CN113169661A - 电力转换装置及其控制装置 - Google Patents

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Abstract

一种控制装置(100)，其用作具有包括晶体管(M1‑M4)的开关电路(10)的电力转换装置(1)的控制主体。所述控制装置从根据所述电力转换装置(1)的动作模式(PFC/INV)决定的基准信号，减去通过所述开关电路(10)的控制对象电流(I)乘以规定的系数(K)而获得的乘法信号(K×I)；并且基于该运算结果(＝REF–K×I)来生成所述晶体管(M1‑M4)的控制信号(S1‑S4)(进而，栅极信号(G1‑G4))。

Description

电力转换装置及其控制装置
技术领域
本说明书中公开的发明涉及一种电力转换装置及其控制装置。
背景技术
图11是示出在进行功率因数改善的同时将交流电转换为直流电的PFC(功率因数校正)电路的一周知示例的图。PFC电路通常包括如图11所示的采用PI(比例积分)控制以根据输出电压、输出电流以及输入电压来实现负反馈的模拟控制装置X，作为控制主体。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开第2005-218252号公报
发明内容
发明要解决的课题
令人不便的是，由于周知的模拟控制装置X采用PI控制，在达到稳定状态之前会呈现较大的振动，因此难以控制。此外，由于包括电压回路和电流回路，因此需要两个补偿器(放大器X1、X2)，从而导致电路规模较大。此外，在二极管无桥式大功率PFC电路中，难以通过简单的电阻器分压来生成与输入电压相应的控制信号。这要求在输入电压的施加端与模拟控制装置X之间设置与商用电源频率兼容的变压器，而这证明不利于减小尺寸和降低成本。但凡采用PI控制，就无法通过简单地用数字控制装置代替模拟控制装置X来解决这些问题。
另一方面，作为解决上述问题的周知技术，已提出了一种通过检测输入电流而不是输入电压来实现负反馈的模拟控制装置(例如，参见专利文献1)。确实，该技术有助于省去用于电流控制的补偿器，并且不需要与输入电压相应的控制信号。从反馈回路调整和电路规模的角度而言，这是有利的。
然而，专利文献1的模拟控制装置终究是针对PFC电路的：例如，其不能直接用作双向逆变器中的控制主体，即，通过切换单个开关电路的输入和输出来实现AC-DC转换动作(PFC动作)和DC-AC转换(INV[逆变器]动作)两者的电路。
鉴于本发明人所遇到的上述问题，本说明书中公开的发明的目的在于，提供一种既能够控制AC-DC转换电路(PFC电路)又能够控制DC-AC转换电路(逆变器)的控制装置，并且提供一种采用这种控制装置的电力转换装置。
解决课题的手段
根据本说明书中公开的一方面，提供一种控制装置，其被配置为用作具有包括晶体管的开关电路的电力转换装置中的控制主体。所述控制装置被配置为从根据所述电力转换装置的动作模式决定的基准信号减去通过所述开关电路的控制对象电流乘以规定的系数而得的乘法信号以生成，以基于该减法的结果来生成所述晶体管的控制信号(第一配置)。
在根据第一配置的所述控制装置中，优选地，所述开关电路被配置为是PFC电路，所述基准信号被配置为具有恒定值，并且所述控制对象电流被配置为是输入电流(第二配置)。
在根据第一配置的所述控制装置中，优选地，所述开关电路被配置为是逆变器，所述基准信号被配置为是正弦波信号，并且所述控制对象电流被配置为是输出电流(第三配置)。
在根据第一配置的所述控制装置中，优选地，所述开关电路被配置为是双向逆变器；所述基准信号的波形被配置为在切换通电方向时被改变，以便在AC-DC转换时使所述基准信号具有恒定值，而在DC-AC转换时使所述基准信号为正弦波信号；并且作为所述控制对象电流，流过所述开关电路中的相同节点的电流被配置为在AC-DC转换时以及DC-AC转换时均被监视，使得所述控制对象电流在AC-DC转换时为输入电流，而在DC-AC转换时为输出电流(第四配置)。
根据第二或第四配置的控制装置优选地还被配置为将用于消除所述输入电流的畸变的调制信号叠加于所述基准信号(第五配置)。
根据第三或第四配置的控制装置优选地还被配置为将用于消除从商用电源流过另一负载的负载电流的畸变的调制信号叠加于所述基准信号(第六配置)。
在根据第三或第四配置的控制装置中，优选地，所述基准信号的频率被配置为是所述输出电流所需的频率，并且所述系数被配置为是使所述乘法信号与所述基准信号相比低得可忽略不计的值(第七配置)。
根据本说明书中公开的另一方面，提供一种双向逆变器，包括：电容器桥，其被配置为包括串联连接在第一DC节点与第二DC节点之间的至少两个电容器；第一晶体管桥及第二晶体管桥，其各自被配置为包括串联连接在所述第一DC节点与所述第二DC节点之间的两个晶体管；第一双向开关及第二双向开关，其被配置为分别连接在所述电容器桥的中点节点与所述第一晶体管桥和所述第二晶体管桥的输出节点之间；变压器，其被配置为连接至所述第一晶体管桥和所述第二晶体管桥的输出节点；电抗器，其被配置为连接在所述变压器与AC节点之间；以及电容器，其被配置为连接在所述AC节点与所述电容器桥的中点节点之间。所述第一晶体管桥和所述第二晶体管桥被配置为以所述第一晶体管桥与所述第二晶体管桥之间的180度相位差进行动作(第八配置)。
在根据第八配置的双向逆变器中，所述第一晶体管桥及所述第二晶体管桥、所述第一双向开关及所述第二双向开关、所述变压器、所述电抗器、以及所述电容器被配置为三相(第九配置)。
在根据第八或第九配置的双向逆变器中，优选地，所述变压器和所述电抗器被配置为具有所述变压器和所述电抗器两者的功能的变压器耦合电抗器(第十配置)。
在根据第八至第九配置中任一配置所述的双向逆变器中，优选地，所述晶体管、所述第一双向开关及所述第二双向开关各自由宽带隙半导体形成(第十一配置)。
根据本说明书中公开的又一方面，电力转换装置包括：根据第八至第十一配置中任一配置所述的双向逆变器；以及被配置为用作所述双向逆变器中的控制主体的根据第一至第八配置中任一配置所述的控制装置(第十二配置)。
发明的效果
根据本说明书中公开的发明，可以提供既能够控制AC-DC转换电路(PFC电路)又能够控制DC-AC转换电路(逆变器)的控制装置，并且可以提供采用这种控制装置的电力转换装置。
附图说明
图1是示出第一实施例的电力转换装置的一例的图。
图2是示出PFC动作(AC到DC)的一例的图。
图3是示出PFC动作时的输入及输出波形的图。
图4是示出INV动作(DC到AC)的一例的图。
图5是示出INV动作时的输入及输出波形的图。
图6是示出基准信号的第一调制例的图。
图7是示出基准信号的第二调制例的图。
图8是示出第二实施例的电力转换装置的一例的图。
图9是示出第二实施例的一变形例的图。
图10是示出在第二实施例中使用的控制装置的一配置例的图。
图11是示出PFC电路的一周知示例的图。
具体实施方式
<电力转换装置(第一实施例)>
图1是示出第一实施例的电力转换装置的一例的图。第一实施例的电力转换装置1包括开关电路10、驱动电路20以及数字控制装置100。
开关电路10是通过切换输入和输出(即，通过切换通电方向)来实现AC-DC转换(PFC动作)和DC-AC转换(INV动作)两者的双向逆变器。开关电路10包括晶体管M1至M4(图1中均为n沟道MOSFET)、电容器C1及C2、以及电感器L1。
晶体管M1及M3各自的漏极连接至节点DC1。晶体管M1的源极和晶体管M2的漏极连接至电感器L1的第一端。电感器L1的第二端连接至节点AC1。晶体管M3的源极和晶体管M4的漏极连接至节点AC2。晶体管M2及M4各自的源极连接至节点DC2。电容器C1连接在节点AC1与AC2之间。电容器C2连接在节点DC1与DC2之间。
晶体管M1至M4各自的栅极分别被输入栅极信号G1至G4。晶体管M1至M4在栅极信号G1至G4处于高电平时分别导通，并在栅极信号G1至G4处于低电平时分别截止。晶体管M1和M2分别根据栅极信号G1和G2互补地导通和截止。晶体管M3和M4分别根据栅极信号G3和G4互补地导通和截止。在本公开中，术语“互补地”应被理解为不仅涵盖所涉及的晶体管的导通/截止状态完全逆转的动作，而且还涵盖设有同时截止期间(所谓的空载时间)以防止直通电流的动作。
驱动电路20是用于生成与控制信号S1至S4相对应的栅极信号G1至G4的电路块，并且包括栅极驱动器21至24。栅极驱动器21至24分别提升控制信号S1至S4的电流能力以生成栅极信号G1至G4。
数字控制装置100是开关电路10(进而，整个电力转换装置1)中的控制主体，并且包括基准信号设置器101、系数设置器102、乘法器103、加法器104、脉冲宽度调制器105、零交叉检测器106以及信号切换器107作为各种功能块。这些功能块通过在数字控制装置100上运行的控制程序基于软件实现。数字控制装置100可以被替换为具有等效功能的模拟控制装置。
基准信号设置器101根据动作模式设置信号MODE(用于将电力转换装置的动作模式1切换为PFC动作或INV动作的控制信号)来确定基准信号REF。
系数设置器102确定系数K并将其输出至乘法器103。
乘法器103对流过开关电路10(图1中节点AC2处)的控制对象电流I乘以系数K并输出乘法信号(＝K×I)。数字控制装置100监视PFC动作(AC-DC转换)时和INV动作(DC-AC转换)时两者的流过开关电路10中的相同节点(图1中节点AC2)的电流，作为控制对象电流I。如待详细后述，在PFC动作(AC-DC转换)时，控制对象电流I是输入电流Iin，而在INV动作(DC-AC转换)时，控制对象电流I是输出电流Iout。
加法器104(在图1的示例中为减法器)从基准信号REF减去乘法信号(＝K×I)以输出差分信号(＝REF-K×I)。
脉冲宽度调制器105将差分信号(＝REF-K×I)与三角形或锯齿形波形的斜率信号(未示出)进行比较以输出脉冲宽度调制信号PWM(以及与之相比逻辑电平反转的反转脉冲宽度调制信号PWMB)。
零交叉检测器106检测施加于节点AC1与AC2之间的交流电压(即，PFC动作时的输入电压Vin或INV动作时的输出电压Vout)的极性反转时间点(零交叉时间点)，并生成同步于该极性反转的零交叉信号ZX(以及与之相比逻辑电平反转的反转零交叉信号ZXB)。更具体地，零交叉信号ZX在交流电压具有正极性时处于高电平，而在交流电压具有负极性时处于低电平。因此，当交流电压为日本的商用交流电压时，零交叉信号ZX是50Hz或60Hz的脉冲信号。零交叉信号ZX和反转零交叉信号ZXB中的一个被作为控制信号S3输出，而另一个被作为控制信号S4输出。交流电压的极性反转时间点可以使用光电耦合器等来检测。
信号切换器107根据零交叉信号ZX输出脉冲宽度调制PWM和反转脉冲宽度调制信号PWMB中的一个作为控制信号S1。信号切换器107还输出与控制信号S1相比逻辑电平反转的控制信号S2(＝S1B)。因此，例如，当ZX＝L时，S1＝PWM，并且S2＝PWMB。另一方面，当ZX＝H时，S1＝PWMB，并且S2＝PWM。
如此，数字控制装置100从根据电力转换装置的动作模式1确定的基准信号RES(即，动作模式设置信号MODE)减去通过开关电路10的控制对象电流I乘以规定的系数K而得的乘法信号(K×I)，以基于该计算结果(＝REF-K×I)生成晶体管M1及M2的控制信号S1及S2。关于电力转换装置1中的PFC动作和INV动作，将在下面单独具体地进行讨论。
<PFC动作(AC到DC)>
图2是示出电力转换装置1中的PFC动作(AC到DC)的一例的图。在图2中，在节点AC1与AC2之间连接有供给交流电力(输入电压Vin、输入电流Iin)的交流电源E1。在节点DC1与DC2之间，连接有被供给直流电力(输出电压Vout、输出电流Iout)的直流负载Z1。这里，开关电路10作为将交流电力转换为直流电力的PFC电路(升压转换器)发挥功能。
如图2所示，在PFC动作时，基准信号REF被定为恒定值，而输入电流|Iin|(即，输入电压Iin的绝对值)被作为控制对象电流输入。系数K被可变地控制，使得输出电压Vout保持恒定值。更具体地，系数K例如可以根据输出电压Vout的电阻分压值与预定目标输出值之间的差而被可变地控制。
在PFC动作时，仅使晶体管M1和M2基于PWM动作，并使晶体管M3和M4保持截止而用作二极管。因此，可以保持电流方向恒定并防止逆电流。为了提高效率，使晶体管M3和M4以低频动作。在这种情况下，输出零交叉信号ZX作为控制信号S4，并输出反转零交叉信号ZXB作为控制信号S3。结果，使晶体管M3和M4中的一个(仅用于在电抗器L1中储存电力的开关)动作。
接下来，对PFC动作的原理进行描述。假设输入电压为Vin，输出电压为Vout，开关周期为T，以及晶体管的导通期间和截止期间分别为Ton和Toff(这里，导通期间是对驱动侧晶体管定义的，其在返回侧晶体管处于导通状态时为截止)，则以下公式(1)至(3)成立：
Vin×Ton＝(Vout-Vin)×Toff (1)
Vin×(T-Toff)＝(Vout-Vin)×Toff (2)
Vin×T＝Vout×Toff (3)
由上面的公式(3)可见，倘若开关周期T和输出电压Vout恒定，则输入电压Vin与截止期间Toff成比例。这里，倘若输入电流Iin具有与输入电压Vin相同的波形，则输入电流Iin也应与截止期间Toff成比例。因此，通过控制输入电流Iin使其与截止期间Toff成比例，可以得到与输入电压Vin相同的波形的输入电流Iin。加之，通过设置系数K使得输出电压Vout保持恒定，可以实现PFC动作。
图3是示出PFC动作时的输入及输出波形的图，其由上至下示出输入电压Vin、输入电流Iin、以及输出电压Vout。如由3可见，通过电力转换装置1的PFC动作，交流电力被转换为直流电力。
<INV动作(DC到AC)>
图4是示出电力转换装置1中的INV动作(DC到AC)的一例的图。在图4中，在节点DC1与DC2之间连接有供给直流电力(输入电压Vin、输入电流Iin)的直流电源E2。在节点AC1与AC2之间，连接有被供给交流(输出电压Vout、输出电流Iout)的交流负载Z2。即，与先前提及的图2所示的相比，开关电路10的输入和输出被反转。这里，开关电路10作为将直流电力转换成交流电力的逆变器发挥功能。
如图4所示，在INV动作时，例如，基准信号REF被定为正弦波信号(或经全波整流的正弦波信号)，并且输入电流输出电流|Iout|(即，输出电压Iout的绝对值)作为控制对象电流。在使再生电力返回至交流电源的再生逆变器的情况下，可以将基准信号REF定为与零交叉信号ZX同步。另一方面，在独立逆变器的情况下，可以生成期望的频率的正弦波信号。系数K被可变地控制，使得输出电压|Vout|_ave(即，输出电压Vout的绝对平均值)保持在恒定值。更具体地，系数K例如可以根据全波整流输出电压Vout的平均值与预定目标输出值之间的差而被可变地控制。在INV动作时，输出反转零交叉信号ZXB作为控制信号S3，并输出零交叉信号ZX作为控制信号S4。这仅仅是动作的一例，并不意味着任何限定；只要输出正弦波，则任意控制均可以采用。
接下来，对INV动作的原理进行描述。假设输入电压为Vin，输出电压为Vout，开关周期为T，以及晶体管的导通期间和截止期间分别为Ton和Toff(这里，导通期间是对驱动侧晶体管定义的，其在off返回侧晶体管处于导通状态时为截止)，则以下公式(4)至(6)成立：
(Vin-Vout)×Ton＝Vout×Toff (4)
(Vin-Vout)×Ton＝Vout×(T-Ton) (5)
Vin×Ton＝Vout×T (6)
由上面的公式(6)可见，倘若开关周期T和输入电压Vin恒定，则输出电压Vout与导通期间Ton成比例。因此，在独立逆变器的情况下，倘若输出电流Iout具有与输出电压Vout相同的波形，则输出电流Iout也应与导通前Ton成比例。因此，通过控制输出电流Iout使其与导通期间Ton成比例，可以得到与输出电压Vout具有相同波形的输出电流Iout。然而，对于该控制，随着输出电流Iout增加，导通期间Ton也成比例地变长。这是正反馈控制，使得INV动作无法进行。
因此，当输出电流Iout增加时，有必要缩短导通期间Ton。为了实现这种负反馈控制，可以预先将基准信号REF定为具有与输出电压Vout相同的波形(当输出电压Vout具有正弦波时为正弦波)，并且可以基于通过从基准信号REF减去与输出电流Iout成比例的乘法信号(＝K×Iout)而得的差分信号(＝REF-K×Iout)来控制导通期间Ton。
基准信号REF是正弦波。倘若输出电流Iout是正弦波，则与之成比例的乘法信号(＝K×Iout)也是正弦波。因此，通过从基准信号REF减去乘法信号(＝K×Iout)而得的差分信号(＝REF-K×Iout)也是正弦波，因而基于该差分信号来控制的输出电流Iout也是正弦波。在这种情况下，当输出电流Iout增加时，导通期间Ton缩短。因此，实现负反馈控制，使得能够进行稳定的INV动作。也可以通过改变系数K来调整输出电流Iout。
当电力转换装置1用作再生逆变器(即，用于与商用交流电源系统互连的电力系统互连逆变器)时，使电力转换装置1通过检测交流电压的零交叉和极性来生成基准信号REF并以此动作。在再生逆变器的输出电压被软启动的情况下，通过仅使用于输出电力的开关动作并使其他开关保持关断，可以实现安全启动而不会产生逆向电流。在输出电压变得等于预定电压(即，所连接的交流电压值)之后，与其他开关进行同步整流，还可以减小损耗。
另一方面，当电力转换装置1用作独立逆变器(即，连接至交流负载Z2的一般逆变器)时，可以根据交流负载Z2的规格将基准信号的频率REF定为输出电流所需的频率Iout。可以将系数K定为使乘法信号(＝K×Iout)与基准信号REF相比低得可忽略不计的值(例如，K＝0)。
图5是示出INV动作时的输入及输出波形的图，其由上至下示出输入电压Vin、输出电压Vout、以及输出电流Iout。如图5所示，通过电力转换装置1的INV动作，直流电力被转换成交流电力。
<动作模式切换PFC/INV)>
如上所述，数字控制装置100具有在切换通电方向时动态地改变基准信号REF的波形的功能，以便根据动作模式设置信号MODE使基准信号REF在开关电路10的FC动作时(AC-DC转换)保持恒定值，并使基准信号REF在开关电路10的INV动作时(DC-AC转换)为正弦波信号。
凭借该功能，可以使开关电路10作为双向逆变器动作，因此，例如，可以将从商用交流电源供给的交流电力转换为直流电力以对电池进行充电，或者，相反地，将太阳能电池生成的直流电力转换为交流电力以再生为商用交流电源。并且，还可以应对并联运行和热插拔。
动作模式不一定需要动态切换。例如，当开关电路10仅用作PFC电路时，可以将基准信号REF固定为恒定值，而当开关电路10仅用作单向逆变器时，可以将基准信号REF固定为正弦波信号。
<基准信号的调制>
图6是示出PFC动作时(AC-DC转换)的基准信号REF的第一调制例的图，其由上至下示出基准信号REF和输入电流Iin。图6在左侧示出当未调制基准信号REF时观察到的波形，而在右侧示出当调制基准信号REF时观察到的波形。
在需要在输入电流Iin中产生故意的畸变分量的情况下，可以将用于在输入电流Iin中产生畸变分量的调制信号(即，对应于正弦波电流波形与期望的电流波形之间的差的调制分量)叠加于基准信号REF。通过这样的调制，可以将电力转换装置1例如用作在模拟电流负载测试等中使用的交流电子负载装置。
图7是示出INV动作时(尤其，当将再生逆变器用作畸变校正装置时)的基准信号REF的第二调制例的图，其由上至下示出基准信号REF、从商用电源供给至再生逆变器的输入电流Iin、流过另一负载负载电流Iload、以及来自商用电源的总供给电流Isup。图7在左侧示出当未调制基准信号REF时观察到的波形，而在右侧示出当调制基准信号REF时观察到的波形。
当在负载电流Iload中产生了非故意的畸变分量时，将用于消除该畸变分量的调制信号(即，用于使电流与上述畸变分量逆向的电流过的调制分量)叠加于基准信号REF以在输入电流Iin中也产生故意的畸变分量。将输入电流Iin和负载电流Iload相加，则总供给电源电流Isup为正弦波电流。通过这样的调制，例如，可以抑制负载电流Iload中的高次谐波分量，以防止向外输出畸变电流。
<电力转换装置(第二实施例)>
图8是示出第二实施例的电力转换装置的一例的图。在第二实施例的电力转换装置11中，使用三相TL-NPC(交联中点钳位式)型双向逆变器作为开关电路10。
具体地，开关电路10例如包括电容器C11和C12、三相配置的开关电路块11至13、以及电容器C21至C23。
开关电路块11包括(n沟道型的)晶体管M11和M12、(n沟道型的)晶体管M21和M22、(n沟道型的)双向开关SW1和SW2、变压器TR11、以及电抗器L11。
由于电路块12和13各自与开关电路块11相似地配置，重复之处不再赘述。在图8中，为了便于图示，图示中省略了驱动电路20和数字控制装置100，但会在后面对其进行详细描述。
电容器C11和C12串联连接在节点DC11与DC12之间，并且作为电容器C11与C12之间的连接节点用作交流中性点(即，中性点电压VC的施加端)的电容器桥发挥功能。在电容器C11和C12具有相等的电容值的情况下，VC＝(DC11-DC12)/2。
晶体管M11的漏极连接至节点DC11。晶体管M11的源极连接至晶体管M12的漏极。晶体管M12的源极连接至节点DC12。晶体管M11和M12各自的栅极分别被输入栅极信号G11和G12。晶体管M11和M12在栅极信号G11和G12处于高电平时分别导通，并且在栅极信号G11和G12处于低电平时分别截止。这样，晶体管M11和M12串联连接在DC11与DC12之间，并作为第一晶体管桥发挥功能。
晶体管M21的漏极连接至节点DC11。晶体管M21的源极连接至晶体管M22的漏极。晶体管M22的源极连接至节点DC12。晶体管M21和M22各自的栅极分别被输入栅极信号G21和G22。晶体管M21和M22在栅极信号G21和G22处于高电平时分别导通，并且在栅极信号G21和G22处于低电平时分别截止。这样，晶体管M21和M22串联连接在DC11与DC12之间，并作为第二晶体管桥发挥功能。
所述第一晶体管桥(即，晶体管M11和M12)以及第二晶体管桥(晶体管M21和M22)彼此间以预定的相位差θ(例如，对应于一半的周期的相位差，即，θ＝π(180°))被驱动。
双向开关SW1连接在所述电容器桥的中点节点(即，电容器C11与C12之间的连接节点)与所述第一晶体管桥的输出节点(即，晶体管M11与M12之间的连接节点)之间。双向开关SW1的栅极被输入栅极信号G13。双向开关SW1在栅极信号G13处于高电平时导通，而在栅极信号G13处于低电平时截止。
双向开关SW2连接在所述电容器桥的中点节点(即，电容器C11与C12之间的连接节点)与所述第二晶体管桥的输出节点(即，晶体管M21与M22之间的连接节点)之间。双向开关SW2的栅极被输入栅极信号G23。双向开关SW2在栅极信号G23处于高电平时导通，而在栅极信号G23处于低电平时截止。
变压器TR11连接在一端处的所述第一晶体管桥和所述第二晶体管各自的输出节点与另一端处的电抗器L11的第一端之间。电抗器L11的第二端连接至节点AC11。
在变压器TR11的励磁电感Lm1和Lm2与电抗器L11相比足够高的情况下，可以将变压器TR11和电抗器L11配置为具有变压器TR11和电抗器L11两者的功能的变压器耦合电抗器TCR11(图9)。在这种情况下，电抗器L11由变压器耦合电抗器TCR11的漏电感Ls1和Ls2形成。出现在变压器耦合电抗器TCR11的耦合部分与漏电感Ls1和Ls2之间的节点电压VN1和VN2分别具有实质上等同于出现在变压器TR11的中点节点的节点电压VN的电势。
电容器C21和C23分别连接在一端处的节点AC11至AC13与另一端处的电容器桥的中点节点(即，电容器C11与C12之间的连接节点)之间。
根据该实施例的电力转换装置1，可以不在H和L两个电平(+E和-E)之间而是在多个梯级之间改变晶体管桥的开关输出电平，以便可以具有三个(+E、0、以及-E)或更多分级。从而可以减小施加于电抗器L11的电压，因而对电抗器L11实现减小尺寸、减少损耗以及降低噪声。并且，还可以降低施加于晶体管的电压，进而使用市场上容易获得的低耐压元件，并减少开关损耗。
尤其，当今，电力转换装置被采用于各种各样的领域，不仅用于家用设备和工业设备，而且还用于车载设备。在这样的应用中，期望电力转换设备小型紧凑、轻便、高效，并且那些装置越是用于高功率，这种期望就越高。这使得该实施例的电力转换装置1合适。
图10是示出在第二实施例中使用的数字控制装置100的一配置例的图。该配置例的数字控制装置100是基于第一实施例(图1)中的数字控制装置的，但对脉冲宽度调制器105的最后一级中进行了变更。更具体地，代替上述信号切换器107，该配置例的数字控制装置100包括移相器108、以及信号切换器109和110。
移相器108使脉冲宽度调制信号PWM的相位偏移预定的相位差θ(例如，对应于一半的周期的相位差，即，θ＝π(180°))来输出脉冲宽度调制信号PWM2(以及与之相比逻辑电平有反转的反转脉冲宽度调制信号PWM2B)。
信号切换器109根据零交叉信号ZX来切换脉冲宽度调制信号PWM和反转脉冲宽度调制信号PWMB的输出目的地。
例如，当ZX＝H时，S11＝PWM，S12＝L恒定，并且S13＝PWMB。通过这样的信号切换，当交流电压具有正极性(ZX＝H)时，晶体管M11和双向开关SW1互补地导通和截止，并且晶体管M12始终保持截止状态。
另一方面，当ZX＝L时，S11＝L恒定，S12＝PWMB，并且S13＝PWM。通过这样的信号切换，当交流电压具有负极性ZX＝L)时，晶体管M12和双向开关SW1互补地导通和截止，并且晶体管M11始终保持截止状态。
信号切换器110根据零交叉信号ZX来切换脉冲宽度调制信号PWM2和反转脉冲宽度调制信号PWM2B的输出目的地。
例如，当ZX＝H时，S21＝PWM，S22＝L恒定，并且S23＝PWMB。通过这样的信号切换，当交流电压具有正极性(ZX＝H)时，晶体管M21和双向开关SW2互补地导通和截止，并且晶体管M22始终保持截止状态。
另一方面，当ZX＝L时，S21＝L恒定，S22＝PWMB，并且S23＝PWM。通过这样的信号切换，当交流电压具有负极性(ZX＝L)时，晶体管M22和双向开关SW2互补地导通和截止，并且晶体管M21始终保持截止状态。
<使用宽带隙半导体(SiC、GaN)>
电力转换装置1中使用的不同开关元件，即图1中的晶体管M1至M4、图8(和图9)中的晶体管M11至M12和M21至M22以及双向开关SW1和SW2中的至少一个可以由宽带隙半导体(如SiC基半导体或基于GaN基半导体)形成。
与由Si基半导体形成的开关元件相比，由SiC基半导体(如SiC-MOSFET)、GaN基半导体(如GaN-HEMT[高电子迁移率晶体管])等形成的开关元件有助于减小诸如输出电容和反馈电容之类的寄生电容，从而有助于抑制高频驱动中的开关损耗的增加。
使用SiC-MOSFET作为上述开关元件中的任一个，可以得到低导通状态电阻以及归功于纵向结构的高导热率。因此，可以实现高电流、大功率的电力转换装置1。
此外，SiC-MOSFET具有体二极管中的较低的逆向恢复电流，并且还具有较低的寄生电容。因此，有助于使有效电流值保持得较低，并有助于减少开关元件和图案中的导通损耗以及变压器耦合电抗器中的铜损。
如上所述，由宽带隙半导体形成的开关元件尽管具有高耐压，但却具有低导通状态电阻和低开关损耗，并且在高温下相对良好地保持这些倾向。因此，在输入电压和直接施加于开关元件的电压较高的应用中，可以以从热的角度而言足可容忍的方式进行动作。
<其他的变型例>
本说明书中公开的各种技术特征可以以不同于上述实施例中的方式来实现，并且允许在其技术独创性的精神范围内进行任意的变更。例如，任意双极型晶体管可以用MOS场效应晶体管代替，反之亦然；任意信号的逻辑电平可以被反转。即，上述实施例在各个方面均应被视为是例示性的而不是限制性的，本发明的技术范围应被理解为由所附权利要求书限定，而不由上述实施例的描述限定，并且涵盖在等同于权利要求书的意义和范围内做出的任意的变更。
工业上的利用可能性
本说明书中公开的电力转换装置可以应用于各种各样的领域，不仅可以用于家用设备和工业设备，而且还可以用于车载设备。
符号的说明
1 电力转换装置
10 开关电路(双向逆变器)
11～13 开关电路块
20 驱动电路
21～24 栅极驱动器
100 数字控制装置
101 基准信号设置器
102 系数设置器
103 乘法器
104 加法器
105 脉冲宽度调制器
106 零交叉检测器
107 信号切换器
108 移相器
109、110 信号切换器
AC1、AC2、AC11～AC13 节点(AC节点)
C1、C2、C11、C12、C12～C23 电容器
DC1、DC2、DC11、DC12 节点(DC节点)
E1、E2 电源
L1 电感器
L11 电抗器
Lm1、Lm2 励磁电感
Ls1、Ls2 漏电感
M1～M4、M11、M12、M21、M22 晶体管
SW1、SW2 双向开关
TCR11 变压器耦合电抗器
TR11 变压器
Z1、Z2 负载

Claims (12)

1.一种控制装置，其被配置为用作具有包括晶体管的开关电路的电力转换装置中的控制主体，所述控制装置被配置为：从根据所述电力转换装置的动作模式决定的基准信号，减去通过所述开关电路的控制对象电流乘以规定的系数而获得的乘法信号，以基于该减法的结果来生成所述晶体管的控制信号。
2.根据权利要求1所述的控制装置，其中，
所述开关电路被配置为是PFC(功率因数校正)电路，
所述基准信号具有恒定值，并且
所述控制对象电流是输入电流。
3.根据权利要求1所述的控制装置，其中，
所述开关电路被配置为是逆变器，
所述基准信号是正弦波信号，并且
所述控制对象电流是输出电流。
4.根据权利要求1所述的控制装置，其中，
所述开关电路被配置为是双向逆变器，
当切换通电方向时，所述基准信号的波形被改变，以便在AC-DC转换时使所述基准信号具有恒定值，而在DC-AC转换时使所述基准信号为正弦波信号，并且
作为所述控制对象电流，流过所述开关电路中的相同节点的电流被配置为在AC-DC转换时以及DC-AC转换时均被监视，使得所述控制对象电流在AC-DC转换时为输入电流，而在DC-AC转换时为输出电流。
5.根据权利要求2或4所述的控制装置，所述控制装置还被配置为将用于消除所述输入电流的畸变的调制信号叠加于所述基准信号。
6.根据权利要求3或4所述的控制装置，所述控制装置还被配置为，将用于消除从商用电源流过另一负载的负载电流的畸变的调制信号叠加于所述基准信号。
7.根据权利要求3或4所述的控制装置，其中，
所述基准信号的频率是所述输出电流所需的频率，并且
所述系数是使所述乘法信号与所述基准信号相比低得可忽略不计的值。
8.一种双向逆变器，包括：
电容器桥，其被配置为包括串联连接在第一DC节点与第二DC节点之间的至少两个电容器；
第一晶体管桥及第二晶体管桥，其各自被配置为包括串联连接在所述第一DC节点与所述第二DC节点之间的两个晶体管；
第一双向开关及第二双向开关，其被配置为分别连接在所述电容器桥的中点节点与所述第一晶体管桥和所述第二晶体管桥的输出节点之间；
变压器，其被配置为连接至所述第一晶体管桥和所述第二晶体管桥的输出节点；
电抗器，其被配置为连接在所述变压器与AC节点之间；以及
电容器，其被配置为连接在所述AC节点与所述电容器桥的中点节点之间，
其中，所述第一晶体管桥和所述第二晶体管桥被配置为以所述第一晶体管桥与所述第二晶体管桥之间的180度相位差进行动作。
9.根据权利要求8所述的双向逆变器，其中，所述第一晶体管桥及所述第二晶体管桥、所述第一双向开关及所述第二双向开关、所述变压器、所述电抗器、以及所述电容器被配置为三相。
10.根据权利要求8或9所述的双向逆变器，其中，所述变压器和所述电抗器被配置为具有所述变压器和所述电抗器两者的功能的变压器耦合电抗器。
11.根据权利要求8至10中任一项所述的双向逆变器，其中，
所述晶体管、所述第一双向开关及所述第二双向开关各自由宽带隙半导体形成。
12.一种电力转换装置，包括：
根据权利要求8至11中任一项所述的双向逆变器；以及
被配置为用作所述双向逆变器中的控制主体的根据权利要求1至7中任一项所述的控制装置。
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