespeist. Der bidirektionale Schalter SW1 ist EIN, wenn das Gate-Signal G13 auf High-Level ist, und ist AUS, wenn das Gate-Signal G13 auf Low-Level ist.
Der bidirektionale Schalter SW2 ist zwischen dem Mittelpunktsknoten der Kondensatorbrücke (d.h., dem Verbindungsknoten zwischen den Kondensatoren C11 und C12) und dem Ausgangsknoten der zweiten Transistorbrücke (d.h., dem Verbindungsknoten zwischen den Transistoren M21 und M22) verbunden. Das Gate des bidirektionalen Schalters SW2 wird mit einem Gate-Signal G23 gespeist. Der bidirektionale Schalter SW2 ist EIN, wenn das Gate-Signal G23 auf High-Level ist, und ist AUS, wenn das Gate-Signal G23 auf Low-Level ist.
Der Transformator TR11 ist zwischen an einem Ende den jeweiligen Ausgangsknoten der ersten und zweiten Transistorbrücken und am anderen Ende mit dem ersten Anschluss der Drossel L11 verbunden. Der zweite Anschluss der Drossel L11 ist mit dem Knoten AC11 verbunden.
In einem Fall, in welchem die Erregerinduktivitäten Lm1 und Lm2 des Transformators TR11 im Vergleich zur Drossel L11 ausreichend hoch sind, können der Transformator TR11 und die Drossel L11 als transformatorgekoppelte Drossel TCR11 (9) konfiguriert sein, welche die Funktionen beider aufweist. In diesem Fall ist die Drossel L11 mittels der Streuinduktivitäten Ls1 und Ls2 der transformatorgekoppelten Drossel TCR11 ausgebildet. Die Knotenspannungen VN1 und VN2, welche zwischen dem gekoppelten Teil der transformatorgekoppelten Drossel TCR11 und den Streuinduktivitäten Ls1 und Ls2 jeweils erscheinen, haben ein Potential, welches im Wesentlichen gleich der Knotenspannung VN ist, welche am Mittelpunktsknoten des Transformators TR11 erscheint.
Die Kondensatoren C21 und C23 sind jeweils zwischen, an einem Ende, den Knoten AC11 bis AC13 und, am anderen Ende, dem Mittelpunktsknoten der Kondensatorbrücke (d.h. dem Verbindungsknoten zwischen den Kondensatoren C11 und C12) verbunden.
Mit der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1 dieser Ausführungsform ist es möglich, den Umschalt-Ausgangs-Level der Transistorbrücke nicht zwischen zwei Levels (+E und -E) von H und L, sondern in mehreren Schritten zu ändern, sodass diese drei (+E, 0 und -E) oder mehr abgestufte Levels aufweisen kann. Somit ist es möglich, die Spannung, welche an der Drossel L11 anliegt, zu reduzieren, und somit in Bezug auf die Drossel L11 eine Größen- und Verlustreduzierung sowie eine Rauschminderung zu erreichen. Es ist auch möglich, die Spannungen, welche an den Transistoren anliegen, zu reduzieren und somit Elemente mit niedriger Stehspannung zu verwenden, welche am Markt leicht verfügbar sind, und einen Umschaltverlust zu reduzieren.
Insbesondere heutzutage werden elektrische Energiewandlungsvorrichtungen in einer Vielzahl von Bereichen eingesetzt, nicht nur in Haushalts- und Industriegeräten, sondern auch in fahrzeugmontierten Geräten. In solchen Anwendungen wird von elektrischen Energiewandlungsvorrichtungen erwartet, dass sie kompakt, leicht und hocheffizient sind, und die Erwartungen sind umso höher, je höher die Energie ist, für welche diese Vorrichtungen bestimmt sind. Dies macht die elektrische Energiewandlungsvorrichtung 1 dieser Ausführungsform geeignet.
10 ist ein Diagramm, welches ein Konfigurationsbeispiel der digitalen Steuervorrichtung 100 zeigt, welche in der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1 der zweiten Ausführungsform verwendet wird. Die digitale Steuervorrichtung 100 dieses Konfigurationsbeispiels basiert auf derjenigen der ersten Ausführungsform ( 1), weist jedoch eine Modifikation auf, welche in der Endstufe des Pulsweitenmodulators 105 vorgenommen wurde. Konkret enthält die digitale Steuervorrichtung 100 dieses Konfigurationsbeispiels anstelle des Signalumschalters 107, welcher zuvor beschrieben wurde, einen Phasenschieber 108 und Signalumschalter 109 und 110.
Der Phasenschieber 108 verschiebt die Phase des Pulsweitenmodulationssignals PWM um eine vorbestimmte Phasendifferenz θ (z. B. eine Phasendifferenz, welche einer Hälfte des Zeitraums entspricht, d. h. θ = π(180°)), um ein Pulsweitenmodulationssignal PWM2 (und ein invertiertes Pulsweitenmodulationssignal PWM2B mit dem im Vergleich dazu invertierten logischen Level) auszugeben.
Der Signalumschalter 109 schaltet die Ausgabeziele des Pulsweitenmodulationssignals PWM und des invertierten Pulsweitenmodulationssignals PWMB gemäß dem Nulldurchgangssignal ZX um.
Zum Beispiel, wenn ZX = H, dann ist S11 = PWM, S12 = L konstant, und S13 = PWMB. Durch diese Signalumschaltung werden, wenn die Wechselstromspannung eine positive Polarität aufweist (ZX = H), der Transistor M11 und der bidirektionale Schalter SW1 komplementär ein- und ausgeschaltet, und der Transistor M12 wird die ganze Zeit über AUS gehalten.
Andererseits, wenn ZX = L, dann ist S11 = L konstant, S12 = PWMB und S13 = PWM. Durch diese Signalumschaltung werden, wenn die Wechselstromspannung eine negative Polarität aufweist (ZX = L), der Transistor M12 und der bidirektionale Schalter SW1 komplementär ein- und ausgeschaltet, und der Transistor M11 wird die ganze Zeit über AUS gehalten.
Der Signalumschalter 110 schaltet die Ausgabeziele des Pulsweitenmodulationssignals PWM2 und des invertierten Pulsweitenmodulationssignals PWM2B gemäß dem Nulldurchgangssignal ZX um.
Zum Beispiel, wenn ZX = H, dann ist S21 = PWM, S22 = L konstant, und S23 = PWMB. Durch diese Signalumschaltung werden, wenn die Wechselstromspannung eine positive Polarität aufweist (ZX = H), der Transistor M21 und der bidirektionale Schalter SW2 komplementär ein- und ausgeschaltet, und der Transistor M22 wird die ganze Zeit über AUS gehalten.
Andererseits, wenn ZX = L, dann ist S21 = L konstant, S22 = PWMB, und S23 = PWM. Durch diese Signalumschaltung werden, wenn die Wechselstromspannung eine negative Polarität aufweist (ZX = L), der Transistor M22 und der bidirektionale Schalter SW2 komplementär ein- und ausgeschaltet, und der Transistor M21 wird die ganze Zeit über AUS gehalten.
<Verwendung von Wide-Band-Gap-Halbleitern (Sic, Gan)>
Zumindest eines der verschiedenen Schaltelemente, welche in der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung 1 verwendet werden, nämlich die Transistoren M1 bis M4 in 1, die Transistoren M11 bis M12 und M21 bis M22 in 8 (und 9), und die bidirektionalen Schalter SW1 und SW2, können aus einem Wide-Band-Gap-Halbleiter (wie einem Halbleiter auf SiC-Basis oder einem Halbleiter auf GaN-Basis) ausgebildet sein.
Im Vergleich zu einem Schaltelement, welches aus einem Halbleiter auf Si-Basis ausgebildet ist, hilft ein Schaltelement, welches aus einem Halbleiter auf SiC-Basis (wie beispielsweise einem SiC-MOSFET), einem Halbleiter auf GaN-Basis (wie beispielsweise einem GaN-HEMT [High-Electron-Mobility-Transistor]) oder ähnlichem ausgebildet ist, parasitäre Kapazitäten, wie beispielsweise die Ausgangskapazität und die Rückkopplungskapazität, zu reduzieren und hilft somit, einen zunehmenden Schaltverlust bei einem Hochfrequenz-Ansteuern zu reduzieren.
Eine Verwendung eines SiC-MOSFETs als eines der oben erwähnten Schaltelemente stellt einen niedrigen Durchlasswiderstand in Kombination mit einer hohen thermischen Leitfähigkeit aufgrund einer vertikalen Struktur bereit. Somit ist es möglich, eine elektrische Energiewandlungsvorrichtung 1 mit hohem Strom und hoher Leistung zu erhalten.
Zudem weist ein SiC-MOSFET einen niedrigen Rück-Recovery-Strom in der Body-Diode auf und weist zusätzlich niedrige parasitäre Kapazitäten auf; dies hilft somit, den Effektivstromwert niedrig zu halten, und hilft, Leitungsverluste in Schaltelementen und Strukturen sowie Kupferverluste in einer transformatorgekoppelten Drossel zu reduzieren.
Wie oben beschrieben, weist ein Schaltelement, welches aus einem Wide-Band-Gap-Halbleiter ausgebildet ist, trotz hoher Stehspannung einen niedrigen Durchlasswiderstand und einen niedrigen Schaltverlust auf, und behält diese Tendenzen zusätzlich relativ gut bei hohen Temperaturen. Dementsprechend kann es in Anwendungen, bei welchen die Eingangsspannung und die Spannungen, welche direkt an Schaltelementen angelegt sind, hoch sind, thermisch ausreichend verträglich betrieben werden.
<Weitere Modifikationen >
Die verschiedenen technischen Merkmale, welche hier offenbart sind, können in jeder anderen Weise als in den oben beschriebenen Ausführungsformen implementiert werden, und ermöglichen alle Modifikationen, welche im Sinne des technischen Erfindungsgeistes vorgenommen werden. Zum Beispiel kann jeder bipolare Transistor durch einen MOS-Feldeffekttransistor ausgetauscht werden und umgekehrt; die logischen Levels eines jeden Signals können invertiert werden. Das heißt, die oben veranschaulichten Ausführungsformen sollten in jeder Hinsicht als illustrativ und nicht restriktiv betrachtet werden, und der technische Umfang der vorliegenden Erfindung sollte so verstanden werden, dass er nicht durch die Beschreibung der oben genannten Ausführungsformen, sondern durch die beigefügten Ansprüche definiert wird und alle Modifikationen umfasst, welche in einem den Ansprüchen entsprechenden Sinn und Umfang vorgenommen werden.
Industrielle Anwendbarkeit
Die hier offenbarten elektrischen Energiewandlungsvorrichtungen finden breite Anwendung in einer Vielzahl von Bereichen, nicht nur in Haushalts- und Industriegeräten, sondern auch in fahrzeugmontierten Geräten.
Bezugszeichenliste

1: elektrische Energiewandlungsvorrichtung
10: Umschalt-Schaltung (bidirektionaler Inverter)
11-13: Umschalt-Schaltungsblock
20: Ansteuerungs-Schaltung
21-24: Gate-Treiber
100: digitale Steuervorrichtung
101: Referenzsignal-Setzer
102: Koeffizienten-Setzer
103: Multiplizierer
104: Addierer
105: Pulsweitenmodulator
106: Nulldurchgangsdetektor
107: Signalumschalter
108: Phasenschieber
109, 110: Signalumschalter
AC1, AC2, AC11-AC13: Knoten (AC-Knoten)
C1, C2, C11, C12, C12-C23: Kondensator
DC1, DC2, DC11, DC12: Knoten (DC-Knoten)
E1, E2: Energiequelle
L1: Spule
L11: Drossel
Lm1, Lm2: Erregerinduktivität
Ls1, Ls2: Streuinduktivität
M1-M4, M11, M12, M21, M22: Transistor
SW1, SW2: bidirektionaler Schalter
TCR11: transformatorgekoppelte Drossel
TR11: Transformator
Z1, Z2: Last

Claims

Steuervorrichtung, welche konfiguriert ist, als Hauptsteuerungsmittel in einer elektrischen Energiewandlungsvorrichtung zu dienen, welche eine Umschalt-Schaltung umfasst, welche einen Transistor enthält, wobei die Steuervorrichtung konfiguriert ist, von einem Referenzsignal, welches gemäß einem Betriebsmodus der elektrischen Energiewandlungsvorrichtung bestimmt wird, ein multipliziertes Signal zu subtrahieren, welches mittels Multiplizieren eines Steuer-Ziel-Stroms der Umschalt-Schaltung mittels eines vorgeschriebenen Koeffizienten erhalten wird, um, basierend auf einem Ergebnis der Subtraktion, ein Steuersignal für den Transistor zu generieren.
Steuervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Umschalt-Schaltung konfiguriert ist, eine PFC-Schaltung (Leistungsfaktorkorrektur) zu sein, das Referenzsignal einen konstanten Wert aufweist, und der Steuer-Ziel-Strom ein Eingangsstrom ist.
Steuervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Umschalt-Schaltung konfiguriert ist, ein Inverter zu sein, das Referenzsignal ein Sinuskurven-Signal ist, und der Steuer-Ziel-Strom ein Ausgangsstrom ist.
Steuervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Umschalt-Schaltung konfiguriert ist, ein bidirektionaler Inverter zu sein, eine Kurvenform des Referenzsignals geändert wird, wenn eine Erregungsrichtung umgeschaltet wird, sodass während einer AC-DC-Wandlung das Referenzsignal einen konstanten Wert aufweist und während einer DC-AC-Wandlung das Referenzsignal ein Sinuskurven-Signal ist, und als der Steuer-Ziel-Strom ein Strom, welcher an einem gleichen Knoten in der Umschalt-Schaltung fließt, konfiguriert ist, sowohl während einer AC-DC- als auch einer DC-AC-Wandlung überwacht zu werden, sodass der Steuer-Ziel-Strom ein Eingangsstrom während einer AC-DC-Wandlung ist und ein Ausgangsstrom während einer DC-AC-Wandlung ist.
Steuervorrichtung gemäß Anspruch 2 oder 4, welche ferner konfiguriert ist, dem Referenzsignal ein Modulationssignal zu überlagern, um eine Verzerrung im Eingangsstrom auszulöschen.
Steuervorrichtung gemäß Anspruch 3 oder 4, welche ferner konfiguriert ist, auf das Referenzsignal ein Modulationssignal zum Ausgleichen einer Verzerrung in einem Laststrom, welcher von einer marktüblichen Energiequelle durch eine andere Last fließt, zu überlagern.
Steuervorrichtung gemäß Anspruch 3 oder 4, wobei eine Frequenz des Referenzsignals eine Frequenz ist, welche im Ausgangsstrom benötigt wird, und der Koeffizient ein Wert ist, welcher das multiplizierte Signal im Vergleich zum Referenzsignal vernachlässigbar niedrig macht.
Bidirektionaler Inverter, umfassend: eine Kondensatorbrücke, welche konfiguriert ist, zumindest zwei Kondensatoren zu enthalten, welche in Reihe zwischen ersten und zweiten DC-Knoten verbunden sind; erste und zweite Transistorbrücken, welche jeweils konfiguriert sind, zwei Transistoren zu enthalten, welche in Reihe zwischen den ersten und zweiten DC-Knoten verbunden sind; erste und zweite bidirektionale Schalter, welche konfiguriert sind, zwischen einem Mittelpunktsknoten der Kondensatorbrücke und Ausgangsknoten der ersten und zweiten Transistorbrücken jeweils verbunden zu sein; eine Drossel, welche konfiguriert ist, zwischen dem Transformator und einem AC-Knoten verbunden zu sein; und einen Kondensator, welcher konfiguriert ist, zwischen dem AC-Knoten und dem Mittelpunktsknoten der Kondensatorbrücke verbunden zu sein, wobei die ersten und zweiten Transistorbrücken konfiguriert sind, mit einer 180 Grad Phasendifferenz dazwischen betrieben zu werden.
Bidirektionaler Inverter gemäß Anspruch 8, wobei die ersten und zweiten Transistorbrücken, die ersten und zweiten bidirektionalen Schalter, der Transformator, die Drossel, und der Kondensator in drei Phasen konfiguriert sind.
Bidirektionaler Inverter gemäß Anspruch 8 oder 9, wobei der Transformator und die Drossel als transformatorgekoppelte Drossel konfiguriert sind, welche Funktionen von beiden aufweist.
Bidirektionaler Inverter gemäß einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei der Transistor und die ersten und zweiten bidirektionalen Schalter jeweils aus einem Wide-Band-Gap-Halbleiter ausgebildet sind.
Elektrische Energiewandlungsvorrichtung, umfassend: einen bidirektionalen Inverter gemäß einem der Ansprüche 8 bis 11; und eine Steuervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, welche konfiguriert ist, als Hauptsteuerungsmittel in dem bidirektionalen Inverter zu dienen.