JP7312787B2 - 電源システム及び移動体 - Google Patents

Description

本発明は、電源システム及び移動体に関する。より詳しくは、負荷に電力を供給する電源システム及びこの電源システムを搭載する移動体に関する。

例えば電動車両には、バッテリから出力される直流の電力を交流に変換し、駆動輪に連結された回転電機に供給する電力変換器が搭載される。電力変換器の多くは、負荷に対し直列に接続された少なくとも２つのアームのスイッチング素子のオン／オフを切り替えることによって直流の電力を交流に変換することから、スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時に発生するスイッチング損失や、スイッチング素子のオン抵抗に比例する定常損失等が発生する（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１に示された電力変換器は、多段直流チョッパ回路から出力される直流電力を平滑回路で平滑化した後、折り返し回路によって半波を負電圧とし、正電圧の半波と負電圧の半波とを組み合わせることによって交流電力を生成する。

国際公開第２０１９／００４０１５号公報

しかしながら特許文献１に示された電力変換器は、多段直流チョッパ回路を用いているため、直流電圧の段数に比例してスイッチング素子の数も増加してしまうため、その分スイッチング損失も増加してしまう。

またスイッチング素子のオン抵抗は、スイッチング素子の耐電圧が高くなるほど高くなる傾向があるため、定常損失を低くするためにはできるだけ耐電圧の低いスイッチング素子を用いることが好ましい。しかしながら一般的にスイッチング素子の耐電圧は、ターンオン時又はターンオフ時に発生するサージ電圧を考慮して、バッテリの最大電圧よりも十分に高くする必要がある。このため特許文献１に示された多段直流チョッパ回路では、直流電圧の段数に比例してスイッチング素子の耐電圧も高くする必要があるため、その分定常損失も増加してしまう。

本発明は、従来と比較してスイッチング損失及び定常損失を低くできる電源システム及び移動体を提供することを目的とする。

（１）本発明に係る電源システム（例えば、後述の電源システム１，１Ａ）は、直流の電力を出力する直流電源（例えば、後述の直流電源３０）と、可変電圧（例えば、後述の可変電圧Ｅ２）の電力を第１端子対（例えば、後述の２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎ，８２ｐ，８２ｎ）から出力する第１可変電圧電源（例えば、後述の可変電圧電源７，７Ａ，７Ｂ，７Ｃ）と、前記直流電源の両極にそれぞれ接続された第１電力線（例えば、後述の正極電力線２１又は負極電力線２２）及び第２電力線（例えば、後述の負極電力線２２又は正極電力線２１）と、前記第１及び第２電力線と負荷（例えば、後述の負荷４）とを接続する複数のアームスイッチ（例えば、後述のアームスイッチング素子５１，５２，５３，５４）を含むスイッチング回路（例えば、後述のスイッチング回路５）と、を備え、前記第１端子対は、何れも前記第１電力線に接続されていることを特徴とする。

（２）この場合、前記第１可変電圧電源は、第２端子対（例えば、後述の１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎ）における電力を変圧して前記第１端子対から出力するＤＣ／ＤＣコンバータを備え、前記第２端子対は、それぞれ前記直流電源の両極に接続されていることが好ましい。

（３）この場合、前記第１可変電圧電源は、絶縁トランス（例えば、後述の絶縁トランス７０）と、前記絶縁トランスの１次側と前記第２端子対とを接続する１次側回路（例えば、後述の１次側回路７１）と、前記絶縁トランスの２次側と前記第１端子対とを接続する２次側回路（例えば、後述の２次側回路７２）と、を備える絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを備え、前記直流電源は、化学エネルギを電気エネルギに変換する放電及び電気エネルギを化学エネルギに変換する充電の両方が可能な二次電池であることが好ましい。

（４）この場合、前記第１可変電圧電源は、前段コンバータ（例えば、後述の前段コンバータ７３）と、後段コンバータ（例えば、後述の後段コンバータ８０）と、を備え、前記前段コンバータは、絶縁トランスと、前記絶縁トランスの１次側と前記第２端子対とを接続する１次側回路と、前記絶縁トランスの２次側と前記後段コンバータの１次側入出力端子対（例えば、後述の１次側入出力端子対８１ｐ，８１ｎ）とを接続する２次側回路と、を備える絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記後段コンバータは、前記１次側入出力端子対と前記第２端子対（例えば、後述の２次側入出力端子対８２ｐ，８２ｎ）との間で直流電力を昇圧又は降圧し双方向に入出力可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記直流電源は、化学エネルギを電気エネルギに変換する放電及び電気エネルギを化学エネルギに変換する充電の両方が可能な二次電池であることが好ましい。

（５）この場合、前記第１電力線のうち前記第１端子対の間には、前記直流電源の出力電流を許容し、かつ当該出力電流と逆向きの電流を遮断する逆流防止ダイオード（例えば、後述の逆流防止用スイッチング素子３４，３４Ａ）が設けられていることが好ましい。

（６）この場合、前記第１電力線のうち前記第１端子対の間には、前記直流電源の出力電流を許容し、かつ当該出力電流と逆向きの電流を遮断する逆流防止ダイオード（例えば、後述の逆流防止用スイッチング素子３４，３４Ａ）と、前記逆流防止ダイオードを迂回するバイパス線を断続するスイッチ（例えば、後述の逆流防止用スイッチング素子３４，３４Ａ）と、が設けられていることが好ましい。

（７）この場合、前記第１可変電圧電源を操作することにより前記第１端子対の間の電圧を０から所定の最大電圧までの間で変化させる電源駆動装置（例えば、後述の電源駆動装置６，６Ａ）をさらに備えることが好ましい。

（８）この場合、前記電源システムは、前記アームスイッチを操作するスイッチング回路駆動装置（例えば、後述のスイッチング回路駆動装置８，８Ａ）をさらに備え、前記スイッチング回路駆動装置は、前記第１端子対の間の電圧が所定の電圧閾値（例えば、０［Ｖ］）以下である期間内又は前記第１及び第２電力線へ前記第１可変電圧電源の出力電力を重畳していない期間内（例えば、後述の図４においてＴｓｗで示す期間内）では、前記アームスイッチを交互にオンオフするスイッチング制御を実行し、前記第１端子対の間の電圧が前記電圧閾値より高い期間内又は前記第１及び第２電力線へ前記第１可変電圧電源の出力電力を重畳している期間内（例えば、後述の図４においてＴｏｆｆで示す期間内）では、前記アームスイッチをオン又はオフの何れかで維持することが好ましい。

（９）この場合、前記電源システムは、可変電圧の電力を出力端子対から出力する第２可変電圧電源（例えば、後述の第２可変電圧電源９Ｂ）をさらに備え、前記出力端子対は、何れも前記第１電力線又は前記第２電力線に接続されていることが好ましい。

（１０）本発明に係る電源システム（例えば、後述の電源システム１）は、直流の電力を交流に変換し負荷（例えば、後述の負荷４）に供給するものであって、第１電力線（例えば、後述の正極電力線２１又は負極電力線２２）及び第２電力線（例えば、後述の負極電力線２２又は正極電力線２１）へ直流の電力を出力する電源（例えば、後述の多段電圧電源３）と、前記第１及び第２電力線と前記負荷とを接続する複数のアームスイッチ（例えば、後述のアームスイッチング素子５１，５２，５３，５４）を含むスイッチング回路（例えば、後述のスイッチング回路５）と、前記アームスイッチを操作するスイッチング回路駆動装置（例えば、後述のスイッチング回路駆動装置８）と、を備え、前記電源は、直流の電力に可変電圧（例えば、後述の可変電圧Ｅ２）の電力を重畳し、所定の周期で電圧が変動する電力を前記第１及び第２電力線へ出力することを特徴とする。

（１１）この場合、前記スイッチング回路駆動装置は、前記第１及び第２電力線の間の電圧が所定の電圧閾値（例えば、０［Ｖ］）以下である期間内又は前記第１及び第２電力線へ可変電圧の電力を重畳していない期間内（例えば、後述の図４においてＴｓｗで示す期間内）では、前記アームスイッチを交互にオンオフするスイッチング制御を実行し、前記第１及び第２電力線の間の電圧が前記電圧閾値より高い期間内又は前記第１及び第２電力線へ可変電圧の電力を重畳している期間内（例えば、後述の図４においてＴｏｆｆで示す期間内）では、前記アームスイッチをオン又はオフの何れかで維持することが好ましい。

（１２）本発明に係る移動体（例えば、後述の車両Ｖ）は、駆動輪に連結された交流回転電機（例えば、後述の交流回転電機Ｍ）と、直流の電力を出力する直流電源（例えば、後述のバッテリＢ）と、可変電圧の電力を出力するＵ相可変電圧電源（例えば、後述のＵ相可変電圧電源７Ｕ）と、可変電圧の電力を出力するＶ相可変電圧電源（例えば、後述のＶ相可変電圧電源７Ｖ）と、可変電圧の電力を出力するＷ相可変電圧電源（例えば、後述のＷ相可変電圧電源７Ｗ）と、前記交流回転電機のＵ相に接続されたＵ相レグ（例えば、後述のＵ相レグ５Ｕ）の両端と前記直流電源の両極とを接続する第１Ｕ相電力線（例えば、後述の第１Ｕ相電力線５１Ｕ）及び第２Ｕ相電力線（例えば、後述の第２Ｕ相電力線５２Ｕ）と、前記交流回転電機のＶ相に接続されたＶ相レグ（例えば、後述のＶ相レグ５Ｖ）の両端と前記直流電源の両極とを接続する第１Ｖ相電力線（例えば、後述の第１Ｖ相電力線５１Ｖ）及び第２Ｖ相電力線（例えば、後述の第２Ｖ相電力線５２Ｖ）と、前記交流回転電機のＷ相に接続されたＷ相レグ（例えば、後述のＷ相レグ５Ｗ）の両端と前記直流電源の両極とを接続する第１Ｗ相電力線（例えば、後述の第１Ｗ相電力線５１Ｗ）及び第２Ｗ相電力線（例えば、後述の第２Ｗ相電力線５２Ｗ）と、を備え、前記Ｕ相可変電圧電源の出力端子対（例えば、後述の２次側入出力端子対７２Ｕｐ，７２Ｕｎ）は前記第１Ｕ相電力線に接続され、前記Ｖ相可変電圧電源の出力端子対（例えば、後述の２次側入出力端子対７２Ｖｐ，７２Ｖｎ）は前記第１Ｖ相電力線に接続され、前記Ｗ相可変電圧電源の出力端子対（例えば、後述の２次側入出力端子対７２Ｗｐ，７２Ｗｎ）は前記第１Ｗ相電力線に接続されていることを特徴とする。

（１）本発明に係る電源システムは、直流電源と、直流電源の両極に接続された第１及び第２電力線と負荷とを接続する複数のアームスイッチを含むスイッチング回路と、可変電圧の電力を第１端子対から出力する第１可変電圧電源と、を備える。また本発明では、第１可変電圧電源の第１端子対を何れも第１電力線に接続することにより、直流電源の直流電圧に第１可変電圧電源の可変電圧を積み上げることができる。よって本発明によれば、直流電源の直流電圧に可変電圧を重畳している間（すなわち、高電圧印加時）は、負荷に印加する電圧を変化させるためにスイッチング回路を操作する必要が無くなるので、電圧を多段化するにあたりスイッチング回路に含まれるスイッチを増やす必要がない。このため例えば特許文献１に示すような多段直流チョッパ回路によって電圧を多段化した場合と比較して、スイッチング回路におけるスイッチの数を減らすことができるので、その分だけスイッチング損失及び定常損失を低くすることができる。

また本発明によれば、上述のように高電圧印加時には、電圧を変化させるためにスイッチング回路を操作する必要が無くなるので、スイッチング回路に含まれるスイッチの耐電圧を設計するにあたり、高電圧印加時におけるサージ電圧を考慮する必要が無くなる。よって本発明によれば、例えば特許文献１に示すような多段直流チョッパ回路によって電圧を多段化した場合と比較して、スイッチング回路に含まれるスイッチの耐電圧を低くすることができるので、スイッチにおける定常損失を低くでき、さらにスイッチのコストも低減することができる。

また本発明によれば、上述のように高電圧印加時には、電圧を変化させるためにスイッチング回路を操作する必要が無くなるので、負荷に印加する電圧の高周波成分を減らすことができるので、鉄損も低減することができる。

（２）本発明では、第１可変電圧電源は、第２端子対における電力を変圧して第１端子対から可変電圧の電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータを備え、この第１可変電圧電源の第２端子対を直流電源の両極に接続する。すなわち本発明において、第１可変電圧電源は、直流電源から出力される電力を変圧することによって可変電圧の電力を出力する。よって本発明によれば、１つの直流電源によって電圧を多段化することができる。

（３）本発明では、第１可変電圧電源は、絶縁トランスと、絶縁トランスの１次側と第２端子対とを接続する１次側回路と、絶縁トランスの２次側と第１端子対とを接続する２次側回路と、を備える絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを備え、直流電源は、充放電が可能な二次電池とする。よって本発明によれば、負荷から出力される電力が二次電池の充電電圧上限よりも低い低電圧である場合には、負荷から出力される電力を直接二次電池に供給し、負荷から出力される電力が二次電池の充電電圧上限よりも高い高電圧である場合には、負荷から出力される電力を第１可変電圧電源によって降圧し、二次電池に供給することができる。

（４）本発明では、絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである前段コンバータと、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである後段コンバータと、を直流電源側から第１電力線側へ直列に組み合わせたものを第１可変電圧電源とし、直流電源は、充放電が可能な二次電池とする。よって本発明によれば、負荷から出力される電力を二次電池である直流電源に供給する回生時には、後段コンバータによって第１電力線側の直流電力を昇圧又は降圧して前段コンバータに供給することができるので、回生時における制御範囲と直流電源から出力される電力を負荷に供給する力行時における制御範囲とを等しくすることができる。

（５）本発明において、第１電力線のうち第１端子対の間には、直流電源の出力電力を許容し、かつこの出力電流と逆向きの電流を遮断する逆流防止ダイオードが設けられている。よって本発明によれば、第１可変電圧電源の第１端子対から可変電圧の電力を出力する際に、第１端子対が短絡するのを防止することができる。

（６）本発明において、第１電力線のうち第１端子対の間には、上記のような逆流防止ダイオードと、この逆流防止ダイオードを迂回するバイパス線を断続するスイッチと、が設けられている。よって本発明によれば、第１可変電圧電源の第１端子対から可変電圧の電力を出力する際には、上述のように第１端子対が短絡するのを防止しつつ、負荷から電力が出力される場合には、スイッチをオンにし、負荷から出力される電力を直流電源に供給することができる。

（７）本発明に係る電源システムは、第１可変電圧電源を操作することにより、第１端子対の間の電圧を０から所定の最大電圧までの間で変化させる電源駆動装置を備える。本発明によれば、電源駆動装置によって第１可変電圧電源から出力される電力の可変電圧の波形を好ましい波形に整形することができるので、可変電圧を重畳している間は、スイッチング回路における複数のアームスイッチを操作することなく好ましい波形の交流電力を負荷に供給することができる。

（８）本発明において、スイッチング回路駆動装置は、第１端子対の間の電圧が所定の電圧閾値以下である期間内又は第１可変電圧電源の出力電力を重畳していない期間内では、アームスイッチを交互にオンオフするスイッチング制御を実行し、第１端子対の間の電圧が電圧閾値より高い期間内又は第１可変電圧電源の出力電力を重畳している期間内では、アームスイッチをオン又はオフの何れかで維持する。すなわち本発明では、高電圧印加時にはスイッチング回路駆動装置によるスイッチング制御の実行を停止することにより、スイッチング回路におけるスイッチング損失及び定常損失をさらに低減することができる。

（９）本発明では、可変電圧の電力を出力する第２可変電圧電源の出力端子対を、第１電力線又は第２電力線に接続する。これによりスイッチング回路におけるアームスイッチの数を増やすことなくさらに電圧の段数を増やすことができる。

（１０）本発明に係る電源システムは、第１電力線及び第２電力線へ直流の電力を出力する電源と、第１及び第２電力線と負荷とを接続する複数のアームスイッチを含むスイッチング回路と、アームスイッチを操作するスイッチング回路駆動装置と、を備える。また本発明において電源は、直流の電力に可変電圧の電力を重畳し、所定の周期で電圧が変動する電力を第１及び第２電力線へ出力する。よって本発明によれば、直流の電力に可変電圧の電力を重畳している間、スイッチング回路駆動装置は、負荷に印加する電圧を変化させるためにアームスイッチを操作する必要が無くなる。よって本発明によれば、上記（１）に係る発明と同様に、電圧を多段化するにあたりスイッチング回路に含まれるアームスイッチを増やす必要が無くなるので、その分スイッチング損失及び定常損失を低くすることができる。また本発明によれば、上記（１）に係る発明と同様に、スイッチング回路に含まれるスイッチの耐電圧を低くすることができるので、スイッチにおける定常損失を低くでき、さらにスイッチのコストも低減することができる。また本発明によれば、上記（１）に係る発明と同様に、負荷に印加する電圧の高周波数成分を減らすことができ、ひいては鉄損も低減することができる。

（１１）本発明において、スイッチング回路駆動装置は、第１及び第２電力線の間の電圧が所定の電圧閾値以下である期間内又は第１及び第２電力線へ可変電圧の電力を重畳していない期間内では、アームスイッチを交互にオンオフするスイッチング制御を実行し、第１及び第２電力線の間の電圧が電圧閾値より高い期間内又は第１及び第２電力線へ可変電圧の電力を重畳している期間内では、アームスイッチをオン又はオンの何れかで維持する。すなわち本発明では、高電圧印加時にはスイッチング回路駆動装置によるスイッチング制御の実行を停止することにより、スイッチング回路におけるスイッチング損失及び定常損失をさらに低減することができる。

（１２）本発明に係る車両は、交流回転電機と、直流電源と、Ｕ相可変電圧電源と、Ｖ相可変電圧電源と、Ｗ相可変電圧電源と、第１及び第２Ｕ相電力線と、第１及び第２Ｖ相電力線と、第１及び第２Ｗ相電力線と、を備える。また本発明において、Ｕ相可変電圧電源の出力端子対は第１Ｕ相電力線に接続し、Ｖ相可変電圧電源の出力端子対は第１Ｖ相電力線に接続し、Ｗ相可変電圧電源の出力端子対は第１Ｗ相電力線に接続する。本発明によれば、上記（１）に係る発明と同様に、電圧を多段化するにあたり各相のレグに含まれるアームスイッチを増やす必要が無くなるので、その分各相のレグにおけるスイッチング損失及び定常損失を低くすることができる。また本発明によれば、上記（１）に係る発明と同様に、各相のレグに含まれるスイッチの耐電圧を低くすることができるので、スイッチにおける定常損失を低くでき、さらにスイッチのコストも低減することができる。また本発明によれば、上記（１）に係る発明と同様に、高電圧印加時には、電圧を変化させるために各相のレグに含まれるアームスイッチを操作する必要が無くなるので、交流回転電機に印加する電圧の高周波成分を減らすことができるので、鉄損も低減することができる。

本発明の第１実施形態に係る電源システムの回路構成を示す図である。 可変電圧電源の回路構成の一例を示す図である。 電源駆動装置の構成を示す機能ブロック図である。 負荷の力行時でありかつ多段電圧電源の高電圧出力時における各部分の電圧の変化を示すタイムチャートの一例である。 従来の電源システムを模式的に示す図である。 本実施形態に係る電源システムを模式的に示す図である。 本発明の第２実施形態に係る電源システムの可変電圧電源の回路構成を示す図である。 後段コンバータの第１の例を示す図である。 後段コンバータの第２の例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る電源システムの回路構成を示す図である。 本発明の第４実施形態に係る電源システム及びこの電源システムを搭載する車両の回路構成を示す図である。 可変電圧電源の回路構成の他の例を示す図である。

＜第１実施形態＞
以下、本発明の第１実施形態に係る電源システムについて図面を参照しながら説明する。

図１は、本実施形態に係る電源システム１の回路構成を示す図である。
電源システム１は、正極電力線２１及び負極電力線２２へ多段電圧の直流の電力を出力する多段電圧電源３と、電力線２１，２２と負荷４とを接続するスイッチング回路５と、多段電圧電源３を操作する電源駆動装置６と、スイッチング回路５を操作するスイッチング回路駆動装置８と、を備える。電源システム１は、駆動装置６，８によって多段電圧電源３及びスイッチング回路５を操作することにより、多段電圧電源３から電力線２１，２２へ出力される直流の電力を交流に変換し負荷４に供給したり、負荷４から出力される交流の電力を直流に変換し多段電圧電源３に供給したりする。

以下では、負荷４は、力行時には電力線２１，２２から供給される交流電力を回転軸の機械エネルギに変換し、回生時には回転軸の機械エネルギを交流電力に変換し電力線２１，２２へ出力する交流回転電機とした場合について説明するが、本発明はこれに限らない。

スイッチング回路５は、正極電力線２１と負極電力線２２とを接続する２本のレグ５ａ，５ｂを備える。ａ相レグ５ａは、正極電力線２１側から負極電力線２２側へ向かって順に直列に接続されたａ相上アームスイッチング素子５１及びａ相下アームスイッチング素子５２を備える。ｂ相レグ５ｂは、ａ相レグ５ａに対し並列になるように電力線２１，２２に接続される。ｂ相レグ５ｂは、正極電力線２１側から負極電力線２２側へ向かって順に直列に接続されたｂ相上アームスイッチング素子５３及びｂ相下アームスイッチング素子５４を備える。

負荷４の第１入出力端子４１は、ａ相レグ５ａの中点、すなわちａ相上アームスイッチング素子５１とａ相下アームスイッチング素子５２との接続点に接続されている。すなわち、ａ相上アームスイッチング素子５１は、正極電力線２１と負荷４の第１入出力端子４１とを接続し、ａ相下アームスイッチング素子５２は、負極電力線２２と負荷４の第１入出力端子４１とを接続する。また負荷４の第２入出力端子４２は、ｂ相レグ５ｂの中点、すなわちｂ相上アームスイッチング素子５３とｂ相下アームスイッチング素子５４との接続点に接続されている。すなわち、ｂ相上アームスイッチング素子５３は、正極電力線２１と負荷４の第２入出力端子４２とを接続し、ｂ相下アームスイッチング素子５４は、負極電力線２２と負荷４の第２入出力端子４２とを接続する。

これらスイッチング素子５１，５２，５３，５４は、それぞれスイッチング回路駆動装置８から入力されるゲート駆動信号ＧＳ１，ＧＳ２のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。より具体的には、ａ相上アームスイッチング素子５１及びｂ相下アームスイッチング素子５４は、スイッチング回路駆動装置８から入力されるゲート駆動信号ＧＳ１のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わり、ｂ相上アームスイッチング素子５３及びａ相下アームスイッチング素子５２は、スイッチング回路駆動装置８から入力されるゲート駆動信号ＧＳ２のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。本実施形態では、これらスイッチング素子５１～５４として、ソースからドレインへの電流を許容するボディダイオードを備えるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた場合について説明するが、本発明はこれに限らない。これらスイッチング素子５１～５４には、ＭＯＳＦＥＴの他、ＩＧＢＴやＪＦＥＴ等の既知のスイッチング素子を用いてもよい。

また後に説明するように、これらスイッチング素子５１～５４は、多段電圧電源３の高電圧出力時にはスイッチング制御を行う必要がない。このためこれらスイッチング素子５１～５４の耐電圧性能は、後述の直流電源３０の出力電圧Ｅ１に応じて設計される。

上アームスイッチング素子５１，５３のドレインは正極電力線２１に接続され、上アームスイッチング素子５１，５３のソースはそれぞれ負荷４の第１入出力端子４１及び第２入出力端子４２に接続される。下アームスイッチング素子５２，５４のソースは負極電力線２２に接続され、下アームスイッチング素子５２，５４のドレインはそれぞれ負荷４の第１入出力端子４１及び第２入出力端子４２に接続される。これにより各スイッチング素子５１～５４のボディダイオードは、還流ダイオードとして作用する。

多段電圧電源３は、直流の電力を出力する直流電源３０と、所定の周期で変動する可変電圧の直流電力を出力する可変電圧電源７と、逆流防止用スイッチング素子３４と、を備える。多段電圧電源３は、以下で説明する回路構成によって、０[Ｖ]と、Ｅ１［Ｖ］（以下では、直流電源３０の出力電圧をＥ１と表記する）と、Ｅ１＋Ｅ２［Ｖ］（以下では、可変電圧電源７から出力される可変電圧をＥ２と表記する）と、の３段階の直流電圧を出力可能な３レベルの直流電圧電源である。

直流電源３０の正極は正極電力線２１に接続され、直流電源３０の負極は負極電力線２２に接続されている。直流電源３０は、所定電圧Ｅ１の直流電力を電力線２１，２２へ出力する。本実施形態では、直流電源３０を、化学エネルギを電気エネルギに変換する放電及び電気エネルギを化学エネルギに変換する充電の両方が可能な二次電池とした場合について説明するが、本発明はこれに限らない。例えば、含酸素の酸化剤ガス及び水素ガスを供給すると発電する燃料電池を直流電源３０として用いてもよい。

可変電圧電源７には、例えば、互いに絶縁された１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎと２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎとを備え、１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎと２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎとの間で双方向へ直流電力の入出力が可能な絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。すなわち可変電圧電源７は、負荷４の力行時には１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎにおける直流電力を変圧し、可変電圧Ｅ２の電力を２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎから出力し、負荷４の回生時には２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎにおける直流電力を変圧し、１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎから直流電力を出力する。

図１に示すように、可変電圧電源７の２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎは、何れも正極電力線２１のうち直流電源３０とスイッチング回路５との間に接続されている。より具体的には、可変電圧電源７の２次側正極入出力端子７２ｐは、正極電力線２１のうち２次側負極入出力端子７２ｎよりも高電位側（すなわち、２次側負極入出力端子７２ｎよりもスイッチング回路５側）に接続されている。なお本実施形態では、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎを何れも正極電力線２１に接続した場合について説明するが、本発明はこれに限らない。可変電圧電源７の２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎは、両方とも負極電力線２２のうち直流電源３０とスイッチング回路５との間に接続してもよい。

逆流防止用スイッチング素子３４は、正極電力線２１のうち、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間に設けられている。このスイッチング素子３４は、電源駆動装置６から入力されるゲート駆動信号ＧＰ５のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。本実施形態では、このスイッチング素子３４として、スイッチング素子５１～５４と同程度の耐電圧性能を有し、かつソースからドレインへの電流を許容するボディダイオードを備えるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた場合について説明するが、本発明はこれに限らない。このスイッチング素子３４には、ＭＯＳＦＥＴの他、ＩＧＢＴやＪＦＥＴ等の既知のスイッチング素子を用いてもよい。

スイッチング素子３４のドレインは２次側正極入出力端子７２ｐに接続され、スイッチング素子３４のソースは２次側負極入出力端子７２ｎに接続されている。このためスイッチング素子３４のボディダイオードは、直流電源３０の出力電流（正極電力線２１を直流電源３０側からスイッチング回路５側へ流れる電流）を許容し、かつこの出力電流と逆向きの逆電流を遮断する逆流防止ダイオードとして作用する。またゲート駆動信号ＧＰ５のオン／オフに応じてスイッチング素子３４をオン又はオフに切り替えることにより、スイッチング素子３４を、逆流防止ダイオードを迂回するバイパス線を断続するスイッチとして作用させることができる。

また図１に示すように、可変電圧電源７の１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎは、直流電源３０の正負両極に接続されている。より具体的には、可変電圧電源７の１次側正極入出力端子７１ｐは、直流電源３０の正極に接続され、可変電圧電源７の１次側負極入出力端子７１ｎは、直流電源３０の負極に接続されている。なお本実施形態では、１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎを直流電源３０の正負両極に接続した場合について説明するが、本発明はこれに限らない。可変電圧電源７の１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎは、直流電源３０とは別の直流電源の正負両極に接続してもよい。

次に、図２を参照しながら、可変電圧電源７のより詳細な構成について説明する。
図２は、可変電圧電源７の回路構成の一例を示す図である。図２には、可変電圧電源７を、所謂フルブリッジ絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとした場合を示す。なお以下では、電圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを例に説明するが、本発明はこれに限らない。ＤＣ／ＤＣコンバータは電流型としてもよい。

図２に示す可変電圧電源７は、一次巻線及び二次巻線を有する絶縁トランス７０と、絶縁トランス７０の１次側と１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎとを接続する１次側回路７１と、絶縁トランス７０の２次側と２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎとを接続する２次側回路７２と、を備える。

１次側回路７１は、１次側正極入出力端子７１ｐに接続された正極電力線７１Ｌｐと、１次側負極入出力端子７１ｎに接続された負極電力線７１Ｌｎと、これら電力線７１Ｌｐ，７１Ｌｎと絶縁トランス７０の一次巻線とを接続する１次側フルブリッジ回路７１０と、正極電力線７１Ｌｐと負極電力線７１Ｌｎとの間において互いに並列に接続された１次側電圧センサ７１８及び平滑コンデンサ７１９と、を備える。１次側電圧センサ７１８は、電力線７１Ｌｐ，７１Ｌｎの間の電圧に応じた電圧検出信号を電源駆動装置６へ送信する。

１次側フルブリッジ回路７１０は、絶縁トランス７０の１次側においてフルブリッジ回路を構成する４つのスイッチング素子７１１，７１２，７１３，７１４を備える。これらスイッチング素子７１１～７１４は、それぞれ電源駆動装置６から入力されるゲート駆動信号ＧＰ１，ＧＰ２のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。より具体的には、スイッチング素子７１１，７１４は、電源駆動装置６から入力されるゲート駆動信号ＧＰ１のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わり、スイッチング素子７１２，７１３は、電源駆動装置６から入力されるゲート駆動信号ＧＰ２のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。本実施形態では、これらスイッチング素子７１１～７１４として、ソースからドレインへの電流を許容するボディダイオードを備えるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた場合について説明するが、本発明はこれに限らない。これらスイッチング素子７１１～７１４には、ＭＯＳＦＥＴの他、ＩＧＢＴやＪＦＥＴ等の既知のスイッチング素子を用いてもよい。

スイッチング素子７１１，７１３のドレインは正極電力線７１Ｌｐに接続され、スイッチング素子７１１，７１３のソースはそれぞれ絶縁トランス７０の一次巻線の両端に接続される。スイッチング素子７１２，７１４のソースは負極電力線７１Ｌｎに接続され、スイッチング素子７１２，７１４のドレインはそれぞれ絶縁トランス７０の一次巻線の両端に接続される。

２次側回路７２は、２次側正極入出力端子７２ｐに接続された正極電力線７２Ｌｐと、２次側負極入出力端子７２ｎに接続された負極電力線７２Ｌｎと、これら電力線７２Ｌｐ，７２Ｌｎと絶縁トランス７０の二次巻線とを接続する２次側フルブリッジ回路７２０と、正極電力線７２Ｌｐと負極電力線７２Ｌｎとの間において互いに並列に接続された２次側電圧センサ７２８及び平滑コンデンサ７２９と、を備える。２次側電圧センサ７２８は、電力線７２Ｌｐ，７２Ｌｎの間の電圧に応じた電圧検出信号を電源駆動装置６へ送信する。

２次側フルブリッジ回路７２０は、絶縁トランス７０の２次側においてフルブリッジ回路を構成する４つのスイッチング素子７２１，７２２，７２３，７２４を備える。これらスイッチング素子７２１～７２４は、それぞれ電源駆動装置６から入力されるゲート駆動信号ＧＰ３，ＧＰ４のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。より具体的には、スイッチング素子７２１，７２４は、電源駆動装置６から入力されるゲート駆動信号ＧＰ３のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わり、スイッチング素子７２２，７２３は、電源駆動装置６から入力されるゲート駆動信号ＧＰ４のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。本実施形態では、これらスイッチング素子７２１～７２４として、ソースからドレインへの電流を許容するボディダイオードを備えるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた場合について説明するが、本発明はこれに限らない。これらスイッチング素子７２１～７２４には、ＭＯＳＦＥＴの他、ＩＧＢＴやＪＦＥＴ等の既知のスイッチング素子を用いてもよい。

スイッチング素子７２１，７２３のドレインは正極電力線７２Ｌｐに接続され、スイッチング素子７２１，７２３のソースはそれぞれ絶縁トランス７０の二次巻線の両端に接続される。スイッチング素子７２２，７２４のソースは負極電力線７２Ｌｎに接続され、スイッチング素子７２２，７２４のドレインはそれぞれ絶縁トランス７０の二次巻線の両端に接続される。

以上のような可変電圧電源７は、負荷４の力行時には、電源駆動装置６から入力されるゲート駆動信号ＧＰ１，ＧＰ２によって１次側回路７１のスイッチング素子７１１，７１２，７１３，７１４をオン／オフ駆動するとともに、２次側回路７２をスイッチング素子７２１，７２２，７２３，７２４のボディダイオードによる整流回路として作動させることにより、１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎにおける直流電力を変圧し、可変電圧Ｅ２の電力を２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎから出力する。また可変電圧電源７は、負荷４の回生時には、電源駆動装置６から入力されるゲート駆動信号ＧＰ３、ＧＰ４によって２次側回路７２のスイッチング素子７２１，７２２，７２３，７２４をオン／オフ駆動するとともに、１次側回路７１をスイッチング素子７１１，７１２，７１３，７１４のボディダイオードによる整流回路として作動させることにより、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎにおける直流電力を変圧し、１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎから直流電力を出力する。

図３は、電源駆動装置６の構成を示す機能ブロック図である。より具体的には、図３には、可変電圧電源７及び逆流防止用スイッチング素子３４を操作する電源駆動装置６のうち、特に負荷４の力行時における可変電圧電源７の操作に係る部分のみを図示する。

電源駆動装置６は、基準値生成部６０と、振幅係数生成部６１と、乗算部６２と、フィードバックコントローラ６３と、変調波生成部６４と、ゲート駆動信号生成部６５と、を備える。電源駆動装置６は、負荷４の力行時には、これら基準値生成部６０、振幅係数生成部６１、乗算部６２、フィードバックコントローラ６３、変調波生成部６４、及びゲート駆動信号生成部６５を用いることによって生成されるゲート駆動信号ＧＰ１，ＧＰ２を可変電圧電源７の１次側回路７１のスイッチング素子７１１～７１４へ入力し、これらスイッチング素子７１１～７１４を操作することにより、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎから出力される可変電圧Ｅ２の波形を制御する。

基準値生成部６０は、予め定められた複数の基準波形プロファイルデータＷ１～Ｗ６の中から１つを選択し、選択した基準波形プロファイルデータに基づいて制御基準値を算出し、乗算部６２へ出力する。これら基準波形プロファイルデータＷ１～Ｗ６は、負荷４の力行時に２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎから出力される可変電圧Ｅ２の波形の規範となる。

振幅係数生成部６１は、予め設定された振幅係数を乗算部６２へ出力する。振幅係数は、可変電圧Ｅ２の振幅、すなわち可変電圧Ｅ２の最大値を定める係数であり、０から１の間で定められる。

乗算部６２は、基準値生成部６０から出力される制御基準値に振幅係数生成部６１から出力される振幅係数を乗算することにより、可変電圧Ｅ２の目標値を算出し、フィードバックコントローラ６３へ出力する。

フィードバックコントローラ６３は、２次側電圧センサ７２８によって検出される電圧値と乗算部６２から出力される目標値との偏差が無くなるように、既知のフィードバック制御アルゴリズム（例えば、ＰＩＤ制御則）に従って補正信号を生成し、ゲート駆動信号生成部６５へ出力する。

変調波生成部６４は、既知の変調波生成アルゴリズム（例えば、ＰＷＭ変調アルゴリズム、ＰＤＭ変調アルゴリズム、及びΔ－Σ変調アルゴリズム）に従って変調波信号を生成し、ゲート駆動信号生成部６５へ出力する。

ゲート駆動信号生成部６５は、フィードバックコントローラ６３から出力される補正信号と変調波生成部６４から出力される変調波信号との比較に基づいて、１次側回路７１のスイッチング素子７１１，７１４を駆動するためのゲート駆動信号ＧＰ１と、１次側回路７１のスイッチング素子７１２，７１３を駆動するためのゲート駆動信号でありかつゲート駆動信号ＧＰ１とオン／オフが反転したゲート駆動信号ＧＰ２とを生成し、スイッチング素子７１１～７１４へ入力する。

電源駆動装置６は、負荷４の力行時には以上の手順に従ってゲート駆動信号ＧＰ１，ＧＰ２を生成することにより、基準値生成部６０で選択された波形の可変電圧Ｅ２を２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎから出力する。

次に、図１に戻り、負荷４の力行時及び回生時における電源システム１の制御手順について、低電圧入出力時及び高電圧入出力時に分けて説明する。

先ず負荷４の力行時でありかつ多段電圧電源３から電力線２１，２２へ出力する直流電力の電圧を、直流電源３０の出力電圧Ｅ１未満とする低電圧出力時における制御手順を説明する。

この場合、電源駆動装置６は、ゲート駆動信号ＧＰ１～ＧＰ５を何れもオフにすることにより、可変電圧電源７及び逆流防止用スイッチング素子３４を何れもオフにする。これにより、可変電圧電源７の２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の電圧は略０となり、直流電源３０から電力線２１，２２へ電圧Ｅ１の直流電力が供給される。またこの場合、スイッチング回路駆動装置８は、既知のインバータ制御アルゴリズムに従って生成したゲート駆動信号ＧＳ１，ＧＳ２をスイッチング回路５のスイッチング素子５１～５４へ入力し、これらスイッチング素子５１～５４をオン／オフ駆動することにより、電力線２１，２２における直流電力を交流電力に変換し、負荷４へ供給する。

次に負荷４の力行時でありかつ多段電圧電源３から電力線２１，２２へ出力する直流電力の電圧を、直流電源３０の出力電圧Ｅ１以上とする高電圧出力時における制御手順を、図４を参照しながら説明する。より具体的には、以下では、最大電圧を直流電源３０の出力電圧Ｅ１の２倍とする正弦波の交流電力（後述の図４の最下段参照）を負荷４に供給する場合を例に説明する。

図４は、負荷４の力行時でありかつ多段電圧電源３の高電圧出力時における各部分の電圧の変化を示すタイムチャートの一例である。図４の最上段には、可変電圧電源７から出力される可変電圧Ｅ２（すなわち、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の電圧）の時間変化を示し、図４の上から２段目には、多段電圧電源７の出力電圧Ｅｔｏｔ（すなわち、電力線２１，２２の間の電圧）の時間変化を示し、図４の上から３段目には、スイッチング回路駆動装置８によるスイッチング波形、すなわち多段電圧電源７の出力電圧Ｅｔｏｔから可変電圧Ｅ２を除いた電圧の時間変化を示し、図４の最下段には、負荷４に印加される電圧、すなわち入出力端子対４１，４２の間の電圧の時間変化を示す。

このような高電圧出力時には、多段電圧電源７は、電源駆動装置６による制御下において、直流電源３０から出力される直流電力に可変電圧電源７から出力される可変電圧の電力を重畳し、所定の周期で電圧が変動する直流電力を電力線２１，２２へ出力する。より具体的には、電源駆動装置６は、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の可変電圧Ｅ２が０から所定の最大電圧（図４の例では、直流電源３０の出力電圧Ｅ１の２倍）までの間で周期的に変動するように可変電圧電源７を操作する。

例えば図４の最下段に示すような出力波形の交流電力を負荷４に供給する場合、電源駆動装置６は、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の可変電圧Ｅ２の波形が、最終的な出力波形のうち振幅が直流電源３０の出力電圧Ｅ１を超える部分の波形と等しくなるように、すなわち図４の最上段に示すような波形の可変電圧Ｅ２が可変電圧電源７から２次側端子対７２ｐ，７２ｎへ出力されるように、図３を参照して説明した手順に従ってゲート駆動信号ＧＰ１，ＧＰ２を生成し、これらゲート駆動信号ＧＰ１，ＧＰ２によって可変電圧電源７の１次側回路７１を操作する。また電源駆動装置６は、負荷４の力行時にはゲート駆動信号ＧＰ５をオフにすることにより、逆流防止用スイッチング素子３４をオフにする。これにより電力線２１，２２には、直流電源３０から出力される電圧Ｅ１の直流電力に可変電圧電源７から出力される可変電圧Ｅ２の直流電力を重畳した電力が供給される。

また高電圧出力時には、スイッチング回路駆動装置８は、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の可変電圧Ｅ２が所定の電圧閾値（図４の例では、０［Ｖ］）以下である期間内、換言すれば電力線２１，２２へ可変電圧電源７の出力電力を重畳していない期間内（図４において“Ｔｓｗ”で示す期間内）では、負荷４に対し電圧がＥ１［Ｖ］から－Ｅ１［Ｖ］の間で変化する交流電力が供給されるように、既知のインバータ制御アルゴリズムに従って生成したゲート駆動信号ＧＳ１，ＧＳ２をスイッチング回路５のスイッチング素子５１～５４へ入力し、これらスイッチング素子５１～５４を交互に繰り返しオン／オフ駆動するスイッチング制御を実行する（図４の上から２段目及び３段目参照）。したがって、負荷４に供給される交流電力のうち、電圧の絶対値がＥ１［Ｖ］以下の間の波形（図４の最下段において太実線で示す波形）は、スイッチング回路駆動装置８によるスイッチング回路５のスイッチング制御によって実現される。

またスイッチング回路駆動装置８は、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の可変電圧Ｅ２が上記電圧閾値（図４の例では、０［Ｖ］）より高い期間内（図４において、“Ｔｏｆｆ”で示す期間内）、換言すれば電力線２１，２２へ可変電圧電源７の出力電力を重畳している期間内では、負荷４に対し正又は負の電圧が印加され続けるように生成したゲート駆動信号ＧＳ１，ＧＳ２をスイッチング素子５１～５４へ入力し、これらスイッチング素子５１～５４をオン又はオフの何れかの状態で維持する。すなわちこの期間内では、スイッチング回路駆動装置８は、スイッチング素子５１～５４を交互に繰り返しオン／オフ駆動するスイッチング制御を停止する。ここでゲート駆動信号ＧＳ１をオンで維持しかつゲート駆動信号ＧＳ２をオフで維持すると、スイッチング素子５１，５４がオンで維持されかつスイッチング素子５２，５３がオフで維持されるので、負荷４には正の電圧が印加され続ける。またゲート駆動信号ＧＳ１をオフで維持しかつゲート駆動信号ＧＳ２をオンで維持すると、スイッチング素子５１，５４がオフで維持されかつスイッチング素子５２，５３がオンで維持されるので、負荷４には負の電圧が印加され続ける。したがって、負荷４に供給される交流電力のうち、電圧の絶対値がＥ１［Ｖ］より高い間の波形（図４の最下段において太破線で示す波形）は、直流電源３０の出力電圧Ｅ１に可変電圧電源７の可変電圧Ｅ２を重畳することによって実現される。

次に負荷４の回生時でありかつ多段電圧電源３へ入力される直流電力の電圧が所定の充電電圧上限未満となる低電圧入力時における制御手順を説明する。この場合、スイッチング回路駆動装置８は、既知のインバータ制御アルゴリズムに従って生成したゲート駆動信号ＧＳ１，ＧＳ２をスイッチング回路５のスイッチング素子５１～５４へ入力し、これらスイッチング素子５１～５４をオン／オフ駆動することにより、負荷４から出力される交流電力を直流電力に変換し、スイッチング回路５から電力線２１，２２へ供給する。また、電源駆動装置６は、電力線２１，２２の間の電圧が二次電池である直流電源３０の所定の充電電圧上限より低い場合、逆流防止用スイッチング素子３４をオンにすることにより、スイッチング回路５から出力される直流電力を直接直流電源３０に供給し、直流電源３０を充電する。

次に負荷４の回生時でありかつ多段電圧電源３へ入力される直流電力の電圧が上記充電電圧上限以上となる高電圧入力時における制御手順を説明する。この場合、スイッチング回路駆動装置８は、低電圧入力時と同じ手順に従ってスイッチング素子５１～５４をオン／オフ駆動することにより、負荷４から出力される交流電力を直流電力に変換し、スイッチング回路５から電力線２１，２２へ供給する。また電源駆動装置６は、電力線２１，２２の間の電圧が上記充電電圧上限以上である場合、逆流防止用スイッチング素子３４をオフにするとともに、１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎから所定の充電電圧の直流電力が出力されるように、既知のアルゴリズムに従って生成したゲート駆動信号ＧＰ３，ＧＰ４を可変電圧電源７の２次側回路７２のスイッチング素子７２１～７２４へ入力し、これらスイッチング素子７２１～７２４をオン／オフ駆動する。これにより電力線２１，２２における直流電力の一部は可変電圧電源７によって変圧され、直流電源３０に供給される。

本実施形態に係る電源システム１によれば、以下の効果を奏する。
（１）電源システム１は、直流電源３０と、直流電源３０の両極に接続された電力線２１，２２と負荷４とを接続する複数のアームスイッチング素子５１～５４を含むスイッチング回路５と、可変電圧Ｅ２の電力を２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎから出力する可変電圧電源７と、を備える。また本実施形態では、可変電圧電源７の２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎを何れも正極電力線２１に接続することにより、直流電源３０の直流電圧Ｅ１に可変電圧電源７の可変電圧Ｅ２を積み上げることができる。よって本実施形態によれば、直流電源３０の直流電圧Ｅ１に可変電圧Ｅ２を重畳している間（すなわち、高電圧印加時）は、負荷４に印加する電圧を変化させるためにスイッチング回路５を操作する必要が無くなるので、電圧を多段化するにあたりスイッチング回路５に含まれるアームスイッチング素子の数を増やす必要がない。このため例えば特許文献１に示すような多段直流チョッパ回路によって電圧を多段化した場合と比較して、スイッチング回路５におけるアームスイッチング素子の数を減らすことができるので、その分だけスイッチング損失及び定常損失を低くすることができる。

また本実施形態によれば、上述のように高電圧印加時には、電圧を変化させるためにスイッチング回路５を操作する必要が無くなるので、スイッチング回路５に含まれるアームスイッチング素子５１～５４の耐電圧を設計するにあたり、高電圧印加時におけるサージ電圧を考慮する必要が無くなる。よって本実施形態によれば、例えば特許文献１に示すような多段直流チョッパ回路によって電圧を多段化した場合と比較して、スイッチング回路５に含まれるアームスイッチング素子５１～５４の耐電圧を低くすることができるので、これらアームスイッチング素子５１～５４における定常損失を低くでき、さらにアームスイッチング素子５１～５４のコストも低減することができる。

また本実施形態によれば、上述のように高電圧印加時には、電圧を変化させるためにスイッチング回路５を操作する必要が無くなるので、負荷４に印加する電圧の高周波成分を減らすことができるので、鉄損も低減することができる。

ここで本実施形態に係る電源システム１によって実現される効率について従来の電源システムと比較しながら説明する。

図５Ａは、従来の電源システム１００を模式的に示す図であり、図５Ｂは、本実施形態に係る電源システム１を模式的に示す図である。

ここで従来の電源システム１００とは、図５Ａに示すように、直流電源３０から出力される電力を昇圧してスイッチング回路５及び負荷４に供給する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００を備えるものをいう。従来の電源システム１００では、図５Ｂに示す本実施形態に係る電源システム１と異なり、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の低圧側入出力端子対２０１ｐ，２０１ｎは直流電源３０の両極に接続され、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の高圧側入出力端子対２０２ｐ，２０２ｎはスイッチング回路５の両極に接続されている。すなわち従来の電源システム１００は、直流電源３０から出力される電力は全て双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００を通過する点において本実施形態に係る電源システム１と異なる。

ここで直流電源３０の電圧を２倍に昇圧しスイッチング回路５及び負荷４へ１００［ｋＷ］の電力を供給する場合における両電源システム１，１００のシステム全体の効率を比較する。またここでは、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の効率及び絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである可変電圧電源７の効率は何れも９８［％］とする。

上述のように従来の電源システム１００では、直流電源３０から出力される電力は全て双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００を通過することから、直流電源３０の出力電力は約１０２［ｋＷ］となる。すなわち、従来の電源システム１００におけるシステム全体の効率は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の効率と等しい９８［％］となる。

これに対し本実施形態に係る電源システム１では、スイッチング回路５及び負荷４に供給される電力は、直流電源３０から直接出力される電力と、可変電圧電源７を通過する電力とに分けられる。すなわち従来の電源システム１００と異なり、直流電源３０から出力される電力のうち一部のみが可変電圧電源７を通過する。このため直流電源３０の電圧を２倍に昇圧する場合、スイッチング回路５及び負荷４に供給される電力において、直流電源３０から直接出力される電力と可変電圧電源７を通過する電力とは等しく５０［ｋＷ］となる。このため、可変電圧電源７の効率を９８［％］とした場合、直流電源３０の出力電力は約１０１［ｋＷ］となる。従って、本実施形態に係る電源システム１におけるシステム全体の効率は、可変電圧電源７の効率よりも高い９９［％］となる。なお図４に示すように正弦波の交流電力を供給する場合、可変電圧電源７を通過する電力はさらに低くなり、約３４．２[ｋＷ]となるため、システム全体の効率はさらに上昇する。

（２）本実施形態では、可変電圧電源７は、１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎにおける電力を変圧して２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎから可変電圧Ｅ２の電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータとし、この可変電圧電源７の１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎを直流電源３０の両極に接続する。すなわち本実施形態において、可変電圧電源７は、直流電源３０から出力される電力を変圧することによって可変電圧Ｅ２の電力を出力する。よって本実施形態によれば、１つの直流電源３０によって電圧を多段化することができる。

（３）本実施形態では、可変電圧電源７は、絶縁トランス７０と、絶縁トランス７０の１次側と１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎとを接続する１次側回路７１と、絶縁トランス７０の２次側と２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎとを接続する２次側回路７２と、を備える絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとし、直流電源３０は、充放電が可能な二次電池とする。よって本実施形態によれば、負荷４から出力される電力が直流電源３０の充電電圧上限よりも低い低電圧である場合には、負荷４から出力される電力を直接直流電源３０に供給し、負荷４から出力される電力が充電電圧上限よりも高い高電圧である場合には、負荷４から出力される電力を可変電圧電源７によって降圧し、直流電源３０に供給することができる。

（４）本実施形態において、正極電力線２１のうち２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間には、直流電源３０の出力電力を許容し、かつこの出力電流と逆向きの電流を遮断するボディダイオードを備える逆流防止用スイッチング素子３４が設けられている。よって本実施形態によれば、可変電圧電源７の２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎから可変電圧Ｅ２の電力を出力する際に、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎが短絡するのを防止することができる。また本実施形態によれば、可変電圧電源７の２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎから可変電圧Ｅ２の電力を出力する際には、上述のように２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎが短絡するのを防止しつつ、負荷４から電力が出力される場合には、スイッチング素子３４をオンにし、負荷４から出力される電力を直流電源３０に供給することができる。

（５）本実施形態に係る電源システム１は、可変電圧電源７を操作することにより、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の電圧を０から所定の最大電圧までの間で変化させる電源駆動装置６を備える。本実施形態によれば、電源駆動装置６によって可変電圧電源７から出力される電力の可変電圧Ｅ２の波形を好ましい波形に整形することができるので、可変電圧Ｅ２を重畳している間は、スイッチング回路５における複数のアームスイッチング素子５１～５４を操作することなく好ましい波形の交流電力を負荷４に供給することができる。

（７）本実施形態において、スイッチング回路駆動装置８は、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の電圧が所定の電圧閾値以下である期間内では、アームスイッチング素子５１～５４を交互にオン／オフ駆動するスイッチング制御を実行し、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の電圧が電圧閾値より高い期間内では、アームスイッチング素子５１～５４をオン又はオフの何れかで維持する。すなわち本実施形態では、高電圧印加時にはスイッチング回路駆動装置８によるスイッチング制御の実行を停止することにより、スイッチング回路５におけるスイッチング損失及び定常損失をさらに低減することができる。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態に係る電源システムについて図面を参照しながら説明する。なお以下の本実施形態に係る電源システムの説明において、第１実施形態に係る電源システム１と同じ構成については同じ符号を付し、詳細な説明を省略する。本実施形態に係る電源システムは、可変電圧電源の回路構成が第１実施形態と異なる。

図６は、本実施形態に係る電源システムの可変電圧電源７Ａの回路構成を示す図である。可変電圧電源７Ａは、前段コンバータ７３と後段コンバータ８０とを、直流電源３０側から正極電力線２１に設けられた逆流防止用スイッチング素子３４側へ順に直列に組み合わせて構成される。

前段コンバータ７３は、絶縁トランス（図示せず）と、この絶縁トランスの１次側と１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎとを接続する１次側回路（図示せず）と、絶縁トランスの２次側と後段コンバータ８０の１次側入出力端子対８１ｐ，８１ｎとを接続する２次側回路（図示せず）と、を備える絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。なおこの前段コンバータ７３は、図２を参照して説明した可変電圧電源７と同じ構成であるので、詳細な説明を省略する。前段コンバータ７３の１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎは、第１実施形態に係る可変電圧電源７と同様に直流電源３０の正負両極に接続されている。また絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ７３の２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎは、後段コンバータ８０を介し、第１実施形態に係る可変電圧電源７と同様に何れも正極電力線２１に設けられた逆流防止用スイッチング素子３４の両側に接続されている。

後段コンバータ８０は、前段コンバータ７３の２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎに接続された１次側入出力端子対８１ｐ，８１ｎと、正極電力線２１に設けられた逆流防止用スイッチング素子３４の両端に接続された２次側入出力端子対８２ｐ，８２ｎと、を備え、これら１次側入出力端子対８１ｐ，８１ｎと２次側入出力端子対８２ｐ，８２ｎとの間で直流電力を昇圧又は降圧し、双方向に入出力可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。

図７Ａは、後段コンバータ８０の第１の例を示す図である。図７Ａに示す後段コンバータ８０は、１次側入出力端子対８１ｐ，８１ｎに入力される直流電力を降圧して２次側入出力端子対８２ｐ，８２ｎへ出力する降圧チョッパ回路と、２次側入出力端子対８２ｐ，８２ｎに入力される直流電力を昇圧して１次側入出力端子対８１ｐ，８１ｎへ出力する昇圧チョッパ回路と、を組み合わせて構成される昇降圧チョッパ回路である。

図７Ａに示す後段コンバータ８０は、リアクトル８３０と、１次側コンデンサ８３１と、２次側コンデンサ８３２と、第１スイッチング素子８３３と、第２スイッチング素子８３４と、負母線８３５と、を備える。

負母線８３５は、１次側入出力端子８１ｎと２次側入出力端子８２ｎとを接続する配線である。リアクトル８３０は、その一端側が２次側入出力端子８２ｐに接続され、その他端側が第１スイッチング素子８３３と第２スイッチング素子８３４との接続ノード８３６に接続される。１次側コンデンサ８３１は、その一端側が１次側入出力端子８１ｐに接続され、その他端側が負母線８３５に接続される。２次側コンデンサ８３２は、その一端側が２次側入出力端子８２ｐに接続され、その他端側が負母線８３５に接続される。スイッチング素子８３３，８３４には、例えば、図２のスイッチング素子７１１と同様にＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴが用いられる。第１スイッチング素子８３３のドレインは１次側入出力端子８１ｐに接続され、第１スイッチング素子８３３のソースはリアクトル８３０に接続される。また第２スイッチング素子８３４のドレインはリアクトル８３０に接続され、第２スイッチング素子８３４のソースは負母線８３５に接続される。

図７Ａに示す後段コンバータ８０によれば、図示しない駆動回路によってスイッチング素子８３３，８３４をスイッチング制御することにより、１次側入出力端子対８１ｐ，８１ｎにおける直流電力を降圧して２次側入出力端子対８２ｐ，８２ｎから出力させたり、２次側入出力端子対８２ｐ，８２ｎにおける直流電力を昇圧して１次側入出力端子対８１ｐ，８１ｎから出力させたりすることができる。

図７Ｂは、後段コンバータ８０の第２の例を示す図である。図７Ｂに示す後段コンバータ８０は、１次側入出力端子対８１ｐ，８１ｎに入力される直流電力を昇降圧して２次側入出力端子対８２ｐ，８２ｎへ出力する昇降圧チョッパ回路と、２次側入出力端子対８２ｐ，８２ｎに入力される直流電力を昇降圧して１次側入出力端子対８１ｐ，８１ｎへ出力する昇降圧チョッパ回路と、を組み合わせて構成されるバックブーストコンバータである。

図７Ｂに示す後段コンバータ８０は、リアクトル８４０と、１次側コンデンサ８４１と、２次側コンデンサ８４２と、第１スイッチング素子８４３と、第２スイッチング素子８４４と、第３スイッチング素子８４５と、第４スイッチング素子８４６と、負母線８４７と、を備える。

負母線８４７は、１次側入出力端子８１ｎと２次側入出力端子８２ｎとを接続する配線である。リアクトル８４０は、その一端側が第１スイッチング素子８４３と第２スイッチング素子８４４との接続ノード８４８に接続され、その他端側が第３スイッチング素子８４５と第４スイッチング素子８４６との接続ノード８４９に接続される。１次側コンデンサ８４１は、その一端側が１次側入出力端子８１ｐに接続され、その他端側が負母線８４７に接続される。２次側コンデンサ８４２は、その一端側が２次側入出力端子８２ｐに接続され、その他端側が負母線７８７に接続される。スイッチング素子８４３～８４６には、例えば、図２のスイッチング素子７１１と同様にＮチャネル側ＭＯＳＦＥＴが用いられる。第１スイッチング素子８４３のドレインは１次側入出力端子８１ｐに接続され、第１スイッチング素子８４３のソースはリアクトル８４０に接続される。第２スイッチング素子８４４のドレインはリアクトル８４０に接続され、第２スイッチング素子８４４のソースは負母線８４７に接続される。第３スイッチング素子８４５のドレインは２次側入出力端子８２ｐに接続され、第３スイッチング素子８４５のソースはリアクトル８４０に接続される。また第４スイッチング素子８４６のドレインはリアクトル８４０に接続され、第４スイッチング素子８４６のソースは負母線８４７に接続される。

図７Ｂに示す後段コンバータ８０によれば、図示しない駆動回路によってスイッチング素子８４３～８４６をスイッチング制御することにより、１次側入出力端子対８１ｐ，８１ｎにおける直流電力を昇降圧して２次側入出力端子対８２ｐ，８２ｎから出力させたり、２次側入出力端子対８２ｐ，８２ｎにおける直流電力を昇降圧して１次側入出力端子対８１ｐ，８２ｎから出力させたりすることができる。

本実施形態に係る電源システムによれば、上記（１）～（７）の効果に加えて、以下の効果を奏する。
（８）上述の第１実施形態では、図２に示すような絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを可変電圧電源７として用い、その２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎを直接正極電力線２１に接続した場合について説明した。しかしながらこの場合、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎに入力される直流電力を変圧し１次側入出力端子対７１ｐ，７１ｎから出力させる回生時の制御範囲が限られてしまう。これに対し本実施形態では、絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである前段コンバータ７３と双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである後段コンバータ８０とを組み合わせたものを可変電圧電源７Ａとして用いる。換言すれば本実施形態では、前段コンバータ７３を、後段コンバータ８０を介して正極電力線２１に接続する。よって本実施形態によれば、回生時には後段コンバータ８０を駆動し、必要に応じて正極電力線２１側の直流電力を昇圧又は降圧して前段コンバータ７３に供給することができるので、回生時における制御範囲と力行時における制御範囲とを等しくすることができる。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態に係る電源システムについて図面を参照しながら説明する。なお以下の本実施形態に係る電源システムの説明において、第１実施形態に係る電源システム１と同じ構成については同じ符号を付し、詳細な説明を省略する。

図８は、本実施形態に係る電源システム１Ａの回路構成を示す図である。本実施形態に係る電源システム１Ａは、多段電圧電源３Ａ、電源駆動装置６Ａ、及びスイッチング回路駆動装置８Ａの構成が第１実施形態と異なる。

多段電圧電源３Ａは、直流の電力を出力する直流電源３０と、所定の周期で変動する可変電圧の直流電力を出力する第１可変電圧電源７Ｂと、所定の周期で変動する可変電圧の直流電力を出力する第２可変電圧電源９Ｂと、第１逆流防止用スイッチング素子３４Ａと、第２逆流防止用スイッチング素子３５Ａと、を備える。多段電圧電源３Ａは、以下で説明する回路構成によって、０［Ｖ］と、Ｅ１［Ｖ］と、Ｅ１＋Ｅ２［Ｖ］（以下では、第１可変電圧電源７Ｂから出力される可変電圧をＥ２と表記する）と、Ｅ１＋Ｅ２＋Ｅ３［Ｖ］（以下では、第２可変電圧電源９Ｂから出力される可変電圧をＥ３と表記する）と、の４段階の直流電圧を出力可能４レベルの直流電圧電源である。

第１可変電圧電源７Ｂ及び第１逆流防止用スイッチング素子３４Ａは、第１実施形態に係る電源システム１における可変電圧電源７及び逆流防止用スイッチング素子３４と同じ構成であるので、詳細な説明を省略する。

第２可変電圧電源９Ｂは、例えば、互いに絶縁された１次側入出力端子対９１ｐ，９１ｎと２次側入出力端子対９２ｐ，９２ｎとを備え、１次側入出力端子対９１ｐ，９１ｎと２次側入出力端子対９２ｐ，９２ｎとの間で双方向へ直流電力の入出力が可能な絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。すなわち第２可変電圧電源９Ｂは、負荷４の力行時には１次側入出力端子対９１ｐ，９１ｎにおける直流電力を変圧し、可変電圧Ｅ３の電力を２次側入出力端子対９２ｐ，９２ｎから出力し、負荷４の回生時には２次側入出力端子対９２ｐ，９２ｎにおける直流電力を変圧し、１次側入出力端子対９１ｐ，９１ｎから直流電力を出力する。

図８に示すように、第２可変電圧電源９Ｂの２次側入出力端子対９２ｐ，９２ｎは、何れも負極電力線２２のうち直流電源３０とスイッチング回路５との間に接続されている。より具体的には、第２可変電圧電源９Ｂの２次側正極入出力端子９２ｐは、負極電力線２２のうち２次側負極入出力端子９２ｎよりも高電位側（すなわち、２次側負極入出力端子９２ｎよりも直流電源３０側）に接続されている。なお本実施形態では、２次側入出力端子対９２ｐ，９２ｎを何れも負極電力線２２に接続した場合について説明するが、本発明はこれに限らない。第２可変電圧電源９Ｂの２次側入出力端子対９２ｐ，９２ｎは、両方とも正極電力線２１のうち直流電源３０とスイッチング回路５との間に接続してもよい。

第２逆流防止用スイッチング素子３５Ａは、負極電力線２２のうち、２次側入出力端子対９２ｐ，９２ｎの間に設けられている。このスイッチング素子３５Ａは、電源駆動装置６Ａから入力されるゲート駆動信号ＧＰ１０のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。本実施形態では、このスイッチング素子３５Ａとして、スイッチング素子５１～５４と同程度の耐電圧性能を有し、かつソースからドレインへの電流を許容するボディダイオードを備えるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた場合について説明するが、本発明はこれに限らない。このスイッチング素子３５Ａには、ＭＯＳＦＥＴのほか、ＩＧＢＴやＪＦＥＴ等の既知のスイッチング素子を用いてもよい。

スイッチング素子３５Ａのドレインは２次側正極入出力端子９２ｐに接続され、スイッチング素子３５Ａのソースは２次側負極入出力端子９２ｎに接続されている。このためスイッチング素子３５Ａのボディダイオードは、直流電流３０の出力電流（負極電力線２２をスイッチング回路５側から直流電源３０側へ流れる電流）を許容し、かつこの出力電流と逆向きの逆電流を遮断する逆流防止ダイオードとして作用する。またゲート駆動信号ＧＰ１０のオン／オフに応じてスイッチング素子３５Ａをオン又はオフに切り替えることにより、スイッチング素子３５Ａを、逆流防止ダイオードを迂回するバイパス線を断続するスイッチとして作用させることができる。

また図８に示すように、第２可変電圧電源９Ｂの１次側入出力端子対９１ｐ，９１ｎは、直流電源３０の正負両極に接続されている。より具体的には、第２可変電圧電源９Ｂの１次側正極入出力端子９１ｐは、直流電源３０の正極に接続され、第２可変電圧電源９Ｂの１次側負極入出力端子９１ｎは、直流電源３０の負極に接続されている。なお本実施形態では、１次側入出力端子対９１ｐ，９１ｎを直流電源３０の正負両極に接続した場合について説明するが、本発明はこれに限らない。第２可変電圧電源９Ｂの１次側入出力端子対９１ｐ，９１ｎは、直流電源３０とは別の直流電源の正負両極に接続してもよい。

なお第２可変電圧電源９Ｂの具体的な回路構成は、図２を参照して説明した可変電圧電源７と同じであるので、詳細な図示及び説明を省略する。すなわち、第２可変電圧電源９Ｂの１次側回路のスイッチング素子は電源駆動装置６Ａから入力されるゲート駆動信号ＧＰ６，ＧＰ７のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わり、第２可変電圧電源９Ｂの２次側回路のスイッチング素子は電源駆動装置６Ａから入力されるゲート駆動信号ＧＰ８、ＧＰ９のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。

以上のように２つの可変電圧電源７Ｂ，９Ｂを備える多段電圧電源３Ａによれば、０［Ｖ］と、Ｅ１［Ｖ］と、Ｅ１＋Ｅ２［Ｖ］と、Ｅ１＋Ｅ２＋Ｅ３［Ｖ］と、の４段階の直流電圧を出力可能となっている。

ここで負荷４の力行時における電源システム１Ａの制御手順について、多段電圧電源３Ａから出力する直流電力の電圧を、Ｅ１［Ｖ］未満とする低電圧出力時と、Ｅ１＋Ｅ２［Ｖ］未満とする中電圧出力時と、Ｅ１＋Ｅ２［Ｖ］以上とする高電圧出力時とに分けて説明する。

先ず負荷４の力行時でありかつ低電圧出力時における電源駆動装置６Ａ及びスイッチング回路駆動装置８Ａの制御手順は、第１実施形態に係る電源システム１と同じであるので、詳細な説明を省略する。

次に負荷４の力行時でありかつ中電圧出力時における電源駆動装置６Ａ及びスイッチング回路駆動装置８Ａの制御手順も、第１実施形態に係る電源システム１と同じである。すなわち、電源駆動装置６Ａは、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の可変電圧Ｅ２の波形が、最終的な出力波形のうち振幅が直流電源３０の出力電圧Ｅ１を超える部分の波形と等しくなるように、図３を参照して説明した手順に従ってゲート駆動信号ＧＰ１，ＧＰ２を生成し、これらゲート駆動信号ＧＰ１，ＧＰ２によって可変電圧電源７の１次側回路７１を操作する。また電源駆動装置６Ａは、負荷４の力行時にはゲート駆動信号ＧＰ５をオフにすることにより、第１逆流防止用スイッチング素子３４Ａをオフにする。また中電圧出力時には、電源駆動装置６Ａは、２次側入出力端子対９２ｐ，９２ｎの間の可変電圧Ｅ３を０［Ｖ］で維持するべく、ゲート駆動信号ＧＰ６～ＧＰ１０を何れもオフにする。これにより電力線２１，２２には、直流電源３０から出力される電圧Ｅ１の直流電力に第１可変電圧電源７Ｂから出力される可変電圧Ｅ２の直流電力を重畳した電力が供給される。

また中電圧出力時には、スイッチング回路駆動装置８Ａは、第１実施形態に係る電源システム１と同様に、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の可変電圧Ｅ２が所定の電圧閾値以下である期間内、換言すれば電力線２１，２２へ第１可変電圧電源７Ｂの出力電力を重畳していない期間内では、スイッチング回路５のスイッチング素子５１～５４を交互に繰り返しオン／オフ駆動するスイッチング制御を実行する。またスイッチング回路駆動装置８Ａは、２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の可変電圧Ｅ２が上記電圧閾値より高い期間内、換言すれば電力線２１，２２へ第１可変電圧電源７Ｂの出力電力を重畳している期間内では、スイッチング素子５１～５４をオン又はオフの何れかの状態で維持する。

次に負荷４の力行時でありかつ高電圧出力時における電源駆動装置６Ａ及びスイッチング回路駆動装置８Ａの制御手順について説明する。この場合、電源駆動装置６Ａは、第１可変電圧電源７Ｂの２次側入出力端子対７２ｐ，７２ｎの間の可変電圧Ｅ２の波形が、最終的な出力波形のうち振幅がＥ１から、直流電源３０の出力電圧Ｅ１と第１可変電圧電源７Ｂの最大電圧Ｅ２＿ｍａｘとの和の間の部分の波形と等しくなるように、図３を参照して説明した手順に従ってゲート駆動信号ＧＰ１，ＧＰ２を生成し、これらゲート駆動信号ＧＰ１、ＧＰ２によって第１可変電圧電源７Ｂの１次側回路７１を操作する。また電源駆動装置６Ａは、第２可変電圧電源９Ｂの２次側入出力端子対９２ｐ，９２ｎの間の可変電圧Ｅ３の波形が、最終的な出力波形のうち振幅がＥ１＋Ｅ２＿ｍａｘを超える部分の波形と等しくなるように、図３を参照して説明した手順に従ってゲート駆動信号ＧＰ６，ＧＰ７を生成し、これらゲート駆動信号ＧＰ６、ＧＰ７によって第２可変電圧電源９Ｂの１次側回路を操作する。また電源駆動装置６Ａは、負荷４の力行時にはゲート駆動信号ＧＰ５，ＧＰ１０をオフにすることにより、逆流防止用スイッチング素子３４Ａ，３５Ａをオフにする。これにより電力線２１，２２には、直流電源３０から出力される電圧Ｅ１の直流電力に、第１可変電圧電源７Ｂから出力される可変電圧Ｅ２の直流電力と、第２可変電圧電源９Ｂから出力される可変電圧Ｅ３の直流電力とを重畳した電力が供給される。

また高電圧出力時には、スイッチング回路駆動装置８Ａは、中電圧出力時と同様に、電力線２１，２２へ第１可変電圧電源７Ｂ及び第２可変電圧電源９Ｂの出力電力を何れも重畳していない期間内では、スイッチング回路５のスイッチング素子５１～５４を交互に繰り返しオン／オフ駆動するスイッチング制御を実行する、またスイッチング回路駆動装置８Ａは、電力線２１，２２へ第１可変電圧電源７Ｂ及び第２可変電圧電源９Ｂの出力電力の少なくとも何れかを重畳している期間内では、スイッチング素子５１～５４をオン又はオフの何れかの状態で維持する。

本実施形態に係る電源システム１Ａによれば、上記（１）～（７）の効果に加えて、以下の効果を奏する。
（９）本実施形態では、可変電圧Ｅ３の電力を出力する第２可変電圧電源９Ｂの２次側入出力端子対９２ｐ，９２ｎを、負極電力線２２に接続する。これにより、スイッチング回路５におけるアームスイッチング素子５１～５４の数を増やすことなく電圧の段数を増やすことができる。

なお本実施形態では、図２を参照して説明した絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを第１可変電圧電源７Ｂ及び第２可変電圧電源９Ｂとして用いた場合について説明したが、本発明はこれに限らない。第２実施形態において説明したように、絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである前段コンバータ７３と双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである後段コンバータ８０とを直列に組み合わせたものを第１可変電圧電源及び第２可変電圧電源として用いてもよい。

＜第４実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態に係る電源システムとこの電源システムを搭載する移動体としての車両について、図面を参照しながら説明する。

図９は、本実施形態に係る電源システム１Ｂ及びこの電源システム１Ｂを搭載する車両Ｖの回路構成を示す図である。

車両Ｖは、図示しない駆動輪に連結された交流回転電機Ｍと、この交流回転電機Ｍと後述のバッテリＢとの間での電力の授受を行う車両用の電源システム１Ｂと、を備える。なお本実施形態では、車両Ｖは、主として交流回転電機Ｍで発生する動力によって加減速するものを例に説明するが、本発明はこれに限らない。車両Ｖは、動力発生源として交流回転電機Ｍとエンジンとを搭載する所謂ハイブリッド車両としてもよい。

交流回転電機Ｍは、図示しない動力伝達機構を介して駆動輪に連結されている。電源システム１Ｂから交流回転電機Ｍに三相交流電力を供給することによって交流回転電機Ｍで発生させた駆動トルクは、図示しない動力伝達機構を介して駆動輪に伝達され、駆動輪を回転させ、車両Ｖを走行させる。また交流回転電機Ｍは、車両Ｖの減速時には発電機の機能を発揮し、回生電力を発電するとともに、この回生電力の大きさに応じた回生制動トルクを駆動輪に付与する。交流回転電機Ｍによって発電された回生電力は、電源システム１ＢのバッテリＢに適宜充電される。

電源システム１Ｂは、正極電力線２１Ｂ及び負極電力線２２Ｂへ多段電圧の直流の電力を出力する多段電圧電源３Ｂと、電力線２１Ｂ，２２Ｂと交流回転電機Ｍとを接続するスイッチング回路５Ｂと、多段電圧電源３Ｂを操作する電源駆動装置６Ｂと、スイッチング回路５Ｂを操作するスイッチング回路駆動装置８Ｂと、を備える。電源システム１Ｂは、駆動装置６Ｂ，８Ｂによって多段電圧電源３Ｂ及びスイッチング回路５Ｂを操作することにより、多段電圧電源３Ｂから電力線２１Ｂ，２２Ｂへ出力される直流の電力を三相交流に変換し交流回転電機Ｍに供給したり、交流回転電機Ｍから出力される三相交流の電力を直流に変換し多段電圧電源３Ｂに供給したりする。

スイッチング回路５Ｂは、正極電力線２１Ｂと負極電力線２２Ｂとを接続する３本のレグ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗを備える。

Ｕ相レグ５Ｕは、正極電力線２１Ｂと交流回転電機ＭのＵ相とを接続する第１Ｕ相電力線５１Ｕと、負極電力線２２Ｂと交流回転電機ＭのＵ相とを接続する第２Ｕ相電力線５２Ｕと、第１Ｕ相電力線５１Ｕに設けられたＵ相上アームスイッチング素子５３Ｕと、第２Ｕ相電力線５２Ｕに設けられたＵ相下アームスイッチング素子５４Ｕと、を備える。

Ｖ相レグ５Ｖは、正極電力線２１Ｂと交流回転電機ＭのＶ相とを接続する第１Ｖ相電力線５１Ｖと、負極電力線２２Ｂと交流回転電機ＭのＶ相とを接続する第２Ｖ相電力線５２Ｖと、第１Ｖ相電力線５１Ｖに設けられたＶ相上アームスイッチング素子５３Ｖと、第２Ｖ相電力線５２Ｖに設けられたＶ相下アームスイッチング素子５４Ｖと、を備える。

Ｗ相レグ５Ｗは、正極電力線２１Ｂと交流回転電機ＭのＷ相とを接続する第１Ｗ相電力線５１Ｗと、負極電力線２２Ｂと交流回転電機ＭのＷ相とを接続する第２Ｗ相電力線５２Ｗと、第１Ｗ相電力線５１Ｗに設けられたＷ相上アームスイッチング素子５３Ｗと、第２Ｗ相電力線５２Ｗに設けられたＷ相下アームスイッチング素子５４Ｗと、を備える。

これらスイッチング素子５３Ｕ，５４Ｕ，５３Ｖ，５４Ｖ，５３Ｗ，５４Ｗは、スイッチング回路駆動装置８Ｂから入力されるゲート駆動信号のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。

多段電圧電源３Ｂは、直流の電力を出力する直流電源としてのバッテリＢと、それぞれ所定の周期で変動する可変電圧の直流電力を出力するＵ相可変電圧電源７Ｕ、Ｖ相可変電圧電源７Ｖ、及びＷ相可変電圧電源７Ｗと、Ｕ相逆流防止用スイッチング素子３４Ｕと、Ｖ相逆流防止用スイッチング素子３４Ｖと、Ｗ相逆流防止用スイッチング素子３４Ｗと、を備える。多段電圧電源３Ｂは、以下で説明する回路構成によって、０［Ｖ］と、Ｅ１［Ｖ］（以下では、バッテリＢの出力電圧をＥ１と表記する）と、Ｅ１＋Ｅ２［Ｖ］（以下では、可変電圧電源７Ｕ，７Ｖ，７Ｗから出力される可変電圧をＥ１と表記する）と、の３段階の直流電圧を出力可能な３レベルの直流電圧電源である。

バッテリＢの正極は正極電力線２１に接続され、バッテリＢの負極は負極電力線２２に接続されている。

各相の可変電圧電源７Ｕ，７Ｖ，７Ｗには、それぞれ第１実施形態に係る可変電圧電源７と同様に、１次側入出力端子対と２次側入出力端子対との間で双方向へ直流電力の入出力が可能な絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。

より具体的には、Ｕ相可変電圧電源７Ｕの２次側入出力端子対７２Ｕｐ，７２Ｕｎは、何れも第１Ｕ相電力線５１ＵのうちバッテリＢとＵ相上アームスイッチング素子５３Ｕとの間に接続されている。より具体的には、Ｕ相可変電圧電源７Ｕの２次側正極入出力端子７２Ｕｐは、第１Ｕ相電力線５１Ｕのうち２次側負極入出力端子７２Ｕｎよりも高電位側（すなわち、２次側負極入出力端子７２ＵｎよりもＵ相上アームスイッチング素子５３Ｕ側）に接続されている。

またＶ相可変電圧電源７Ｖの２次側入出力端子対７２Ｖｐ，７２Ｖｎは、何れも第１Ｖ相電力線５１ＶのうちバッテリＢとＶ相上アームスイッチング素子５３Ｖとの間に接続されている。より具体的には、Ｖ相可変電圧電源７Ｖの２次側正極入出力端子７２Ｖｐは、第１Ｖ相電力線５１Ｖのうち２次側負極入出力端子７２Ｖｎよりも高電位側（すなわち、２次側負極入出力端子７２ＶｎよりもＶ相上アームスイッチング素子５３Ｖ側）に接続されている。

またＷ相可変電圧電源７Ｗの２次側入出力端子対７２Ｗｐ，７２Ｗｎは、何れも第１Ｗ相電力線５１ＷのうちバッテリＢとＷ相上アームスイッチング素子５３Ｗとの間に接続されている。より具体的には、Ｗ相可変電圧電源７Ｗの２次側正極入出力端子７２Ｗｐは、第１Ｗ相電力線５１Ｗのうち２次側負極入出力端子７２Ｗｎよりも高電位側（すなわち、２次側負極入出力端子７２ＷｎよりもＷ相上アームスイッチング素子５３Ｗ側）に接続されている。

以上のように本実施形態では、各相の可変電圧電源７Ｕ，７Ｖ，７Ｗの２次側入出力端子対を何れも各相の高電位側の電力線５１Ｕ，５１Ｖ，５１Ｗに接続した場合について説明するが、本発明はこれに限らない。各相の可変電圧電源７Ｕ，７Ｖ，７Ｗの２次側入出力端子対は、両方とも各相の低電位側の電力線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗに接続してもよい。

また各相の逆流防止用スイッチング素子３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗは、各相の電力線５１Ｕ，５１Ｖ，５１Ｗのうち、各相の２次側入出力端子対７２Ｕｐ，７２Ｕｎ、２次側入出力端子対７２Ｖｐ，７２Ｖｎ、及び２次側入出力端子対７２Ｗｐ，７２Ｗｎの間に設けられている。

またＵ相可変電圧電源７Ｕの１次側入出力端子対７１Ｕｐ，７１Ｕｎ、Ｖ相可変電圧電源７Ｖの１次側入出力端子対７１Ｖｐ，７１Ｖｎ、及びＷ相可変電圧電源７Ｗの１次側入出力端子対７１Ｗｐ，７１Ｗｎは、それぞれバッテリＢの正負両極に接続されている。より具体的には、Ｕ相可変電圧電源７Ｕの１次側正極入出力端子７１Ｕｐは、バッテリＢの正極に接続され、Ｕ相可変電圧電源７Ｕの１次側負極入出力端子７１Ｕｎは、バッテリＢの負極に接続され、Ｖ相可変電圧電源７Ｖの１次側正極入出力端子７１Ｖｐは、バッテリＢの正極に接続され、Ｖ相可変電圧電源７Ｖの１次側負極入出力端子７１Ｖｎは、バッテリＢの負極に接続され、Ｗ相可変電圧電源７Ｗの１次側正極入出力端子７１Ｗｐは、バッテリＢの正極に接続され、Ｗ相可変電圧電源７Ｗの１次側負極入出力端子７１Ｗｎは、バッテリＢの負極に接続されている。なお本実施形態では、各相の１次側入出力端子対をバッテリＢの正負両極に接続した場合について説明するが、本発明はこれに限らない。各相の１次側入出力端子対は、何れもバッテリＢとは別の直流電源の正負両極に接続してもよい。

なお各相の可変電圧電源７Ｕ，７Ｖ，７Ｗの具体的な回路構成は、図２を参照して説明した可変電圧電源７と同じであるので、詳細な図示及び説明を省略する。以上のように相毎に可変電圧電源７Ｕ，７Ｖ，７Ｗを備える多段電圧電源３Ｂによれば、０［Ｖ］と、Ｅ１［Ｖ］と、Ｅ１＋Ｅ２［Ｖ］と、の３段階の直流電圧を出力可能となっている。

なお交流回転電機Ｍの力行時及び回生時における電源駆動装置６Ｂ及びスイッチング回路駆動装置８Ｂの制御手順は、第１実施形態に係る電源システム１とほぼ同じであるので、詳細な説明を省略する。

本実施形態に係る電源システム１Ｂ及びこれを搭載する車両Ｖによれば、上記（１）～（７）の効果に加えて、以下の効果を奏する。
（１０）本実施形態に係る車両Ｖは、交流回転電機Ｍと、バッテリＢと、Ｕ相可変電圧電源７Ｕと、Ｖ相可変電圧電源７Ｖと、Ｗ相可変電圧電源７Ｗと、Ｕ相電力線５１Ｕ，５２Ｕと、Ｖ相電力線５１Ｖ，５２Ｖと、Ｗ相電力線５１Ｗ，５２Ｗと、を備える。また本実施形態において、Ｕ相可変電圧電源７Ｕの２次側入出力端子対７２Ｕｐ，７２Ｕｎは第１Ｕ相電力線５１Ｕに接続し、Ｖ相可変電圧電源７Ｖの２次側入出力端子対７２Ｖｐ，７２Ｖｎは第１Ｖ相電力線５１Ｖに接続し、Ｗ相可変電圧電源７Ｗの２次側入出力端子対７２Ｗｐ，７２Ｗｎは第１Ｗ相電力線５１Ｕに接続する。本実施形態によれば、第１実施形態に係る電源システム１と同様に、電圧を多段化するにあたり各相のレグに含まれるアームスイッチング素子の数を増やす必要が無くなるので、その分各相のレグにおけるスイッチング損失及び定常損失を低くすることができる。また本実施形態によれば、第１実施形態に係る電源システム１と同様に、各相のレグに含まれるスイッチング素子の耐電圧を低くすることができるので、スイッチング素子における定常損失を低くでき、さらにスイッチング素子のコストも低減することができる。また本実施形態によれば、第１実施形態に係る電源システム１と同様に、高電圧印加時には、電圧を変化させるために各相のレグ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗに含まれるアームスイッチング素子を操作する必要が無くなるので、交流回転電機に印加する電圧の高周波成分を減らすことができるので、鉄損も低減することができる。

なお本実施形態では、図２を参照して説明した絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを可変電圧電源７Ｕ，７Ｖ，７Ｗとして用いた場合について説明したが、本発明はこれに限らない。第２実施形態において説明したように、絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである前段コンバータ７３と双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである後段コンバータ８０とを直列に組み合わせたものを可変電圧電源７Ｕ，７Ｖ，７Ｗとして用いてもよい。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明はこれに限らない。本発明の趣旨の範囲内で、細部の構成を適宜変更してもよい。

例えば上記実施形態では、可変電圧電源７，７Ｂ，９Ｂ，７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ及び前段コンバータ７３として、図２に示すようなフルブリッジ絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた場合について説明したが、本発明はこれに限らない。

図１０は、可変電圧電源の回路構成の他の例を示す図である。図１０には、可変電圧電源７Ｃを、所謂プッシュプル絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとした場合を示す。

可変電圧電源７Ｃは、一次巻線及び二次巻線を有する絶縁トランス７５と、絶縁トランス７５の１次側と１次側入出力端子対７６ｐ，７６ｎとを接続する１次側回路７６と、絶縁トランス７５の２次側と２次側入出力端子対７７ｐ，７７ｎとを接続する２次側回路７７と、を備える。図１０に示すように可変電圧電源７Ｃの絶縁トランス７５は、一次巻線及び二次巻線共にセンタータップ方式である点において、図２に示す可変電圧電源７の絶縁トランス７０と異なる。

１次側回路７６は、１次側正極入出力端子７６ｐと絶縁トランス７５の一次巻線のセンタータップとを接続する正極電力線７６Ｌｐと、１次側負極入出力端子７６ｎに接続された負極電力線７６Ｌｎと、これら電力線７６Ｌｐ，７６Ｌｎと絶縁トランス７５の一次巻線とを接続する１次側同期型両波整流回路７６０と、正極電力線７６Ｌｐと負極電力線７６Ｌｎとの間において互いに並列に接続された１次側電圧センサ７６８及び平滑コンデンサ７６９と、を備える。

１次側同期型両波整流回路７６０は、絶縁トランス７５の一次巻線の一端側と負極電力線７６Ｌｎとを接続する第１スイッチング素子７６１と、絶縁トランス７５の一次巻線の他端側と負極電力線７６Ｌｎとを接続する第２スイッチング素子７６２と、を備える。これらスイッチング素子７６１，７６２は、それぞれ電源駆動装置６から入力されるゲート駆動信号ＧＰ１，ＧＰ２のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。図１０に示す例では、これらスイッチング素子７６１，７６２として、ソースからドレインへの電流を許容するボディダイオードを備えるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた場合について説明するが、本発明はこれに限らない。これらスイッチング素子７６１，７６２には、ＭＯＳＦＥＴの他、ＩＧＢＴやＪＦＥＴ等の既知のスイッチング素子を用いてもよい。

スイッチング素子７６１，７６２のドレインはそれぞれ絶縁トランス７５の一次巻線の両端に接続され、スイッチング素子７６１，７６２のソースは負極電力線７６Ｌｎに接続される。

２次側回路７７は、２次側正極入出力端子７７ｐと絶縁トランス７５の二次巻線のセンタータップとを接続する正極電力線７７Ｌｐと、２次側負極入出力端子７７ｎに接続された負極電力線７７Ｌｎと、これら電力線７７Ｌｐ，７７Ｌｎと絶縁トランス７５の二次巻線とを接続する２次側同期型両波整流回路７７０と、正極電力線７７Ｌｐと負極電力線７７Ｌｎとの間において互いに並列に接続された２次側電圧センサ７７８及び平滑コンデンサ７７９と、を備える。

２次側同期型両波整流回路７７０は、絶縁トランス７５の二次巻線の一端側と負極電力線７７Ｌｎとを接続する第１スイッチング素子７７１と、絶縁トランス７５の二次巻線の他端側と負極電力線７７Ｌｎとを接続する第２スイッチング素子７７２と、を備える。これらスイッチング素子７７１，７７２は、それぞれ電源駆動装置６から入力されるゲート駆動信号ＧＰ３，ＧＰ２のオン／オフに応じてオン又はオフに切り替わる。図１０に示す例では、これらスイッチング素子７７１，７７２として、ソースからドレインへの電流を許容するボディダイオードを備えるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた場合について説明するが、本発明はこれに限らない。これらスイッチング素子７７１，７７２には、ＭＯＳＦＥＴの他、ＩＧＢＴやＪＦＥＴ等の既知のスイッチング素子を用いてもよい。

スイッチング素子７７１，７７２のドレインはそれぞれ絶縁トランス７５の一次巻線の両端に接続され、スイッチング素子７７１，７７２のソースは負極電力線７７Ｌｎに接続される。

Ｖ…車両（移動体）
１，１Ａ，１Ｂ…電源システム（電源システム）
２１，２１Ｂ…正極電力線（第１電力線、第２電力線）
２２，２２Ｂ…負極電力線（第２電力線、第１電力線）
３，３Ａ，３Ｂ…多段電圧電源（電源）
３０…直流電源（直流電源、二次電池）
Ｂ…バッテリ（直流電源）
７，７Ａ，７Ｂ，７Ｃ，９Ｂ，７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ…可変電圧電源
７０，７５…絶縁トランス
７１，７６…１次側回路
７１ｐ，７１ｎ，７６ｐ，７６ｎ…１次側入出力端子対（第２端子対）
７２，７７…２次側回路
７２ｐ，７２ｎ，７７ｐ，７７ｎ…２次側入出力端子対（第１端子対）
７３…前段コンバータ
８０…後段コンバータ
８１ｐ，８１ｎ…１次側入出力端子対
８２ｐ，８２ｎ…２次側入出力端子対（第１端子対）
３４，３４Ａ，３５Ａ，３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗ…逆流防止用スイッチング素子（逆流防止ダイオード、スイッチ）
４…負荷（交流回転電機）
Ｍ…交流回転電機（負荷）
５，５Ｂ…スイッチング回路
５ａ，５ｂ，５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ…レグ
５１，５２，５３，５４，５３Ｕ，５４Ｕ，５３Ｖ，５４Ｖ，５３Ｗ，５４Ｗ…アームスイッチング素子（アームスイッチ）
６，６Ａ，６Ｂ…電源駆動装置
８，８Ａ，８Ｂ…スイッチング回路駆動装置

Claims (10)

1. 直流の電力を出力する主直流電源と、
   前記主直流電源又は当該主直流電源とは別の直流電源に接続された第２端子対における電力を変圧して可変電圧の電力を第１端子対から出力する第１可変電圧電源と、
   前記主直流電源の両極にそれぞれ接続された第１電力線及び第２電力線と、
   前記第１及び第２電力線と負荷とを接続する複数のアームスイッチを含むスイッチング回路と、を備える電源システムであって、
   前記第１端子対は、何れも前記第１電力線に接続され、
   前記第１電力線のうち前記第１端子対の間には、前記主直流電源の出力電流と逆向きの電流を遮断する逆流防止ダイオードが設けられ、
   前記第１可変電圧電源において、前記第１端子対と前記第２端子対とは絶縁されていることを特徴とする電源システム。
2. 前記第１可変電圧電源は、前記第２端子対における電力を変圧して前記第１端子対から出力するＤＣ／ＤＣコンバータを備え、
   前記第２端子対は、それぞれ前記主直流電源の両極に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
3. 前記第１可変電圧電源は、絶縁トランスと、前記絶縁トランスの１次側と前記第２端子対とを接続する１次側回路と、前記絶縁トランスの２次側と前記第１端子対とを接続する２次側回路と、を備える絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを備え、
   前記主直流電源は、化学エネルギを電気エネルギに変換する放電及び電気エネルギを化学エネルギに変換する充電の両方が可能な二次電池であることを特徴とする請求項２に記載の電源システム。
4. 前記第１可変電圧電源は、前段コンバータと、後段コンバータと、を備え、
   前記前段コンバータは、絶縁トランスと、前記絶縁トランスの１次側と前記第２端子対とを接続する１次側回路と、前記絶縁トランスの２次側と前記後段コンバータの１次側入出力端子対とを接続する２次側回路と、を備える絶縁双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
   前記後段コンバータは、前記１次側入出力端子対と前記第２端子対との間で直流電力を昇圧又は降圧し双方向に入出力可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
   前記主直流電源は、化学エネルギを電気エネルギに変換する放電及び電気エネルギを化学エネルギに変換する充電の両方が可能な二次電池であることを特徴とする請求項２に記載の電源システム。
5. 前記第１電力線のうち前記第１端子対の間には、前記主直流電源の出力電流を許容し、かつ当該出力電流と逆向きの電流を遮断する逆流防止ダイオードが設けられていることを特徴とする請求項１から４の何れかに記載の電源システム。
6. 前記第１電力線のうち前記第１端子対の間には、前記主直流電源の出力電流を許容し、かつ当該出力電流と逆向きの電流を遮断する逆流防止ダイオードと、前記逆流防止ダイオードを迂回するバイパス線を断続するスイッチと、が設けられていることを特徴とする請求項３又は４に記載の電源システム。
7. 前記第１可変電圧電源を操作することにより前記第１端子対の間の電圧を０から所定の最大電圧までの間で変化させる電源駆動装置をさらに備えることを特徴とする請求項１から６の何れかに記載の電源システム。
8. 前記アームスイッチを操作するスイッチング回路駆動装置をさらに備え、
   前記スイッチング回路駆動装置は、前記第１端子対の間の電圧が所定の電圧閾値以下である期間内又は前記第１及び第２電力線へ前記第１可変電圧電源の出力電力を重畳していない期間内では、前記アームスイッチを交互にオンオフするスイッチング制御を実行し、前記第１端子対の間の電圧が前記電圧閾値より高い期間内又は前記第１及び第２電力線へ前記第１可変電圧電源の出力電力を重畳している期間内では、前記アームスイッチをオン又はオフの何れかで維持することを特徴とする請求項１から７の何れかに記載の電源システム。
9. 可変電圧の電力を出力端子対から出力する第２可変電圧電源をさらに備え、
   前記出力端子対は、何れも前記第１電力線又は前記第２電力線に接続されていることを特徴とする請求項１から８の何れかに記載の電源システム。
10. 駆動輪に連結された交流回転電機と、
    直流の電力を出力する主直流電源と、
    前記主直流電源又は当該主直流電源とは別の直流電源に接続されたＵ相入力端子対における電力を変圧して可変電圧の電力をＵ相出力端子対へ出力するＵ相可変電圧電源と、
    前記主直流電源又は当該主直流電源とは別の直流電源に接続されたＶ相入力端子対における電力を変圧して可変電圧の電力をＶ相出力端子対へ出力するＶ相可変電圧電源と、
    前記主直流電源又は当該主直流電源とは別の直流電源に接続されたＷ相入力端子対における電力を変圧して可変電圧の電力をＷ相出力端子対へ出力するＷ相可変電圧電源と、
    前記交流回転電機のＵ相に接続されたＵ相レグの両端と前記主直流電源の両極とを接続する第１Ｕ相電力線及び第２Ｕ相電力線と、
    前記交流回転電機のＶ相に接続されたＶ相レグの両端と前記主直流電源の両極とを接続する第１Ｖ相電力線及び第２Ｖ相電力線と、
    前記交流回転電機のＷ相に接続されたＷ相レグの両端と前記主直流電源の両極とを接続する第１Ｗ相電力線及び第２Ｗ相電力線と、を備える移動体であって、
    前記Ｕ相出力端子対は前記第１Ｕ相電力線に接続され、
    前記Ｖ相出力端子対は前記第１Ｖ相電力線に接続され、
    前記Ｗ相出力端子対は前記第１Ｗ相電力線に接続され、
    前記第１Ｕ相電力線のうち前記Ｕ相出力端子対の間には、前記主直流電源の出力電流と逆向きの電流を遮断するＵ相逆流防止ダイオードが設けられ、
    前記第１Ｖ相電力線のうち前記Ｖ相出力端子対の間には、前記主直流電源の出力電流と逆向きの電流を遮断するＶ相逆流防止ダイオードが設けられ、
    前記第１Ｗ相電力線のうち前記Ｗ相出力端子対の間には、前記主直流電源の出力電流と逆向きの電流を遮断するＷ相逆流防止ダイオードが設けられ、
    前記Ｕ相可変電圧電源において、前記Ｕ相出力端子対と前記Ｕ相入力端子対とは絶縁され、
    前記Ｖ相可変電圧電源において、前記Ｖ相出力端子対と前記Ｖ相入力端子対とは絶縁され、
    前記Ｗ相可変電圧電源において、前記Ｗ相出力端子対と前記Ｗ相入力端子対とは絶縁されていることを特徴とする移動体。
    

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