JP2000101363A

JP2000101363A - ソフトスイッチング及び多値スイッチングセルを有する電力増幅器

Info

Publication number: JP2000101363A
Application number: JP11215760A
Authority: JP
Inventors: Groningen Wilhelmus Daniel H Van; ダニエルヒヤシンススファンフローニンゲンウィルヘルムス
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1998-07-30
Filing date: 1999-07-29
Publication date: 2000-04-07
Also published as: US6140873A; DE69940533D1

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明の目的は、スイッチング損失が僅か
な、大電流と高電圧を出力するインバータ型の電力増幅
器を提供することである。を提供することである。【解決手段】特にＭＲＩのための、数１００アンペア
の大電流と、１００ボルト以上の高電圧を出力する電力
増幅器である。増幅器は、低電圧にのみ耐えることがで
きるトランジスタを用いて、高電圧の要求に答えるため
に多値インバータとして構成される。この増幅器は、ソ
フトスイッチングのために配置され、これにより、前記
大電流におけるスイッチング損失が制限される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、大電流と高電圧を
出力する電力増幅器に関する。この種の増幅器は、多く
の応用に使用できる。発明が核磁気共鳴映像法（ＭＲ
Ｉ）技術、特に、ＭＲＩ装置のグラディエントコイルの
駆動を基に記載されていても本発明は、そのような技術
分野に制限されるものではない。

【０００２】

【従来の技術】ＭＲＩシステムは、いわゆるグラディエ
ントフィールドを発生するコイルを駆動するために、電
力増幅器を使用する。このようなグラディエントフィー
ルドは、グラディエントフィールドを、強く安定で一様
な場に加えることにより、ＭＲＩ装置により構成される
画像の位置を画定するために、所定の座標の方向に時間
の関数として線形に変わる強さを持つ磁界である。この
ために、５００Ｖ以上の大きさのオーダーの電圧で６０
０Ａ以上の大きさのオーダーの強度の電流パルスがグラ
ディエントコイルに印加される。パルスの立ち上がり時
間は０．２ｍｓの大きさのオーダーで、一方、パルスの
継続時間は、１ｍｓから１０ｍｓの大きさのオーダーで
ある。

【０００３】このように現在の発明に関して、大きな電
流とは数１００アンペアの大きさのオーダーの電流を意
味すると理解され、高電圧とは数１０００ボルト以上の
大きさのオーダーの電圧を意味すると理解されるべきで
ある。最近は、ＭＲＩ映像の形成のためのＭＲＩ情報の
取得に必要な時間を短くするために大きな最大電流で短
い立ち上がり時間が傾向となっている。これは、とりわ
け映像の鮮明さと移動物体の映像化に関して有利であ
る。グラディエントコイルは、駆動増幅器に誘導的な振
舞いを示すので、短いパルスの立ち上がり時間を達成す
るためには、高電圧が要求される。短い立ち上がり時間
と供に、増幅器より供給されるべき電流と電圧の上昇
は、増幅器内の電子部品に関して問題を発生する。半導
体部品の損失は、かなりの熱の発生を引き起こし、冷却
問題を発生する。これらの問題は、スイッチドインバー
タ即ち、電流を出力するトランジスタが完全にオンされ
るか或はオフされる増幅器を使用することにより部分的
に緩和される。オフ状態とオン状態は、パルス幅変調
（ＰＷＭ）信号により制御される。インバータの出力電
圧は、ＰＷＭ信号のデューティーサイクルにより制御さ
れる。

【０００４】他の問題は、望ましい出力電圧が上昇及び
／または望ましい立ち上がり時間が減少したときに発生
する。望ましい電圧は非常に高いので、利用できるトラ
ンジスタは無いであろうし、また、もし有っても、浮遊
容量が非常に高いので、関連した応用で要求される（２
０ｋＨｚの大きさのオーダーの）ＰＷＭスイッチング周
波数には達しないであろう。さらに、供給電圧が高い場
合には、出力低域通過フィルタの前の増幅器の出力の電
圧遷移は、増幅器トランジスタのスイッチングに応じ
て、非常に高くなるので、出力信号の高調波成分も非常
に高くなり、出力低域通過フィルタは非常に厳しい要求
を満たさなければならない。後者の問題は、一部には、
多値型の（多値インバーターの）スイッチド増幅器を使
用して緩和できる。

【０００５】この型のインバータでは、合計電圧は、２
つまたはそれ以上の直列接続されたトランジスタの間で
分散されている。（例えば製造上の公差によって起こる
個々のばらつきにより）例えばトランジスタが等しくな
いことによって、単一のトランジスタに、合計電圧が、
かかるのを防ぐための手段が設けられている。そのよう
な手段は、１つまたはそれ以上のキャパシタにより構成
される。トランジスタの直列接続の一部分に並列に接続
され、トランジスタの直列接続に亘って、常に、合計電
圧の大体一定の分割を行う。この種のインバータは、例
えばＥＰＥジャーナル、Ｖｏｌ．３、Ｎｏ．２、１９９
３年６月、９９頁から１０６頁の”Ｉｍｂｒｉｃａｔｅ
ｄｃｅｌｌｓＭｕｌｔｉ−ＬｅｖｅｌＶｏｌｔａ
ｇｅＳｏｕｒｃｅＩｎｖｅｒｔｅｒｓｆｏｒＨ
ｉｇｈＶｏｌｔａｇｅＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ”と
題する論文からそれ自体で知られている。

【０００６】これらの多値インバータでは、トランジス
タ（一般的に半導体部品）が使用され、各々の破壊電圧
は、回路に亘った合計電圧よりも低く、これゆえまた、
回路の出力電圧よりも低い。この知られた回路では、半
導体部品の中の電力損失に関する問題及び、付随した冷
却問題は完全には解決されていない。特に、必要な高い
ＰＷＭスイッチング周波数については解決されていな
い。電力損失は、スイッチング損失と、様々な部品の材
料の抵抗による導体損失よりなる。

【０００７】高出力電圧と高スイッチング周波数によ
り、高電力高ＰＷＭスイッチング周波数の増幅器ではス
イッチング損失は支配的である。スイッチングトランジ
スタがオン状態からオフ状態または逆に切り替わるの
で、このようなスイッチング損失が発生する。オン状態
では、トランジスタを流れる電流は所定の値であるがト
ランジスタにかかる電圧は実質的にゼロまたは非常に小
さい（例えば０．５Ｖ）。オフ状態では、トランジスタ
にかかる電圧は所定の値であるが、トランジスタを流れ
る電流は実質的にゼロである。１つの状態から他の状態
に切り替わるときは、電流と電圧の積が発生し、これは
電力消費を意味する。

【０００８】いわゆる「ソフトスイッチング」技術によ
りスイッチング損失を減らすことが知られている。この
技術が使用された場合、オン状態からオフ状態またはそ
の逆（スイッチング）の遷移の瞬間に、スイッチを流れ
る電流がゼロまたは実質的にゼロ（ゼロ電流スイッチン
グ）或は、スイッチにかかる電圧がゼロまたは実質的に
ゼロ（ゼロ電圧スイッチング）のいずれかが選択され
る。このように、両場合では、電流と電圧の積が実質的
にゼロとなる。そのようなスイッチング状態で動作する
インバーターは、例えば、「ＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＲ
ｅｃｏｒｄｏｆｔｈｅＩＥＥＥＩｎｄｕｓｔｒｙ
ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｏｃｉｅｔｙＡｎｎｕ
ａｌＭｅｅｔｉｎｇ」１９９０年、Ｖｏｌ．２、１２
２８頁から１２３５頁の「ＴｈｅＡｕｘｉｌｉａｒｙ
ＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｍｍｕｔａｔｅｄＰｏｌｅ
Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ」と題する論文より知られてい
る。しかし、後者の論文で開示されたインバータは、多
値型でなく、高電圧に関する記述された問題は解決され
ない。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上記
問題点を解決した、供給電圧よりも低い破壊電圧を有す
る半導体スイッチを使用し、スイッチング損失が僅か
な、大電流と高電圧を出力するインバータ型の電力増幅
器を提供することである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、この目
的は、以下により達成される。この種の電力増幅器は、
カスケードの多値スイッチングセルを有し、各多値スイ
ッチングセルは入力と出力とを有し、それぞれ逆平行に
相互に反対の順方向に接続されたダイオードを有する２
つの制御可能なスイッチが設けられ、いずれの場合も２
つのスイッチの一端はスイッチングセルの１つの入力端
子を構成し、２つのスイッチングセルの他端はスイッチ
ングセルの出力端子を構成し、前記カスケードのスイッ
チングセルにおいては先行するスイッチングセルの出力
端子が、後続するスイッチングセルの入力端子に接続さ
れ、前記相互に接続された入力端子と出力端子との間に
キャパシタが接続され、前記カスケードのスイッチング
セルに電源が接続可能であり、前記増幅器は誘導性要素
を有し、その誘導性要素の一端は増幅器の出力に接続さ
れ、誘導性要素の他端には少なくとも第１及び第２の制
御可能な共振スイッチが接続され、前記第１のスイッチ
は増幅器の出力電圧よりも高い電圧を有する点に接続さ
れ、一方第２のスイッチは増幅器の出力電圧よりも低い
電圧を有する点に接続される。引用論文「Ｉｍｂｒｉｃ
ａｔｅｄｃｅｌｌｓ．．．他」では、特に図４におい
て、各多値スイッチングセルは、逆平行に接続されたダ
イオードを伴った２つのトランジスタより構成される。
本文の中では、「逆平行に接続されたダイオード」と
は、トランジスタの主電流経路に平行に接続され、順方
向はトランジスタの主電流経路と反対であるダイオード
を意味すると理解されるべきである。各々の制御可能な
スイッチは、ベースが制御入力を構成するそれぞれのト
ランジスタより構成される。そのような多値スイッチン
グセルの入力は２つの端子より構成される。第１端子は
ダイオードのカソードと、その結合したトランジスタの
コレクタの接合により構成される。第２端子は他のダイ
オードのアノードと、その結合したトランジスタのエミ
ッタの接合により構成される。そのような要素の出力は
２つの端子により構成される。第１の端子は、第１のダ
イオードのアノードと、第１のトランジスタのエミッタ
の接合により構成され、一方、第２の端子は、他のダイ
オードのカソードと、その結合したトランジスタのコレ
クタの接合により構成される。

【００１１】相互に接続された入力端子と出力端子の間
には、キャパシタが接続され、動作中は充電された状態
が保たれる。このキャパシタには、供給電圧、即ち、接
続されるべき電源からの電圧の実質的に固定分割された
電圧に等しい電圧が存在する。従って、全供給電圧が、
各トランジスタに亘っては存在せず、また、電力増幅器
を構成するスイッチ電源を構成するために、スイッチさ
れる増幅器の入力電圧よりも低い破壊電圧を有するトラ
ンジスタを使用することを満足する。例えば、２つの段
階を有するカスケードの場合には、約半分の供給電圧が
前記キャパシタに存在し、それにより、全ての場合に、
供給電圧の約半分以下が、各トランジスタに現れる。も
し段階数が多いなら、更に低い分割が各キャパシタに亘
って現れそれにより、各トランジスタにも入力電圧の更
に低い分割が保たれる。

【００１２】高電圧出力による電力損失（スイッチング
トランジスタの電力消費）に関する前記問題を解決する
ために、本発明に従って、各制御可能なスイッチに平行
にキャパシタが接続され、誘導性要素と共に増幅器も設
けられ、キャパシタの一端が増幅器の出力に接続され、
誘導性要素の他端に接続された少なくとも２つの制御可
能なスイッチを伴い、前記スイッチの第１の共振スイッ
チは、増幅器の出力電圧よりも高い電圧を有する点に接
続され、一方第２の共振スイッチは増幅器の出力電圧よ
りも低い電圧を有する点に接続される。

【００１３】これらのステップは、スイッチングトラン
ジスタの共振スイッチング動作を保証し、それにより、
これらのトランジスタのスイッチングの瞬間に、それら
にかかる電圧または、それらを流れる電流がゼロになる
ように選択できる。共振スイッチング動作は、スイッチ
に平行に接続されたキャパシタと前記誘導性要素により
構成された共振回路の中で無電流または無電圧状態に達
する動作を意味すると理解されるべきである。この場合
共振スイッチと呼ぶ前記スイッチは、望ましい瞬間に、
望ましい電流または電圧状態が得られるように、誘導性
要素を通して流れる電流の分布を制御する。このよう
に、本発明は、革新的に、多値インバータ技術をソフト
スイッチング技術と結びつける。

【００１４】本発明の一実施例の電力増幅器は、誘導性
要素の他端と供給電圧の実質的に２分の１を有する点に
接続された第３の制御可能な共振スイッチが設けられ
る。これは、誘導性要素を流れる電流がスイッチされる
電圧の更なる改良ができる。それによって、電流または
電圧が望ましいゼロレベルに速く達する。スイッチされ
る電流または電圧が更に低いので、共振スイッチの電力
消費を減少するということを、このステップは保証でき
る。

【００１５】本発明の更なる実施例では、電力増幅器の
中で、キャパシタは各共振スイッチと平行に接続されて
いる。このステップは、共振スイッチのソフトスイッチ
ングをもたらし、特に大電力の場合に増幅器の電力消費
に関して更に利得がある。本発明の他の実施例では、増
幅器の供給電圧の実質的に半分の点は、電源が接続でき
る点の間に接続された２つのキャパシタによる分割によ
って実現される。それは、分離された電源装置から半分
の供給電圧を得ることにより、或は、抵抗電圧分割器に
より、実現できる。両者の実現できる解決方法は、それ
ぞれ欠点を持つ。分離した電源装置は高価で比較的弱
い。また、抵抗は電力を消費する。しかし、本発明によ
るステップは、低電力損失を保証し、一方、供給電圧の
半分の望ましい点は低インピーダンスで電流を供給す
る。これらのキャパシタは共振プロセスに加わるので、
２つのキャパシタの接合点は常に供給電圧の半分の電圧
に駆動されるように、動作中は、充放電される。

【００１６】本発明の他の実施例の電力増幅器は、カス
ケードされたｎ個の多値レベルスイッチングセルとｎ個
の供給点が設けられ、ｉ番目の供給点は、電源からの電
圧のｉ／ｎ倍に実質的に等しい電圧を出力し、増幅器に
は更に、誘導性要素の他端に接続されたｎ個の制御可能
な共振スイッチが設けられ、共振スイッチのｉ番目のス
イッチはｉ番目の供給点に接続される。このステップの
結果、本発明の原理は更に、ｎ等分に分割された電圧に
より共振プロセスが駆動されるｎ−レベル増幅器に一般
化される。損失した電力の量は、更に最小化され、増幅
器の出力信号のリップルは、非常に小さくなり、それに
よって、出力低域通過フィルタは、あまり厳しくない要
求のみを満たせば良い。

【００１７】本発明の更なる実施例の電力増幅器は、各
共振スイッチに平行に接続されたキャパシタが設けられ
る。このステップは、共振スイッチのソフトスイッチン
グは電力増幅器の一般的な形式で達成され、特に大電力
で、増幅器の電力消費に関して更なる利得を生じる。

【００１８】

【発明の実施の形態】図１に示す核磁気共鳴映像法装置
は、固定磁界Ｂを発生する第１マグネット系１と、グラ
ディエント磁界を発生する第２マグネット系３（グラデ
ィエントコイル系）と、グラディエントコイル系３のた
めの電力増幅器７と、第１マグネット系１のための電源
５とを有する。ＲＦコイル９はＲＦ交流磁界を発生する
ために働き、この目的のために、ＲＦ源１１を有するＲ
Ｆ送信装置に接続される。ＲＦコイル９はまた、試験さ
れる物体（図示していない）においてＲＦ送信界で発生
されるスピン共振信号の検出に使用され得る。このため
に、このコイルは、信号増幅器１３を有するＲＦ受信装
置に接続される。信号増幅器１３の出力は、中央制御装
置１７に接続された検出回路１５に接続される。中央制
御装置１７は、ＲＦ源１１の変調器１９と電力増幅器７
及び映像表示のためのモニタ２１を制御する。ＲＦ発振
器２３は、変調器１９と、測定信号を処理する検出器１
５を制御する。第１のマグネット系１のマグネットコイ
ルの冷却のために、冷却ダクト２７を有する冷却装置２
５が設けられる。ＲＦコイル９は、マグネット系１と３
の中に配置され、測定空間２９を包み、医療診断計測の
ための装置の場合には、検査される患者または、例え
ば、頭部や首などの患者の一部が入れるのに十分な大き
さである。安定した磁界Ｂと、対象の断面を選択するグ
ラディエント磁界と、空間的に一様なＲＦ交番磁界が、
測定空間２９に発生されるＲＦコイルは送信コイルと測
定コイルの機能を結合することができる。その場合に
は、前向き及び後ろ向き信号の分離をするために分離回
路１４が設けられる。しかし、これらの２つの機能に別
悦のコイルを使用することもできる。例えば、面コイル
は測定コイルとして働く。もし望むなら、コイル９はＲ
Ｆ界シールドファラデかご３１により囲まれていてもよ
い。

【００１９】図２は、図１に示すグラディエントコイル
系３の電源として使用する本発明の電力増幅器７を示
す。電力増幅器は、カスケード接続されたｎ個の多値ス
イッチングセル３４を有し、図にはスイッチングセル３
４−１，３４−２及び３４−ｎのみが示されている。全
スイッチングセルは同一の構造を有し、それゆえ、スイ
ッチングセルの構造は１つのスイッチングセル、即ち、
スイッチングセル３４−１を基に記述する。２つの制御
可能なスイッチ３６と３８は、スイッチングセルの入力
４４と出力４６の間に接続される。これらの制御可能な
スイッチは好ましくは、好ましい形式の半導体要素で構
成される。例えば、サイリスタや、ＩＧＢＴトランジス
タ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で、後者は特
に、高電圧で大電流をスイッチングするのに好適であ
る。ダイオード４０と４２は、各トランジスタ３６と３
８に逆平行に接続される。これは、このダイオードは結
合したトランジスタの主電流経路と平行に接続されるこ
とを意味する。しかし、その順方向はトランジスタの順
方向と反対である。２つのダイオード４０と４２は相互
に順方向が反対になるように接続される。更に、個々の
キャパシタ５２，５４は制御可能スイッチ３６，３８と
平行に接続される。このように、スイッチングセル３４
の入力４４は２つの接続端子よりなり、一方の端子は、
前記平行に接続された要素３６、４０と５４の接続点の
一方により構成され、一方、他の入力端子は、前記平行
に接続された要素３８、４２と５２の接続点の一方によ
り構成される。スイッチングセル３４の出力４６も２つ
の接続端子よりなり、一方の端子は、前記平行に接続さ
れた要素３６、４０と５４の他の接続点により構成さ
れ、一方、他の入力端子は、前記平行に接続された要素
３８、４２と５２の他の接続点により構成される。

【００２０】スイッチングセル３４−１から３４−ｎ
は、先行するスイッチングセル（例えば、３４−１）の
出力端子４６を、その後に続くスイッチングセル３４−
２の入力端子４４に接続することにより、カスケード接
続される。入力と出力の対応する接続端子を相互接続す
ることにより入力端子４４は出力端子４６に接続され
る。容量４８は、入力端子を構成する端子の組と、対応
する出力端子の間に接続される。このように、一方の側
と他の側の他の端子の組が相互に接続される。電源５０
も、スイッチングセルに従属接続される。

【００２１】増幅器７はまた、自己インダクタンス５８
が設けられ、その一方の側は増幅器４６−ｎの出力に接
続される。自己インダクタンス５８の他方の側には、３
つのスイッチ６０−１，６０−２と６０−３が平行に接
続される。電流を出力する電力増幅器のトランジスタの
ソフトスイッチングの間の共振現象に関する機能（後述
する）のために、以後、これらのスイッチを共振スイッ
チとして参照する。３つの共振スイッチのうちの第１
（６０−１）の共振スイッチは、電源５０の正側、つま
り増幅器の出力電圧よりも高い電圧を有する点へ接続さ
れる。第２（６０−２）の共振スイッチは、電源５０の
負側、つまり増幅器の出力電圧よりも低い電圧を有する
点へ接続される。電源５０の正側と負側の間に、同一の
２つのキャパシタ６６と６８が直列に接続される。直列
接続の接続点６２は、供給電圧の実質的に２分の１の電
圧を有する点である。第３の共振スイッチ（６０−３）
は自己インダクタンス５８と接続点６２の間に接続され
る。

【００２２】負荷７０は、増幅器７の出力４６−ｎに接
続される。増幅器がＭＲＩ装置で使用された場合、給電
されるべきグラディエントコイルは負荷の一部を構成す
る。しかし、「スイッチドインバータ」では、供給信号
からスイッチング周波数を取り除くために、増幅器の出
力と給電されるべきインピーダンスとの間に慣習的に低
域通過フィルタが接続される。この場合には、この低域
通過フィルタも負荷の一部を構成する。

【００２３】図２に示す増幅器は、グラディエントコイ
ルが駆動される全体の増幅器の半分を構成できるだけで
あることに注意する。これは、負荷７０に、２つの方向
の電流が供給される場合である。その場合は、負荷７０
の他方の側に同一の増幅部が配置され、それにより、２
つのハーフブリッジで全体の増幅器が構成される。図２
はその一方を示す。しかし、前記は、本発明の原理には
影響しない。

【００２４】スイッチド増幅器の中のソフトスイッチン
グを明らかにするために、最初にソフトスイッチング
を、図３を参照して示す。図３は、多値でないスイッチ
ド増幅器を示す。即ち、合計電圧が２つまたはそれ以上
の直列トランジスタの間で分散されていない増幅器であ
る。このように、全電圧は１つのトランジスタのみにか
かる。

【００２５】図３は負荷７０に給電するためのいわゆる
ハーフブリッジを示す。図２と比較して、このハーフブ
リッジではトランジスタ３６−１から３６−ｎ及び３８
−１から３８−ｎは、それぞれトランジスタ３６と３８
により置きかえられている。ダイオード４０−１から４
０−ｎ及び４２−１から４２−ｎは、それぞれダイオー
ド４０と４２により置きかえられている。キャパシタ５
２−１から５２−ｎ及び５４−１から５４−ｎは、それ
ぞれキャパシタ５２と５４により置きかえられている。
共振スイッチ６０−１，６０−２及び６０−３とキャパ
シタ６４−１，６４−２及び６４−３より構成される組
み合わせは、回路７２により置き換えられている。回路
７２は、２つの平行な枝よりなり、第１の平行な枝は、
反対の順方向を有するために接続された２つのトランジ
スタ７４と７６の縦続接続により構成され、一方、第２
の平行な枝も、反対の順方向を有するために接続された
２つのダイオード７８と８０の縦続接続により構成され
る。

【００２６】次の３つの状態（Ｉ）ダイオード４２が導
通状態から、トランジスタ３６が導通状態への切り換わ
り、（ＩＩ）小電流時の、トランジスタ３６が導通状態
から、ダイオード４２が導通状態への切り換わり、（Ｉ
ＩＩ）大電流時の、トランジスタ３６が導通状態から、
ダイオード４２が導通状態への切り換わりは、図３に示
す回路のソフトスイッチングを図示するために考慮され
る。

【００２７】状態Ｉでは、トランジスタ３６と３８及び
ダイオード４０は導通状態ではなく（オフ状態）、ダイ
オード４２は導通状態（オン状態）であり、トランジス
タ３６が導通状態に切り替わる（スイッチオン）と仮定
される。この開始状態では、電流はダイオード４２から
出力４６を経由して負荷７０に流れる。切り換えプロセ
スを開始するために、トランジスタ７６がスイッチオン
される。この結果、点６２の供給電圧の２分の１電圧が
自己インダクタンス５８を通して現れる。自己インダク
タンス５８を流れる電流は時間と共に線形に増加する。
この期間トランジスタ３８はスイッチオンされるが、ダ
イオード４２を流れる電流が線形に減少する間、電流は
流れない。負荷７０を流れる電流は一定であるとみなさ
れる。

【００２８】自己インダクタンス５８を流れる電流が、
負荷７０を流れる電流よりも大きくなったとき、いわゆ
るブーストフェーズが始まる。ダイオード４２を流れる
電流がゼロになり（ダイオード４２がスイッチオフ）、
トランジスタ３８を流れる電流、即ちブースト電流が、
自己インダクタンス５８を流れる電流から負荷７０を流
れる電流を引いた電流と等しくなる。トランジスタ３８
を流れる電流は時間と共に線形に増加するので、ブース
トフェーズの継続時間は（そしてそれゆえ、ブースと電
流値は）単純な時間遅延により制御できる。ダイオード
４２の回復電流の方向は上記のようであり、この電流は
また、ブーストエネルギーを付加するのでスイッチング
プロセスに貢献する。

【００２９】ブースト電流が所望値に達したとき、トラ
ンジスタ３８はスイッチオフされ、それにより共振スイ
ッチングフェーズが始まる。トランジスタ３８を流れる
電流はスイッチオフ期間中に共振キャパシタ５２と５４
を流れるので、出力４６の電圧は、負の値の供給電圧か
ら正の供給電圧に切り替わる。トランジスタ３８に流れ
る電流が残るなら、スイッチオフ損失が発生する。この
フェーズでは、自己インダクタンス５８を流れる電流
は、ＤＣ負荷電流に重畳された半周期の正弦波状電流よ
りなる。

【００３０】出力４６の電圧が正の供給電圧を超える
と、いわゆるクランピングフェーズが始まる。ダイオー
ド４０が順方向に分極され、それにより出力４６は正の
供給電圧に接続される。そのときに、トランジスタ３６
はスイッチング損失無しにスイッチオンされる。残りの
ブーストエネルギーはまだ自己インダクタンス５８に存
在し、そしてキャパシタ６６と６８へ消滅する。点６２
における２分の１の供給電圧が与えられているので、自
己インダクタンス５８を流れる電流は線形に減少するか
らである。

【００３１】自己インダクタンス５８を流れる電流が負
荷７０を流れる電流よりも小さくなったとき、いわゆる
ランプダウンフェーズが始まる。このフェーズでは、自
己インダクタンス５８を流れる電流はまだ減少する。負
荷７０を流れる電流はトランジスタ３６により供給され
る。自己インダクタンス５８を流れる電流がゼロにな
り、トランジスタ７６がスイッチオフされるとスイッチ
ング動作は終了する。

【００３２】状態ＩＩ（小電流時の、トランジスタ３６
がスイッチオン状態からダイオード４２がスイッチオン
状態への切り替わり）の場合には、トランジスタ３６が
スイッチオンであり、他のトランジスタとダイオードは
スイッチオンされておらず、そして、トランジスタ３
６がスイッチオフされダイオード４２が電流を供給する
ということを仮定する。

【００３３】スイッチングプロセスを開始するために、
トランジスタ７４がスイッチオンされる。この結果、点
６２の供給電圧の２分の１の電圧は、自己インダクタン
ス５８を通して現れる。スイッチングプロセスのブース
トフェーズがすぐに始まる。そして、自己インダクタン
ス５８を流れる電流は時間と共に線形に増加する。この
ブースト電流は、スイッチングフェーズ期間に発生する
損失をつなぐ十分なエネルギーを供給することにより、
共振周期を開始するのに働く。このブーストフェーズ中
に、ブースト電流と負荷７０を流れる電流の合計は、ト
ランジスタ３６を流れ、それにより、このトランジスタ
を流れる電流は僅かな時間増加する。（この動作は、小
負荷電流の場合に成り立つ。即ち、負荷７０を流れる電
流が、トランジスタ３６の最大電流よりも非常に小さい
ときに成り立ち、電流の増加はスイッチングトランジス
タの更なる負荷とならないことに注意する。）ブースト
電流が望ましい値に達したとき、トランジスタ３６がス
イッチオンされ、共振スイッチングフェーズが開始す
る。出力４６の電圧は正の供給電圧値から負の供給電圧
値に切り替わる。スイッチオフ期間にトランジスタ３６
を流れる電流は、共振キャパシタ５２と５４より切り替
わる。このフェーズ中、自己インダクタンス５８を流れ
る電流は、ブースト電流に重畳された半周期の正弦波状
電流よりなる。

【００３４】出力４６の電圧が負の供給電圧より下がる
と、いわゆるクランピングフェーズが始まる。この結
果、ダイオード４２が順方向に分極され、それにより出
力４６は負の供給電圧に接続される。そのときに、トラ
ンジスタ３８はスイッチング損失無しにスイッチオンさ
れる。残りのブーストエネルギーはまだ自己インダクタ
ンス５８に存在し、そしてキャパシタ６６と６８へ消滅
する。点６２における２分の１の供給電圧が与えられて
いるので、自己インダクタンス５８を流れる電流は線形
に減少するからである。

【００３５】自己インダクタンス５８を流れる電流がゼ
ロになり、トランジスタ７４がスイッチオフされるとス
イッチング動作は終了する。そして、負荷７０を流れる
全電流は、ダイオード４２を通して流れる。状態ＩＩＩ
（大電流時の、トランジスタ３６がスイッチオン状態か
らダイオード４２がスイッチオン状態への切り替わり）
の場合には、トランジスタ３６が導通状態であり、他の
トランジスタとダイオードは導通状態ではなく、そし
て、トランジスタ３６がスイッチオフされダイオード４
２が電流を供給するということを仮定する。

【００３６】状態ＩＩＩの動作は状態ＩＩの動作とかな
り異なる。回路７２はもはや使用しないからである。こ
の場合、正の供給電圧から負の供給電圧に出力電圧を駆
動するのに、負荷を流れる電流は十分である。ダイオー
ド４２は、順方向に分極し、それにより、全負荷電流を
供給する。これによりスイッチング動作が完了する。本
発明による電力増幅器の動作を図４を用いて詳細に説明
する。この図は、ソフトスイッチングを用いた多値イン
バータの形式で構成された本発明による電力増幅器を示
す。この増幅器のソフトスイッチングは、ソフトスイッ
チングを実現する共振要素を制御するトランジスタを切
りかえるのと童謡にパワートランジスタを切りかえるた
めに使用される。

【００３７】図４は、図２に示す電力増幅器の例を示
す。図４のトランジスタ１００，１０２，１０４及び１
０６は、それぞれ、３６−１，３６−２，３８−１およ
び３８−２に対応する。図４のダイオード１１０，１１
２，１１４及び１１６は、それぞれ、４０−１，４０−
２，４２−１および４２−２に対応する。図４のキャパ
シタ１２０，１２２，１２４及び１２６は、それぞれ、
キャパシタ５４−１，５４−２，５２−１および５２−
２に対応する。図４のキャパシタ９６は、図２のキャパ
シタ４８−１に対応する。

【００３８】図２の共振スイッチ６０−１，６０−２お
よび６０−３とキャパシタ６４−１，６４−２および６
４−３は、回路８２により置きかえられる。回路８２
は、３つの平行な枝よりなる。第１の平行な枝は、同じ
順方向に接続され、共振スイッチを構成するトランジス
タ８４と８６の直列接続より成る。第２の平行な枝は、
同じ順方向に接続されたダイオード８８と９０の直列接
続より成る。第３の平行な枝は、直列接続された２つの
キャパシタ９２と９４より成る。図４に示す電力増幅器
のソフトスイッチングプロセスを、スイッチング例を基
に説明する。この場合、ダイオード１１４からトランジ
スタ１０２に切り替わる。このスイッチング例は、他の
スイッチング状態を代表する。負荷７０を流れる電流は
切り替え中に一定であると仮定する。

【００３９】トランジスタ１００とダイオード１１４は
導通状態であり、出力電流は前記要素を要素を流れる。
出力電流はまた、キャパシタ９６を流れる。キャパシタ
９６は、トランジスタ１００のエミッタとトランジスタ
１０６のコレクタの間を供給電圧の約２分の１の電圧に
維持する。それにより、各トランジスタ１００，１０
２，１０４及び１０６は、供給電圧の約２分の１以上の
電圧に上昇しない。トランジスタ１０４は以後に説明さ
れる理由によりスイッチオンされる。しかし現在は、電
流は流れていない。

【００４０】スイッチングプロセスが開始され、トラン
ジスタ８４がスイッチオンされる。この結果、正の供給
電圧が自己インダクタンス５８を通して現れ、それによ
り、自己インダクタンス５８を流れる電流は時間と共に
線形に増加する。電流は電源５０の正側から連続的にト
ランジスタ８４、自己インダクタンス５８、ダイオード
１１４、キャパシタ９６及びダイオード１１０を流れ、
電源５０へ戻る。ダイオード１１４より発する電流はま
た、負荷７０へ分岐する。ダイオード１１４は逆向きに
接続されているように見え、電流が流れないようにみえ
が、前記電流は、実際に、は既に順方向にダイオード１
１４を流れている、出力電流の減少として現れる。自己
インダクタンス５８を流れる電流が負荷７０を流れる電
流よりも大きくなったとき、ダイオード１１４を流れる
電流がゼロとなり、また、電流がゼロに応じて切り替わ
るトランジスタ１０４に切り替わる。また、点４６の出
力電圧が、全供給電圧の２分の１の電圧から上昇しなけ
ればならないので、トランジスタ１０４を流れる電流を
維持することも必要である。この遷移は、キャパシタ１
２２と１２４それぞれの充放電により可能とされる。こ
れは、自己インダクタンス５８に蓄積されている誘導性
エネルギーにより起こり、それゆえ、そのエネルギー
は、前記キャパシタの電圧を供給電圧の２分の１の電圧
に上昇するのに十分でなければならない。キャパシタ１
２２と１２４それぞれのの充放電をするために自己イン
ダクタンス５８に十分なブーストエネルギーが蓄積され
たとき、出力４６が２分の１から全供給電圧に上昇する
と、トランジスタ１０４はスイッチオフする。自己イン
ダクタンス５８に蓄積されたブーストエネルギーが、キ
ャパシタ１２２を放電し、キャパシタ１２４を充電する
のに使用される。電流はトランジスタ８４と自己インダ
クタンス５８を流れ、続いて前記キャパシタと負荷の間
で分岐する。

【００４１】共振状態はキャパシタ１２２の電圧がゼロ
になったとき終了する。ダイオード１１２が誘導性電流
を引き受け、キャパシタ１２４の電圧は供給電圧の２分
の１の電圧に維持される。キャパシタ１２２の電圧がゼ
ロになると、自己インダクタンス５８を流れる電流もそ
のときの値に維持される。共振スイッチングが終了後、
自己インダクタンス５８を流れるブースト電流は、トラ
ンジスタ８４とダイオード１１２と１１０を流れ続け
る。このフリーホイール（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）
電流は、トランジスタ８４が導通状態でいる限り維持さ
れる。

【００４２】トランジスタ８４は、前記フリーホイール
電流状態が発生したときにスイッチオンされる。この結
果、自己インダクタンス５８を流れる電流は、すぐにダ
イオード９０により引き継がれる。このフェーズでは、
自己インダクタンス５８に供給電圧に等しい逆電圧が現
れる。この結果、このフェーズの所定の時点で、自己イ
ンダクタンス５８を流れる電流は出力電流よりも小さく
なり、それにより、ダイオード１１２からトランジスタ
１０２への切り替わりは自然にゼロ電圧状態で起こる。
自己インダクタンス５８を流れる電流がゼロになったと
き、ダイオード９０はゼロ電流状態で自然にスイッチオ
ンされる。ダイオード１１４からトランジスタ１０２へ
のソフトスイッチングはこのように実現され、負荷電流
は、電源５０の正側からトランジスタ１００と１０２を
経由して出力４６に流れる。

【００４３】記載されたスイッチング例を考慮すると、
当業者には、他のスイッチング状態がどのように扱われ
るか明らかである。

【００４４】

【発明の効果】本発明によれば、供給電圧よりも低い破
壊電圧を有する半導体スイッチを使用し、スイッチング
損失が僅かな、大電流と高電圧を出力するインバータ型
の電力増幅器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】核磁気共鳴装置の一般的な構成を示す図であ
る。

【図２】本発明による電力増幅器の第１実施例を示す図
である。

【図３】ソフトスイッチングの原理を示すための多値イ
ンバータで構成されていない増幅器を示す図である。

【図４】本発明による電力増幅器の第２実施例を示す図
である。

【符号の説明】

１第１マグネット系３第２マグネット系５電源７電力増幅器１３信号増幅器１４分離回路１５検出器１７中央制御装置１９変調器２１モニタ２３ＲＦ発振器２５冷却装置２７冷却ダクト２９測定空間３１ＲＦ界シールドファラデかご３６、３８トランジスタ４０，４１ダイオード５２，５４キャパシタ６０−１，６０−２，６０−３共振スイッチ６４−１，６４−２，６４−３キャパシタ７０負荷７２回路７４，７６トランジスタ７８，８０ダイオード８２回路８４，８６トランジスタ８８、９０ダイオード９２，９４キャパシタ９６キャパシタ１００，１０２，１０４，１０６トランジスタ１１０，１１２，１１４，１１６ダイオード１２０，１２２，１２４，１２６キャパシタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０３Ｋ 17/12 Ｇ０１Ｎ 24/06 ５１０Ｙ (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ１, 5621 ＢＡＥｉｎｄｈｏｖｅｎ，ＴｈｅＮｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】カスケードの多値スイッチングセルを有
する電力増幅器であって、各多値スイッチングセルは、入力と出力とを有し、それぞれ逆平行に相互に反対の順方向に接続されたダイ
オードを有する２つの制御可能なスイッチが設けられ、いずれの場合も、２つのスイッチの一方の一端はスイッ
チングセルの１つの入力端子を構成し、２つのスイッチングセルの他端は、スイッチングセルの
出力端子を構成し、前記カスケードのスイッチングセルにおいては、先行す
るスイッチングセルの出力端子が、後続するスイッチン
グセルの入力端子に接続され、前記相互に接続された入力端子と前記相互に接続された
出力端子との間にキャパシタが接続され、前記カスケードのスイッチングセルに電源が接続可能で
あり、各制御可能なスイッチに平行にキャパシタが接続され、前記増幅器は誘導性要素を有し、その誘導性要素の一端
は増幅器の出力に接続され、誘導性要素の他端には少な
くとも第１及び第２の制御可能な共振スイッチが接続さ
れ、前記第１の共振スイッチは増幅器の出力電圧よりも高い
電圧を有する点に接続され、一方第２のスイッチは増幅
器の出力電圧よりも低い電圧を有する点に接続されてな
る電力増幅器。
【請求項２】誘導性要素の他端と供給電圧の２分の１
に実質上等しい電圧を有する点に接続された第３の制御
可能な共振スイッチを有する請求項１記載の電力増幅
器。
【請求項３】各共振スイッチに平行にキャパシタが接
続された請求項１或は２記載の電力増幅器。
【請求項４】請求項２記載の電力増幅器。給電圧の２
分の１に実質上等しい電圧を有する点は、電源が接続さ
れ得る点の間の２つのキャパシタによる電圧分割により
なされた請求項２記載の電力増幅器。
【請求項５】該増幅器には、ｎ個供給点が設けられ、
ｉ番目の供給点は、実質的に電源のｉ／ｎ倍の電圧に等
しい電圧を供給し、該増幅器には、ｎ個の制御可能な誘導性要素の他端に接
続された共振スイッチが設けられ、ｉ番目の共振スイッチはｉ番目の供給点に接続された、
カスケードのｎ個の他値スイッチングセルを有する請求
項１記載の電力増幅器。
【請求項６】装置の測定空間でグラディエント磁界を
発生するためのグラディエントコイル系を有し、グラディエント磁界を発生するために電力信号をグラデ
ィエントコイル系に供給する電力増幅器が設けられた請
求項１乃至５のうちいずれか一項記載の核磁気共鳴映像
装置。