WO2020079745A1 - 電力変換装置および磁気共鳴イメージング装置用電源装置 - Google Patents

電力変換装置および磁気共鳴イメージング装置用電源装置 Download PDF

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WO2020079745A1
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switching
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村上　哲
岩田　明彦
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三菱電機株式会社
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    • A61B5/05—Detecting, measuring or recording for diagnosis by means of electric currents or magnetic fields; Measuring using microwaves or radio waves 
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    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved

Definitions

  • the present application relates to a power converter for a magnetic resonance imaging apparatus and a power converter including a switching power supply and a control circuit for controlling the switching power supply.
  • the power conversion device there is a power supply device used in a magnetic resonance imaging device (hereinafter referred to as an MRI device).
  • the MRI apparatus applies a high-frequency magnetic field in a pulse shape to an inspection target placed in a static magnetic field, detects a magnetic resonance signal generated by the inspection target, and reconstructs an image based on this detection signal. .
  • the MRI device is equipped with a superconducting coil or a normal conducting coil for generating a static magnetic field as a magnetic field generating coil, and a high frequency coil for generating a high frequency magnetic field. Further, these magnetic field generating coils are equipped with a switching power supply for controlling the magnitude and timing of the applied current in order to generate a magnetic field having a predetermined magnetic strength.
  • Patent Document 1 as a gradient magnetic field switching power supply of such an MRI apparatus, there is a power supply device that can obtain a high voltage and a large capacity by connecting a plurality of switching power supplies in parallel and further connecting them in series. It is shown. Then, by providing a reactor and a capacitor at the input and output ends of the switching power supplies connected in parallel, it is possible to prevent current sneak between the switching power supplies and to operate the switching power supplies connected in parallel by shifting the phase of the switching power supplies. It is said that the ripple can be reduced.
  • the switching power supply includes a switching element and a DC voltage source, and converts the voltage at the input end and outputs the voltage to the output end.
  • each of the plurality of switching power supplies is provided.
  • a DC voltage source is provided separately.
  • the present application discloses a technique for solving the above-mentioned problems, and by connecting a plurality of switching power supplies having a common DC voltage source in parallel, an extra shunt that may flow between the switching power supplies is provided. It is an object of the present invention to provide a power conversion device and a power supply device for a magnetic resonance imaging device that can suppress the current and perform appropriate current control.
  • a power conversion device disclosed in the present application is a power conversion device that includes a switching power supply that includes a switching element and a DC voltage source and that converts a voltage at an input end and outputs the voltage to an output end, and a control circuit that controls the switching element.
  • a switching power supply that includes a switching element and a DC voltage source and that converts a voltage at an input end and outputs the voltage to an output end
  • a control circuit that controls the switching element.
  • the magnetic resonance imaging apparatus power supply device disclosed in the present application includes the plurality of switching power supplies and the control circuit, and supplies a current to the magnetic field generating coil that is the load.
  • the power conversion device and the magnetic resonance imaging power supply device disclosed in the present application by connecting a plurality of switching power supplies having a common DC voltage source in parallel, it is possible to suppress an excessive shunt that may flow between the switching power supplies. As a result, a power converter and a power supply for a magnetic resonance imaging apparatus that can perform appropriate current control can be obtained.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an entire power conversion device according to a first embodiment.
  • 2 is a block diagram showing a detailed configuration of a main circuit portion of FIG. 1.
  • FIG. It is a figure explaining operation at the time of positive voltage output of a switching power supply. It is a figure explaining operation at the time of a negative voltage output of a switching power supply.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a current of a gradient magnetic field coil generated by the power conversion device according to the first embodiment. It is a figure explaining one of the subjects when switching power supplies which share a direct current voltage source are connected in parallel, and the electric current which circulates between switching power supplies.
  • FIG. 3 is a diagram showing an internal configuration of a control circuit 8 in FIG. 1.
  • 5 is a timing chart illustrating a control operation of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining current increase / decrease of each reactor 6a to 6d in the switching state S1 shown in FIG. 9.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining current increase / decrease in each of reactors 6a to 6d in switching state S2 shown in FIG. 9.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining current increase / decrease in each of reactors 6a to 6d in switching state S3 shown in FIG. 9.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of the entire power conversion device according to the first embodiment, in which the present application is applied to a power supply for a magnetic resonance imaging apparatus that supplies a current to a gradient magnetic field generating coil of an MRI apparatus. .
  • the present application is not limited to a power supply for a magnetic resonance imaging apparatus, but is widely applied to a power conversion device including a plurality of switching power supplies that have a common DC voltage source and are connected in parallel with each other. It is possible.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of a main circuit portion of the power conversion device shown in FIG.
  • the switching power supply 1 and the switching power supply 1 are provided in series, and the switching power supplies 3a and 3b connected in parallel to each other are provided.
  • the outputs of the switching power supplies 1, 3a and 3b serve as a load.
  • a predetermined current is supplied to the gradient coil 5.
  • a control circuit 8 for controlling the switching power supplies 1, 3a and 3b is provided.
  • the switching power supply 1 includes switching elements SW11 to SW14 connected in a full bridge and a DC voltage source 2 of a voltage V1, and converts the voltage at the input end T11 and outputs it to the output end T12.
  • the voltage conversion operation will be described later with reference to FIGS. 3 and 4.
  • the switching power supplies 3a and 3b are provided with a DC voltage source 4 having a common voltage V2 and respective switching elements SW31 to SW34 and switching elements SW35 to SW38. Then, a reactor 6a as an inductance element and a current sensor 7a as a current detecting means for detecting the current IL1 flowing through the reactor 6a are inserted at the input terminal T21 of the switching power supply 3a.
  • the reactor 6b and the current sensor 7b are inserted into the output end T22 of the switching power supply 3a, and the reactor 6c and the current sensor 7c are connected to the input end T31 of the switching power supply 3b and the reactor is connected to the output end T32. 6d and the current sensor 7d are inserted respectively.
  • the control circuit 8 sets each switching element so that the current detection value (reactor current 9) by the current sensors 7a to 7d matches the preset current command value.
  • the gate signal 10 for driving the SW31 to SW38 on / off is generated.
  • control circuit 8 also generates a gate signal for driving the switching elements SW11 to SW14 of the switching power supply 1 to turn on and off, but here, the operation of the switching power supplies 3a and 3b, which are the main subjects of the present application, are connected in parallel with each other. Shall be explained.
  • a MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the switching power supply 1 may be configured in parallel like the switching power supplies 3a and 3b.
  • FIG. 3 and 4 explain the voltage conversion operation of the switching power supply by taking the switching power supply 3a as an example.
  • FIG. 3 shows the operation at the time of outputting a positive voltage, by controlling the switching elements SW32 and SW33 to be turned on and the switching elements SW31 and SW34 to be turned off, so that a DC voltage is applied to the voltage at the input end T21 in the current path indicated by the arrow.
  • a voltage obtained by adding the voltage V2 of the source 4 is output to the output terminal T22.
  • FIG. 4 shows an operation at the time of outputting a negative voltage, by controlling the switching elements SW31 and SW34 to be turned on and the switching elements SW32 and SW33 to be turned off, so that the voltage from the input terminal T21 to the DC voltage is changed in the current path indicated by the arrow.
  • the voltage obtained by subtracting the voltage V2 of the source 4 is output to the output terminal T22.
  • the upper arm through for turning on the switching elements SW31 and SW33 or the switching elements SW32 and SW34 is used.
  • There is a lower arm through operation that turns on, and during this through operation, the voltage at the input terminal T21 and the voltage at the output terminal T22 are the same.
  • FIG. 5 shows a current waveform of the gradient magnetic field coil 5 generated by the power conversion device according to the first embodiment.
  • a square wave pulse current is generated by the switching power supplies 1, 3a, 3b, and is constituted by a t0 period of a current rising portion and a falling portion and a t1 period of a current flat portion.
  • the switching power supply 1 performs a through operation, and the switching power supplies 3a and 3b connected in parallel perform a PWM (Pulse Width Modulation) operation in positive and negative directions by shifting their phases, as will be described later.
  • the amount and current polarity are variably controlled (only the forward current is shown in this figure).
  • the switching power supplies 1, 3a and 3b also perform PWM operation to control the rising and falling speeds of the current. In this way, by connecting the switching power supplies 1 in series and increasing the applied voltage, it is possible to increase the current gradient of the rising and falling of the current in the gradient coil 5.
  • FIG. 6 illustrates the current circulating between switching power supplies, which is one of the problems when switching power supplies having a common DC voltage source are connected in parallel.
  • the reactor shown in FIGS. 1 and 2 is not inserted in each input end and each output end.
  • the switching power supply 3a has its switching elements SW32 and SW33 turned on and SW31 and SW34 turned off at the time of positive voltage output, and the switching power supply 3b has its switching elements SW36 and SW38 turned on. It is in the state of the lower arm through.
  • the body diode of the switching element SW36 ⁇ the switching element SW32 ⁇ the N busbar is passed through the N busbar that connects the negative electrode of the common DC voltage source 4 between the switching power supplies 3a and 3b.
  • the circulating current flows due to the voltage drop difference between both switching elements SW36 and SW32.
  • the circulating current may flow through the bus bar even in other operating states such as the switching power supply 3a outputting a negative voltage and the switching power supply 3b performing a through operation.
  • these current suppressing elements do not necessarily have to be reactors that are single components, and depending on the structure of the switching power supply, for example, an inductance element such as a stray inductance existing in the connecting conductor portion may be adopted. Good.
  • FIG. 7 illustrates a phenomenon of shunting between switching power supplies, which is a further problem when switching power supplies having a common DC voltage source are connected in parallel.
  • the switching power supply 3a outputs the positive voltage when the switching elements SW32 and SW33 are on and SW31 and SW34 are off, and the switching power supply 3b outputs the switching elements SW36 and SW38. It is in the state of the lower arm through where and are on.
  • shunt control can be performed to make the current IL1 flowing through the reactor 6a inserted into the input terminal T21 of the switching power supply 3a equal to the current IL3 flowing through the reactor 6c inserted into the input terminal T31 of the switching power supply 3b.
  • the switching power supplies 3a and 3b share the DC voltage source 4
  • the current IL2 flowing in the reactor 6b inserted in the output terminal T22 of the switching power supply 3a and the reactor 6d inserted in the output terminal T32 of the switching power supply 3b are connected to each other.
  • the current shunt problem arises in that the flowing current IL4 is not equal.
  • the basic control is that the voltage output periods of both switching power supplies 3a and 3b are temporally shifted from each other, and that reactors 6a formed by current sensors 7a to 7d inserted in each input end and each output end of both switching power supplies 3a and 3b.
  • the switching elements SW31 to SW38 are controlled so that the detected values of the currents IL1 to IL4 of 6d match the preset current command values.
  • each current command value is set for each switching power supply by dividing the current command value set in the gradient magnetic field coil 5 according to the capacity of each switching power supply.
  • 1/2 of the current command value set in the gradient magnetic field coil 5 is set as the current command value of each of the currents IL1 to IL4. Good.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the internal configuration of the control circuit 8
  • FIG. 9 is a timing chart explaining its control operation.
  • the switching power supply 3a performs a through operation in which positive and negative voltages are output in the first half period T / 2 and no voltage is output in the second half, as shown in FIG.
  • the switching power supply 3b performs a through operation in which no voltage is output in the first half period T / 2 of the cycle T, and outputs positive and negative voltages in the second half.
  • the switching frequency of each switching element maintains a value corresponding to the period T, so that the switching loss thereof does not increase and the output currents of the switching power supplies 3a and 3b are not increased.
  • the current ripple is reduced to a value corresponding to the period T / 2.
  • the switching power supply 3a outputs the voltage at the first T / 3, the through operation is performed during the remaining 2T / 3, the switching power supply 3b outputs the voltage at the first T / 3, and the voltage is output at the next T / 3.
  • the switching power supply 3c outputs the voltage during the remaining T / 3 period, and the switching power supply 3c outputs the voltage during the remaining T / 3 period through the through operation in the first 2T / 3.
  • each switching element is adjusted so that the detected current value matches the current command value.
  • the specific content of the control will be described.
  • the gate signal generation circuit 8i generates a gate signal for controlling the switching elements SW31 to SW34 of the switching power supply 3a from the signal from the switch 8e via the PI calculator 8g.
  • a gate signal for controlling the switching elements SW35 to SW38 of the switching power supply 3b is generated from a signal from the switch 8f via a PI calculator 8h by a gate signal generation circuit 8j.
  • the switch 8e performs the switching operation at a cycle of T / 4, as shown in FIG. 9 (1).
  • the switching device 8e is configured to detect the error component of both values calculated by the comparator 8a based on the IL1 detection value and the IL1 command value detected at T / 4 before the timing ta at the left end of the timing chart. Is output.
  • the switch 8e causes the error between the two values calculated by the comparator 8b based on the IL2 detection value detected at the timing ta and the IL2 command value. Output minutes.
  • the error D from the comparator 8a or 8b is shown in FIG. 4 and the duty D that determines the positive voltage output period shown in FIG. 3 by judging the error by the duty setting reference of FIG.
  • the duty (1-D) that determines the negative voltage output period is output.
  • the polarity of the current passed through the gradient magnetic field coil 5 is controlled by the length of the positive voltage output period D and the negative voltage output period (1-D), and the time difference between the positive voltage output period D and the negative voltage output period (1-D) is controlled. Controls the amount of current passed through the gradient magnetic field coil 5.
  • the positive voltage output period D is determined by the calculation based on the error between the IL1 detected value and the IL1 command value by the switching operation of the switch 8e described above.
  • the negative voltage output period (1-D) after the lapse of the positive voltage output period D is determined by the calculation based on the error between the switched IL2 detection value and the IL2 command value.
  • both the control operation for matching the detected value with respect to the current IL1 of the input terminal T21 of the switching power supply 3a to the command value and the control operation for matching the detected value with respect to the current IL2 of the output terminal T22 of the switching power supply 3a to the command value can be surely executed together.
  • the positive voltage output period D and the negative voltage output period (1-D) are different from each other, that is, they are calculated based on the data relating to the current IL1 and the current IL2, respectively. Therefore, the total of both calculation periods is not always T / 2 exactly as shown in FIG. 9 (3). However, the error from the period T / 2 is absorbed in the subsequent through operation period, and no particular problem occurs.
  • the switching unit 8f (FIG. 8), at the timing tc in FIG. 9 (1), calculates the error component of both values calculated by the comparator 8c based on the IL3 detection value and the IL3 command value detected at the timing tb before this. Is output.
  • the switch 8f causes an error between both values calculated by the comparator 8d based on the IL4 detection value detected at the timing tc and the IL4 command value. Output minutes.
  • the positive voltage output period D is determined by the calculation based on the difference between the IL3 detected value and the IL3 command value by the switching operation of the switch 8f described above.
  • the negative voltage output period (1-D) after the lapse of the positive voltage output period D is determined by the calculation based on the difference between the switched IL4 detection value and the IL4 command value.
  • both the control operation for matching the detected value with respect to the current IL3 of the input terminal T31 and the command value and the control operation for matching the detected value with respect to the current IL4 of the output terminal T32 with the command value can be surely executed together.
  • FIG. 9 (7) shows each voltage output period determined according to the switching state.
  • the switching power supply 3a outputs a positive voltage S1, the negative voltage output period S2, and the switching power supply 3b.
  • the period during which the positive voltage is output is shown as S3, and the period during which the negative voltage is output is shown as S4.
  • 10 to 13 schematically show increase and decrease of the current flowing through the reactors 6a to 6d during the period of S1 to S4 shown in FIG.
  • the switching elements SW32 and SW33 are turned on, the switching elements SW31 and SW34 are turned off, the switching power supply 3a outputs a positive voltage, the switching elements SW36 and SW38 are turned on, and the switching power supply 3b is a lower arm through. This is the period of S1 shown in FIG.
  • the right figure is an equivalent circuit focusing on the current path, and schematically shows the slope (increase / decrease) of the current flowing in each reactor at this time, and during this period, Since the reactors 6a, 6b, 6c are excited, the current increases, and the reactor 6d is reset, so the current decreases.
  • the switching elements SW31 and SW34 are on, the switching elements SW32 and SW33 are off, the switching power supply 3a outputs a negative voltage, the switching elements SW36 and SW38 are on, and the switching power supply 3b is a lower arm through. This is the period of S2 shown in FIG.
  • the switching elements SW36 and SW37 are on, the switching elements SW35 and SW38 are off, the switching power supply 3b outputs a positive voltage, the switching elements SW32 and SW34 are on, and the switching power supply 3a is a lower arm through. This is the period of S3 shown in FIG.
  • the relationship between the increase / decrease (+, ⁇ ) change in the current IL1 at the input end and the current IL2 at the output end of the switching power supply 3a is as follows.
  • the current IL1 at the input end of the switching power supply 3a is + for 3 periods, ⁇ for 1 period, and the output end current IL2 is for + for 1 period and ⁇ for 3 periods, and is seen as the total of the current IL1 and the current IL2.
  • the number of + becomes the same as the number of-, and the increase / decrease in current is offset.
  • the current IL3 at the input end of the switching power supply 3b is + for 3 periods, ⁇ for 1 period, and the output end current IL4 for + for 1 period, ⁇ for 3 periods,
  • the number of + is the same as the number of ⁇ , and the increase and decrease of the current are offset.
  • the relationship between the current IL1 at the input end of the switching power supply 3a and the current IL3 at the input end of the switching power supply 3b is as follows.
  • the current IL1 at the input end of the switching power supply 3a is + for 3 periods, ⁇ for one period, and the current IL3 at the input end of the switching power supply 3b for + for 3 periods and ⁇ for one period.
  • the characteristics of increase and decrease of are the same.
  • the current IL2 at the output end of the switching power supply 3a is + for 1 period, ⁇ for 3 periods, and the current IL4 at the output end of the switching power supply 3b for + is 1 period
  • the ⁇ indicates the three periods, and the characteristics of increase and decrease of the current IL2 and the current IL4 are the same.
  • control when the switching power supply 3a outputs a positive voltage, control is performed based on the current IL1 at the input end, and when outputting a negative voltage, control is performed based on the current IL2 at the output end.
  • control when the switching power supply 3a outputs a positive voltage, control may be performed based on the current IL2 at the output end, and when outputting a negative voltage, control may be performed based on the current IL1 at the input end.
  • the reactors 6a to 6d and the current sensor are respectively provided at the input ends and the output ends of the switching power supplies 3a and 3b that share the DC voltage source 4 and are connected in parallel with each other. 7a to 7d, the voltage output periods of the switching power supplies 3a and 3b are shifted from each other by a half cycle (T / 2), and the respective current detection values are the currents IL1 to IL4 at the input ends and the output ends. Since the control circuit 8 for controlling so as to match the command value is provided, a common DC voltage source is used to suppress an excessive shunt that may flow between the switching power supplies, and to suppress current ripple that flows in the gradient magnetic field coil 5. It becomes possible to do.
  • Embodiment 2 The power converter according to the second embodiment takes into consideration the case where the response of the control circuit 8 cannot catch up with the configuration of the first embodiment, and as shown below, the current detection of the reactor and the control switching timing The cycle is doubled.
  • FIG. 14 is a timing chart illustrating a control operation of the power conversion device according to the second embodiment.
  • current detection and switching by the switch 8e described in FIG. 8 are performed at a cycle of T / 2.
  • the positive voltage output period D and the negative voltage output of the switching power supply 3a are further calculated based on the error between the IL1 detection value and the IL1 command value detected before T / 2.
  • the positive voltage output period D and the negative voltage output of the switching power supply 3a are calculated based on the error between the IL2 detection value detected at the timing tb before T / 2 and the IL2 command value.
  • the period (1-D) is calculated.
  • the switching power supply 3b detects the IL3 detection value and the IL3 command value detected at the timing ta, which is T / 2 before the switching power supply 3a, at the timing tb deviating from the switching power supply 3a.
  • the positive voltage output period D and the negative voltage output period (1-D) of the switching power supply 3b are calculated based on the difference between
  • the positive voltage output period D and the negative voltage output of the switching power supply 3b are determined based on the error between the IL4 detection value detected at the timing tc before T / 2 and the IL4 command value.
  • the period (1-D) is calculated.
  • the operation of controlling the voltage output period including the positive voltage output period and the negative voltage output period based on the currents IL1 and IL3 at the input end and the voltage based on the currents IL2 and IL4 at the output end.
  • the operation of controlling the output period is alternately switched every cycle of the switching power supply 3a (3b).
  • the power converter according to the second embodiment performs the operation of controlling the voltage output period based on the currents IL1 and IL3 at the input end and the operation of controlling the voltage output period based on the currents IL2 and IL4 at the output end. Since the switching power supplies 3a and 3b are switched alternately every cycle, the conditions for controlling the currents IL1 to IL4 at the input ends and the output ends so that the detected current values match the current command values are set. Since the response speed of the control required for the control circuit 8 can be reduced while maintaining it, there is an advantage that the device design can be made easy and stable.

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Abstract

直流電圧源（４）を共通とし互いに並列接続されたスイッチング電源（３ａ）、（３ｂ）の、各入力端、各出力端にそれぞれリアクトル（６ａ）～（６ｄ）と電流センサ（７ａ）～（７ｄ）とを備え、両スイッチング電源（３ａ）、（３ｂ）の電圧出力期間を互いに半周期（Ｔ／２）ずらすとともに、各入力端、各出力端の電流（ＩＬ１）～（ＩＬ４）に関し、各電流検出値が各電流指令値に一致するよう制御する制御回路（８）を備えたので、直流電圧源を共通とすることでスイッチング電源間に流れ得る余分な分流を抑制し、かつ、傾斜磁場コイル（５）に流れる電流リプルを抑制することが可能となる電力変換装置が得られる。

Description

電力変換装置および磁気共鳴イメージング装置用電源装置
　本願は、スイッチング電源とこのスイッチング電源を制御する制御回路とを備えた電力変換装置および磁気共鳴イメージング装置用電源装置に関するものである。
　電力変換装置の一例として、磁気共鳴イメージング装置（以下、ＭＲＩ装置という）に用いられる電源装置がある。
　ＭＲＩ装置は、静磁場中に置かれた検査対象に高周波磁場をパルス状に印加し、検査対象が発生する磁気共鳴信号を検出し、この検出信号をもとに画像を再構成するものである。
　ＭＲＩ装置には、磁場発生コイルとして、静磁場を発生する超電導コイルあるいは常電導コイル、更に、高周波磁場を発生するための高周波コイルが備えられている。また、これら磁場発生コイルは、所定の磁気強度の磁場を発生させるために、印加電流の大きさとタイミングとを制御するためのスイッチング電源を備えている。
　例えば、特許文献１には、このようなＭＲＩ装置の傾斜磁場用スイッチング電源として、複数のスイッチング電源を並列に接続し、更に直列に接続することで、高電圧、大容量が得られる電源装置が示されている。そして、並列接続したスイッチング電源の入出力端にリアクトルとコンデンサとを設けることで、スイッチング電源間の電流回り込みを防止するとともに、並列接続したスイッチング電源の位相をずらして動作させることにより、出力電流のリップルを低減することが可能となるとされている。
特開平９－２８９９７９号公報
　ところで、スイッチング電源は、スイッチング素子と直流電圧源とを備え、入力端の電圧を変換して出力端に出力するものであるが、特許文献１の電源装置においては、複数のスイッチング電源のそれぞれに個別に直流電圧源が備えられている。
　このため、電源装置全体としてコストの増大が避けられない。仮に、コストを下げるため、各スイッチング電源の直流電圧源を共通のものにすると、詳細は後段で説明するが、この共通の直流電圧源を各スイッチング電源に接続する母線を介してスイッチング電源間に余分な分流が発生し、特許文献１のように、リアクトルとコンデンサを設けるだけでは、この余分な分流を抑制して適正な電流制御が出来ないという課題があった。
　本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、直流電圧源を共通とする複数のスイッチング電源を並列に接続することで各スイッチング電源間に流れ得る余分な分流を抑制し適正な電流制御が可能となる電力変換装置および磁気共鳴イメージング装置用電源装置を提供することを目的とする。
　本願に開示される電力変換装置は、スイッチング素子と直流電圧源とを備え入力端の電圧を変換して出力端に出力するスイッチング電源、およびスイッチング素子を制御する制御回路を備えた電力変換装置であって、
　直流電圧源を共通とするスイッチング電源を複数備え、複数のスイッチング電源の各入力端および各出力端をそれぞれ並列にして負荷に接続するとともに、複数のスイッチング電源の各入力端および各出力端にインダクタンス要素およびインダクタンス要素に流れる電流を検出する電流検出手段を挿入し、制御回路は、各スイッチング電源の電圧出力期間を時間的に互いにずらすとともに、各スイッチング電源の各入力端および各出力端に挿入された電流検出手段による電流検出値がそれぞれ予め設定された電流指令値に一致するようスイッチング素子を制御するようにしたものである。
　本願に開示される磁気共鳴イメージング装置用電源装置は、前記複数のスイッチング電源および前記制御回路を備え、前記負荷である磁場発生コイルに電流を供給するものである。
　本願に開示される電力変換装置および磁気共鳴イメージング装置用電源装置によれば、直流電圧源を共通とする複数のスイッチング電源を並列に接続することで各スイッチング電源間に流れ得る余分な分流を抑制し適正な電流制御が可能となる電力変換装置および磁気共鳴イメージング装置用電源装置が得られる。
実施の形態１による電力変換装置全体の概略構成を示すブロック図である。 図１の主回路部分の詳細構成を示すブロック図である。 スイッチング電源の正電圧出力時の動作を説明する図である。 スイッチング電源の負電圧出力時の動作を説明する図である。 実施の形態１による電力変換装置により発生する傾斜磁場コイルの電流を説明する図である。 直流電圧源を共通とするスイッチング電源を並列に接続した場合の課題の一つである、スイッチング電源間を循環する電流を説明する図である。 直流電圧源を共通とするスイッチング電源を並列に接続した場合の更なる課題である、スイッチング電源間での分流の現象を説明する図である。 図１の制御回路８の内部構成を示す図である。 実施の形態１による電力変換装置の制御動作を説明するタイミングチャートである。 図９に示すスイッチング状態Ｓ１における、各リアクトル６ａ～６ｄの電流増減を説明する図である。 図９に示すスイッチング状態Ｓ２における、各リアクトル６ａ～６ｄの電流増減を説明する図である。 図９に示すスイッチング状態Ｓ３における、各リアクトル６ａ～６ｄの電流増減を説明する図である。 図９に示すスイッチング状態Ｓ４における、各リアクトル６ａ～６ｄの電流増減を説明する図である。 実施の形態２による電力変換装置の制御動作を説明するタイミングチャートである。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１による電力変換装置全体の概略構成を示すブロック図で、本願を、ＭＲＩ装置の傾斜磁場発生コイルに電流を供給する磁気共鳴イメージング装置用の電源に適用したものである。
　なお、本願は、後段の説明からも理解されるように、磁気共鳴イメージング装置用電源に限らず、直流電圧源を共通とし互いに並列に接続される複数のスイッチング電源からなる電力変換装置に広く適用し得るものである。
　図２は、図１に示す電力変換装置の主回路部分の詳細構成を示すブロック図である。
　以下、図１および図２に基づき、実施の形態１による電力変換装置の構成について説明する。先ず、主回路として、スイッチング電源１とこのスイッチング電源１とは直列に接続され、互いに並列に接続されたスイッチング電源３ａおよび３ｂとを備え、これらスイッチング電源１、３ａおよび３ｂの出力により負荷である傾斜磁場コイル５に所定の電流を供給する。そして、これらスイッチング電源１、３ａおよび３ｂを制御する制御回路８を備えている。
　スイッチング電源１は、フルブリッジ結線されたスイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４と電圧Ｖ１の直流電圧源２とを備え、入力端Ｔ１１の電圧を変換して出力端Ｔ１２に出力する。なお、この電圧変換の動作については、後段の図３、図４により説明する。
　スイッチング電源３ａおよび３ｂは、共通する電圧Ｖ２の直流電圧源４とそれぞれのスイッチング素子ＳＷ３１～ＳＷ３４およびスイッチング素子ＳＷ３５～ＳＷ３８とを備えている。そして、スイッチング電源３ａの入力端Ｔ２１には、インダクタンス要素としてのリアクトル６ａとこのリアクトル６ａに流れる電流ＩＬ１を検出する電流検出手段としての電流センサ７ａとが挿入されている。
　同様に、スイッチング電源３ａの出力端Ｔ２２には、リアクトル６ｂと電流センサ７ｂとが挿入され、また、スイッチング電源３ｂの、入力端Ｔ３１にはリアクトル６ｃと電流センサ７ｃとが出力端Ｔ３２にはリアクトル６ｄと電流センサ７ｄとがそれぞれ挿入されている。
　制御回路８は、各リアクトル６ａ～６ｄに流れる電流ＩＬ１～ＩＬ４に関し、電流センサ７ａ～７ｄによる電流検出値（リアクトル電流９）が、それぞれ予め設定された電流指令値に一致するよう、各スイッチング素子ＳＷ３１～ＳＷ３８をオンオフ駆動するゲート信号１０を生成する。
　なお、制御回路８は、スイッチング電源１のスイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４をオンオフ駆動するゲート信号も生成するが、ここでは、本願の主題である、互いに並列に接続されたスイッチング電源３ａ、３ｂに関しての動作について説明するものとする。
　なお、図２では、スイッチング電源１、３ａ、３ｂのスイッチング素子として、半導体スイッチであるＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）を用いて記載しているが、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）を用いてもよい。また、スイッチング電源１もスイッチング電源３ａ、３ｂのように並列構成のものとしても構わない。
　図３、図４は、スイッチング電源３ａを例にして、スイッチング電源の電圧変換の動作を説明するものである。図３は、正電圧出力時の動作で、スイッチング素子ＳＷ３２とＳＷ３３とをオン、スイッチング素子ＳＷ３１とＳＷ３４とをオフに制御することにより、矢印に示す電流経路で、入力端Ｔ２１の電圧に直流電圧源４の電圧Ｖ２を加算した電圧を出力端Ｔ２２に出力する。
　図４は、負電圧出力時の動作で、スイッチング素子ＳＷ３１とＳＷ３４とをオン、スイッチング素子ＳＷ３２とＳＷ３３とをオフに制御することにより、矢印に示す電流経路で、入力端Ｔ２１の電圧から直流電圧源４の電圧Ｖ２を減算した電圧を出力端Ｔ２２に出力する。
　なお、後段でも登場するが、スイッチング電源の電圧変換動作には、上述の正電圧出力および負電圧出力の他に、スイッチング素子ＳＷ３１とＳＷ３３とをオンする上アームスルーまたはスイッチング素子ＳＷ３２とＳＷ３４とをオンする下アームスルーのスルー動作があり、このスルー動作時は、入力端Ｔ２１の電圧と出力端Ｔ２２の電圧とは同一となる。
　図５は、実施の形態１による電力変換装置により発生する傾斜磁場コイル５の電流波形を示す。方形波状のパルス電流を、スイッチング電源１、３ａ、３ｂにより発生させるもので、電流立ち上がり部、立ち下がり部のｔ０期間と、電流フラット部のｔ１期間により構成される。
　電流フラット部のｔ１期間は、スイッチング電源１は、スルー動作、並列接続されたスイッチング電源３ａ、３ｂは、後述するように、互いに位相をずらして正負にＰＷＭ(Pulse　Width　Modulation)動作を行い、電流量および電流極性を可変制御する（本図では正方向電流のみを記載）。
　電流立ち上がり、立ち下がり部のｔ０期間は、スイッチング電源１、３ａ、３ｂともＰＷＭ動作を行い、電流の立ち上がりおよび立ち下がり速度を制御する。このように、スイッチング電源１を直列に接続して印加電圧を増大させることで、傾斜磁場コイル５の電流立ち上がり、および立ち下がりの電流勾配を増大させることが出来る。
　図６は、直流電圧源を共通とするスイッチング電源を並列に接続した場合の課題の一つである、スイッチング電源間を循環する電流を説明するものである。ここでは、各入力端および各出力端には、先の図１、２で示したリアクトルは挿入していない。
　図６では、スイッチング電源３ａは、そのスイッチング素子ＳＷ３２とＳＷ３３とがオン、ＳＷ３１とＳＷ３４とがオフしている正電圧出力時で、スイッチング電源３ｂは、そのスイッチング素子ＳＷ３６とＳＷ３８とがオンしている下アームスルーの状態である。
　この場合、図中矢印で示すように、スイッチング電源３ａと３ｂとの間で共通の直流電圧源４の負極を接続するＮ母線を経由し、スイッチング素子ＳＷ３６のボディダイオード→スイッチング素子ＳＷ３２→Ｎ母線のルートで、両スイッチング素子ＳＷ３６とＳＷ３２との電圧降下差による循環電流が流れることになる。
　そして、スイッチング電源３ａが負電圧出力、スイッチング電源３ｂがスルー動作等、その他の動作状態時にも、この母線を経由した循環電流が流れ得る。
　この循環ルートに電流抑制要素が存在しないと、無限大の電流が流れ得ることになり、制御では抑制できず、本願では、先の図１、２に示した通り、両スイッチング電源３ａ、３ｂの各入力端、各出力端にリアクトル６ａ～６ｄを挿入することで、この循環電流の発生を防止している訳である。
　なお、これら電流抑制要素としては、必ずしも、単体部品であるリアクトルである必要は無く、スイッチング電源の構造によっては、例えば、その接続導体部分に存在する浮遊インダクタンス等のインダクタンス要素を採用するようにしてもよい。
　図７は、直流電圧源を共通とするスイッチング電源を並列に接続した場合の更なる課題である、スイッチング電源間での分流の現象を説明するものである。
　図７も、図６と同様、スイッチング電源３ａは、そのスイッチング素子ＳＷ３２とＳＷ３３とがオン、ＳＷ３１とＳＷ３４とがオフしている正電圧出力時で、スイッチング電源３ｂは、そのスイッチング素子ＳＷ３６とＳＷ３８とがオンしている下アームスルーの状態である。
　図７の場合、両スイッチング電源３ａ、３ｂの各入力端、各出力端にリアクトル６ａ～６ｄを挿入しているので、先の図６で説明した循環電流が流れることはない。しかし、図７では、スイッチング素子ＳＷ３２を流れた電流が、Ｎ母線に流れ込み、スイッチング素子ＳＷ３８を経てリアクトル６ｄに流入する。
　この結果、たとえ、スイッチング電源３ａの入力端Ｔ２１に挿入されたリアクトル６ａに流れる電流ＩＬ１と、スイッチング電源３ｂの入力端Ｔ３１に挿入されたリアクトル６ｃに流れる電流ＩＬ３とを等しくする分流制御ができていても、スイッチング電源３ａ、３ｂは、直流電圧源４を共通としているため、スイッチング電源３ａの出力端Ｔ２２に挿入したリアクトル６ｂに流れる電流ＩＬ２とスイッチング電源３ｂの出力端Ｔ３２に挿入したリアクトル６ｄに流れる電流ＩＬ４とが等しくならないという電流分流の課題が生じる。
　この電流分流の課題は、両スイッチング電源３ａ、３ｂの各入力端、各出力端にリアクトル６ａ～６ｄを挿入するのみでは解決できない。
　次に、その解決を図るための、制御回路８の構成およびその動作について説明する。
　制御の基本は、両スイッチング電源３ａおよび３ｂの電圧出力期間を時間的に互いにずらすとともに、両スイッチング電源３ａおよび３ｂの各入力端、各出力端に挿入された各電流センサ７ａ～７ｄによるリアクトル６ａ～６ｄの電流ＩＬ１～ＩＬ４の検出値がそれぞれ予め設定された電流指令値に一致するよう各スイッチング素子ＳＷ３１～ＳＷ３８を制御するというものである。
　なお、各電流指令値は、傾斜磁場コイル５に設定された電流指令値を各スイッチング電源の容量に応じて振り分け、各スイッチング電源毎に設定する。この実施の形態１の場合、スイッチング電源３ａと３ｂとの容量が同一とすると、傾斜磁場コイル５に設定された電流指令値の１／２を各電流ＩＬ１～ＩＬ４の電流指令値として設定すればよい。
　以下、この制御の基本を具体化した制御の構成、動作について、図８および図９を参照して詳細に説明する。
　図８は、制御回路８の内部構成を示すブロック図、図９は、その制御動作を説明するタイミングチャートである。
　先ず、上述した制御の基本において、両スイッチング電源３ａおよび３ｂの電圧出力期間を時間的に互いにずらす、とした点について、図９により説明する。
　制御周期Ｔにおいて、スイッチング電源３ａは、同図（３）に示すように、前半の期間Ｔ／２で正負の電圧を出力し、後半では電圧を出力しないスルー動作を行う。
　これに対し、スイッチング電源３ｂは、同図（４）に示すように、周期Ｔの前半の期間Ｔ／２では電圧を出力しないスルー動作を行い、後半で正負の電圧を出力する。
　以上の制御動作を採用することにより、それぞれのスイッチング素子のスイッチング周波数は、周期Ｔに相当する値を保つため、そのスイッチング損失が増大することがなく、しかも、両スイッチング電源３ａ、３ｂの出力電流は並列接続で合成されるので、電流リプルが周期Ｔ／２に相当する値に低減される。
　なお、ここでは、２台のスイッチング電源３ａ、３ｂを並列に接続した場合について説明したが、例えば、直流電圧源を共通とする３台のスイッチング電源３ａ～３ｃを並列に接続する場合は、以下の要領で、電圧出力期間を時間的にずらせばよい。
　即ち、スイッチング電源３ａは、最初のＴ／３で電圧を出力し、残り２Ｔ／３の期間はスルー動作、スイッチング電源３ｂは、最初のＴ／３ではスルー動作、次のＴ／３で電圧を出力し、残りＴ／３の期間はスルー動作、そして、スイッチング電源３ｃは、最初の２Ｔ／３ではスルー動作、残りＴ／３の期間で電圧を出力する。
　次に、同じく制御の基本として既述した、両スイッチング電源３ａおよび３ｂの各入力端、各出力端の電流ＩＬ１～ＩＬ４の全てについて、その電流検出値が電流指令値に一致するよう各スイッチング素子を制御するという点について具体的な内容を説明する。
　先ず、図８において、スイッチング電源３ａの入力端Ｔ２１の電流ＩＬ１に関し、その指令値と検出値との誤差分を比較器８ａで生成し、スイッチング電源３ａの出力端の電流ＩＬ２に関し、その指令値と検出値との誤差分を比較器８ｂで生成する。
　同様に、スイッチング電源３ｂの入力端Ｔ３１の電流ＩＬ３に関し、その指令値と検出値との誤差分を比較器８ｃで生成し、スイッチング電源３ｂの出力端の電流ＩＬ４に関し、その指令値と検出値との誤差分を比較器８ｄで生成する。
　そして、比較器８ａからの信号と比較器８ｂからの信号とを切替器８ｅにより周期Ｔに同期した、後述する電流制御切替タイミングで切り替えて出力する。切替器８ｅからの信号は、ＰＩ演算器８ｇを経てゲート信号生成回路８ｉによりスイッチング電源３ａのスイッチング素子ＳＷ３１～ＳＷ３４を制御するゲート信号が生成される。
　同様に、比較器８ｃからの信号と比較器８ｄからの信号とを切替器８ｆにより周期Ｔに同期した、後述する電流制御切替タイミングで切り替えて出力する。切替器８ｆからの信号は、ＰＩ演算器８ｈを経てゲート信号生成回路８ｊによりスイッチング電源３ｂのスイッチング素子ＳＷ３５～ＳＷ３８を制御するゲート信号が生成される。
　以上の制御内容を図９のタイミングチャートで確認する。切替器８ｅは、図９（１）に示すように、スイッチング電源３ａの制御周期をＴとするとき、Ｔ／４の周期で切替の動作を行う。具体的に切替器８ｅは、同タイミングチャートの左端のタイミングｔａにおいて、さらにその手前Ｔ／４で検出したＩＬ１検出値とＩＬ１指令値とに基づき、比較器８ａにより演算される両値の誤差分を出力する。
　次に、切替器８ｅは、先のタイミングｔａからＴ／４だけ経過したタイミングｔｂにおいて、タイミングｔａで検出したＩＬ２検出値とＩＬ２指令値とに基づき、比較器８ｂにより演算される両値の誤差分を出力する。
　そして、比較器８ａまたは８ｂからの誤差分を、同図（２）のデューティ設定リファレンスで誤差分を判定することで、図３で示した正電圧出力期間を決めるデューティＤと図４で示した負電圧出力期間を決めるデューティ（１－Ｄ）を出力する。
　正電圧出力期間Ｄと負電圧出力期間（１－Ｄ）との長短により傾斜磁場コイル５に流す電流の極性を制御し、正電圧出力期間Ｄと負電圧出力期間（１－Ｄ）との時間差により傾斜磁場コイル５に流す電流量を制御する。
　そして、図９（５）に示すように、上述した切替器８ｅの切替動作により、正電圧出力期間Ｄは、ＩＬ１検出値とＩＬ１指令値との誤差分に基づく演算により決定される。そして、この正電圧出力期間Ｄ経過後の負電圧出力期間（１－Ｄ）は、切り替わったＩＬ２検出値とＩＬ２指令値との誤差分に基づく演算により決定される。
　以上により、スイッチング電源３ａの入力端Ｔ２１の電流ＩＬ１に関し検出値を指令値に一致させる制御動作と、スイッチング電源３ａの出力端Ｔ２２の電流ＩＬ２に関し検出値を指令値に一致させる制御動作との両者を共に確実に実行することが出来る訳である。
　なお、以上から理解されるように、正電圧出力期間Ｄと負電圧出力期間（１－Ｄ）とは、互いに異なる、即ち、それぞれ電流ＩＬ１および電流ＩＬ２に係るデータに基づき演算されたものであるので、両演算期間の合計は、図９（３）に示すように、正確にＴ／２となるとは限らない。しかし、この期間Ｔ／２との誤差は、これに続くスルー動作の期間で吸収することで特に問題が生じることは無い。
　スイッチング電源３ｂの制御動作はスイッチング電源３ａと同じ要領であるのでその概略を示す。
　切替器８ｆ（図８）は、図９（１）のタイミングｔｃにおいて、その手前のタイミングｔｂで検出したＩＬ３検出値とＩＬ３指令値とに基づき、比較器８ｃにより演算される両値の誤差分を出力する。
　次に、切替器８ｆは、先のタイミングｔｃからＴ／４だけ経過したタイミングｔｄにおいて、タイミングｔｃで検出したＩＬ４検出値とＩＬ４指令値とに基づき、比較器８ｄにより演算される両値の誤差分を出力する。
　そして、図９（６）に示すように、上述した切替器８ｆの切替動作により、正電圧出力期間Ｄは、ＩＬ３検出値とＩＬ３指令値との誤差分に基づく演算により決定される。そして、この正電圧出力期間Ｄ経過後の負電圧出力期間（１－Ｄ）は、切り替わったＩＬ４検出値とＩＬ４指令値との誤差分に基づく演算により決定される。
　この結果、スイッチング電源３ｂについても、その入力端Ｔ３１の電流ＩＬ３に関し検出値を指令値に一致させる制御動作と、その出力端Ｔ３２の電流ＩＬ４に関し検出値を指令値に一致させる制御動作との両者を共に確実に実行することが出来る訳である。
　図９（７）は、スイッチング状態に対応して決まる各電圧出力期間で、それぞれスイッチング電源３ａが正電圧を出力している期間をＳ１、負電圧を出力している期間をＳ２、スイッチング電源３ｂが正電圧を出力している期間をＳ３、負電圧を出力している期間をＳ４と示している。
　次に、上述した制御構成を適用することにより、直流電圧源４を共通とするスイッチング電源３ａと３ｂとの間で生じ得る電流分流を阻止することが出来、適正な電流制御が実現出来ることを、先のスイッチング状態毎の各部の電流変化の分析から説明する。
　図１０～図１３は、図９に示したＳ１～Ｓ４の期間におけるリアクトル６ａ～６ｄに流れる電流の増減について模式的に示したものである。
　図１０は、スイッチング素子ＳＷ３２、ＳＷ３３がオン、スイッチング素子ＳＷ３１、ＳＷ３４がオフして、スイッチング電源３ａが正電圧を出力し、スイッチング素子ＳＷ３６、ＳＷ３８がオンして、スイッチング電源３ｂが下アームスルーとなっている、図９に示したＳ１の期間である。
　同図左の実際の回路構成に対し、右図は、その電流路に着目した等価回路で、この時の各リアクトルに流れる電流の傾き（増減）を模式的に示しており、この期間では、リアクトル６ａ、６ｂ、６ｃは励磁されるため電流は増加し、リアクトル６ｄはリセットされるため電流は減少する。
　図１１は、スイッチング素子ＳＷ３１、ＳＷ３４がオン、スイッチング素子ＳＷ３２、ＳＷ３３がオフして、スイッチング電源３ａが負電圧を出力し、スイッチング素子ＳＷ３６、ＳＷ３８がオンして、スイッチング電源３ｂが下アームスルーとなっている、図９に示したＳ２の期間である。
　この期間では、リアクトル６ａ、６ｂ、６ｄはリセットされるため電流は減少し、リアクトル６ｃは励磁させるため電流は増加する。
　図１２は、スイッチング素子ＳＷ３６、ＳＷ３７がオン、スイッチング素子ＳＷ３５、ＳＷ３８がオフして、スイッチング電源３ｂが正電圧を出力し、スイッチング素子ＳＷ３２、ＳＷ３４がオンして、スイッチング電源３ａが下アームスルーとなっている、図９に示したＳ３の期間である。
　この期間では、リアクトル６ａ、６ｃ、６ｄは励磁されるため電流は増加し、リアクトル６ｂはリセットされるため電流は減少する。
　図１３は、スイッチング素子ＳＷ３５、ＳＷ３８がオン、スイッチング素子ＳＷ３６、ＳＷ３７がオフして、スイッチング電源３ｂが負電圧を出力し、スイッチング素子ＳＷ３２、ＳＷ３４がオンして、スイッチング電源３ａが下アームスルーとなっている、図９に示したＳ４の期間である。
　この期間では、リアクトル６ｂ、６ｃ、６ｄはリセットされるため電流は減少し、リアクトル６ａは励磁されるため電流は増加する。
　以上のスイッチング電源３ａ、３ｂのスイッチング状態によってリアクトル６ａ～６ｄに流れる電流ＩＬ１～ＩＬ４の傾きの極性（電流が増加する場合は＋、電流が減少する場合は－と表示）についてまとめたものが表１である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　表１から、スイッチング電源３ａの入力端の電流ＩＬ１と出力端の電流ＩＬ２との増減（＋、－）の変化の関係をみると以下の通りとなる。
　スイッチング電源３ａの入力端の電流ＩＬ１は、＋が３期間、－が１期間、出力端の電流ＩＬ２は、＋が１期間、－が３期間であり、電流ＩＬ１と電流ＩＬ２との合計で見ると、＋の数と－の数が同じとなり、電流の増減が相殺される。
　同様に、スイッチング電源３ｂに関してみると、スイッチング電源３ｂの入力端の電流ＩＬ３は、＋が３期間、－が１期間、出力端の電流ＩＬ４は、＋が１期間、－が３期間であり、電流ＩＬ３と電流ＩＬ４との合計で見ると、＋の数と－の数が同じとなり、電流の増減が相殺される。
　次に、表１から、スイッチング電源３ａの入力端の電流ＩＬ１とスイッチング電源３ｂの入力端の電流ＩＬ３との関係をみると以下の通りである。
　スイッチング電源３ａの入力端の電流ＩＬ１は、＋が３期間、－が１期間、スイッチング電源３ｂの入力端の電流ＩＬ３は、＋が３期間、－が１期間であり、電流ＩＬ１と電流ＩＬ３との増減の特性は同じである。
　同様に、出力端の電流の関係についてみると、スイッチング電源３ａの出力端の電流ＩＬ２は、＋が１期間、－が３期間、スイッチング電源３ｂの出力端の電流ＩＬ４は、＋が１期間、－が３期間であり、電流ＩＬ２と電流ＩＬ４との増減の特性は同じである。
　以上の表１に基づく検討結果から、発散することなく収束状態に至る安定した制御特性が期待できることが想定でき、各電流ＩＬ１～ＩＬ４に関し、電流検出値を上述した電流指令値に一致させる制御を行うことにより、スイッチング電源３ａ、３ｂ間に流れ得る余分な分流を抑制し適正な電流制御が可能となる。
　なお、先の図９の説明では、例えば、スイッチング電源３ａの正電圧出力時は入力端の電流ＩＬ１に基づいて制御し、負電圧出力時は出力端の電流ＩＬ２に基づいて制御するようにしているが、逆に、スイッチング電源３ａの正電圧出力時は出力端の電流ＩＬ２に基づいて制御し、負電圧出力時は入力端の電流ＩＬ１に基づいて制御するようにしてもよい。
　以上のように、実施の形態１による電力変換装置は、直流電圧源４を共通とし互いに並列接続されたスイッチング電源３ａおよび３ｂの、各入力端、各出力端にそれぞれリアクトル６ａ～６ｄと電流センサ７ａ～７ｄとを備え、両スイッチング電源３ａ、３ｂの電圧出力期間を互いに半周期（Ｔ／２）ずらすとともに、各入力端、各出力端の電流ＩＬ１～ＩＬ４に関し、各電流検出値が各電流指令値に一致するよう制御する制御回路８を備えたので、直流電圧源を共通とすることでスイッチング電源間に流れ得る余分な分流を抑制し、かつ、傾斜磁場コイル５に流れる電流リプルを抑制することが可能となる。
　また、特許文献１にあるように、スイッチング電源の分流状態を判断し制御する手段として、コンデンサ等の電圧蓄積手段を設けないため、高応答に電流分流制御が可能となる。
実施の形態２．
　実施の形態２による電力変換装置は、先の実施の形態１の構成において、制御回路８の応答が追いつかない場合を考慮したもので、以下に示すように、リアクトルの電流検出および制御切替タイミングの周期を２倍に落としている。
　図１４は、実施の形態２による電力変換装置の制御動作を説明するタイミングチャートである。
　ここでは、同図（１）に示すように、Ｔ／２の周期で、電流検出および先の図８で説明した切替器８ｅによる切替を行う。
　具体的には、同タイミングチャートの左端のタイミングｔａにおいて、さらにその手前Ｔ／２で検出したＩＬ１検出値とＩＬ１指令値との誤差分に基づきスイッチング電源３ａの正電圧出力期間Ｄおよび負電圧出力期間（１－Ｄ）を演算する。この場合は、同じ電流ＩＬ１のデータによりＤおよび（１－Ｄ）を演算しているので、当然ながら、Ｄ＋（１－Ｄ）＝１となり、両期間の和は、Ｔ／２と一致する。
　次に、タイミングｔａからＴ経過したタイミングｔｃにおいて、そのＴ／２手前のタイミングｔｂで検出したＩＬ２検出値とＩＬ２指令値との誤差分に基づきスイッチング電源３ａの正電圧出力期間Ｄおよび負電圧出力期間（１－Ｄ）を演算する。
　また、スイッチング電源３ｂは、先の実施の形態１の図９と同様、スイッチング電源３ａとＴ／２ずれたタイミングｔｂにおいて、そのＴ／２手前のタイミングｔａで検出したＩＬ３検出値とＩＬ３指令値との誤差分に基づきスイッチング電源３ｂの正電圧出力期間Ｄおよび負電圧出力期間（１－Ｄ）を演算する。
　次に、タイミングｔｂからＴ経過したタイミングｔｄにおいて、そのＴ／２手前のタイミングｔｃで検出したＩＬ４検出値とＩＬ４指令値との誤差分に基づきスイッチング電源３ｂの正電圧出力期間Ｄおよび負電圧出力期間（１－Ｄ）を演算する。
　即ち、実施の形態２の図１４では、入力端の電流ＩＬ１、ＩＬ３に基づき正電圧出力期間と負電圧出力期間とからなる電圧出力期間を制御する動作と出力端の電流ＩＬ２、ＩＬ４に基づき電圧出力期間を制御する動作とを、スイッチング電源３ａ（３ｂ）の周期毎に交互に切り替えるようにしている。
　以上のように、実施の形態２による電力変換装置は、入力端の電流ＩＬ１、ＩＬ３に基づき電圧出力期間を制御する動作と出力端の電流ＩＬ２、ＩＬ４に基づき電圧出力期間を制御する動作とを、スイッチング電源３ａ、３ｂの周期毎に交互に切り替えるようにしたので、各入力端、各出力端の電流ＩＬ１～ＩＬ４に関し、各電流検出値が各電流指令値に一致するよう制御するという条件は維持しつつ、制御回路８に要求される制御の応答速度を低減できるので、その分、機器設計が容易安定したものとなる利点がある。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
　従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１，３ａ，３ｂ　スイッチング電源、２，４　直流電圧源、５　傾斜磁場コイル、６ａ～６ｄ　リアクトル、７ａ～７ｄ　電流センサ、８　制御回路、８ａ～８ｄ　比較器、８ｅ，８ｆ　切替器、８ｇ，８ｈ　ＰＩ演算器、８ｉ，８ｊ　ゲート信号生成回路、９　リアクトル電流、１０　ゲート信号、ＳＷ１１～ＳＷ１４，ＳＷ３１～ＳＷ３８　スイッチング素子、Ｔ１１，Ｔ２１，Ｔ３１　入力端、Ｔ１２，Ｔ２２，Ｔ３２　出力端、ＩＬ１，ＩＬ３　入力端の電流、ＩＬ２，ＩＬ４　出力端の電流。

Claims (10)

  1. スイッチング素子と直流電圧源とを備え入力端の電圧を変換して出力端に出力するスイッチング電源、および前記スイッチング素子を制御する制御回路を備えた電力変換装置であって、
    　前記直流電圧源を共通とする前記スイッチング電源を複数備え、前記複数のスイッチング電源の前記各入力端および前記各出力端をそれぞれ並列にして負荷に接続するとともに、前記複数のスイッチング電源の前記各入力端および前記各出力端にインダクタンス要素および前記インダクタンス要素に流れる電流を検出する電流検出手段を挿入し、前記制御回路は、前記各スイッチング電源の電圧出力期間を時間的に互いにずらすとともに、前記各スイッチング電源の前記各入力端および前記各出力端に挿入された前記電流検出手段による電流検出値がそれぞれ予め設定された電流指令値に一致するよう前記スイッチング素子を制御するようにした電力変換装置。
  2. 前記電流指令値は、前記負荷に設定された電流指令値を前記各スイッチング電源の容量に応じて振り分け、前記各スイッチング電源毎に設定するようにした請求項１記載の電力変換装置。
  3. 前記電圧出力期間は、前記直流電圧源の電圧を正極性で出力する正電圧出力期間と前記直流電圧源の電圧を負極性で出力する負電圧出力期間とからなる請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記制御回路は、前記正電圧出力期間と前記負電圧出力期間との長短により前記負荷に流す電流の極性を制御するようにした請求項３記載の電力変換装置。
  5. 前記制御回路は、前記正電圧出力期間と前記負電圧出力期間との時間差により前記負荷に流す電流量を制御するようにした請求項３または請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記制御回路は、前記スイッチング電源の前記入力端または前記出力端の電流に基づき前記正電圧出力期間を制御し、前記スイッチング電源の前記出力端または前記入力端の電流に基づき前記負電圧出力期間を制御するようにした請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 請求項６に記載の制御動作を、前記各スイッチング電源で互いに同一とする電力変換装置。
  8. 前記制御回路は、前記スイッチング電源の前記入力端の電流に基づき前記電圧出力期間を制御する動作と前記スイッチング電源の前記出力端の電流に基づき前記電圧出力期間を制御する動作とを、前記スイッチング電源の周期毎に交互に切り替えるようにした請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記スイッチング電源の台数をｎ（ｎは２以上の整数）、前記スイッチング電源の制御周期をＴとしたとき、前記制御周期Ｔにおいて、前記各スイッチング電源は、Ｔ／ｎを前記電圧出力期間として電圧を出力し、残りＴ（１－１／ｎ）の期間は、電圧を出力しないようにした請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の前記複数のスイッチング電源および前記制御回路を備え、前記負荷である磁場発生コイルに電流を供給する磁気共鳴イメージング装置用電源装置。
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