JPH1080413A

JPH1080413A - 磁気共鳴イメージング装置用電源装置

Info

Publication number: JPH1080413A
Application number: JP8238097A
Authority: JP
Inventors: Keiichi Chabata; 圭一茶畑; Keishin Hatakeyama; 敬信畠山; Hiroshi Takano; 博司高野; Takuya Domoto; 拓也堂本; Hiroya Fukuda; 博也福田
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 1996-09-09
Filing date: 1996-09-09
Publication date: 1998-03-31
Anticipated expiration: 2016-09-09
Also published as: JP3722561B2

Abstract

(57)【要約】【課題】単相ＰＷＭスイッチング電流増幅器を並列化し
て高電圧、大容量、高応答の磁場用低リップル電流の電
源装置を提供する。【解決手段】パルス幅変調（ＰＷＭ）制御により出力電
流を制御する制御回路３０を備えたスイッチング電源
Ａ、Ｂを有する核磁気共鳴イメージング装置用電源装置
において、電源装置の出力電流を平滑するフィルタの電
流を検出するフィルタ電流検出手段ＣS1、ＣS2と、この
フィルタ電流の極性を判別する極性判別手段２０とを備
え、１サンプリング前のフィルタ電流の極性が正のとき
は、デッドタイムの分だけＰＷＭデューティを大きく、
１サンプリング前のフィルタ電流の極性が負のときは、
デッドタイムの分だけＰＷＭデューティを小さくする。
デッドタイムの分だけ出力電圧が変動するのを防止して
ＰＷＭのデューティを制御できるので、フィルタ電流の
平均値を正確に検出でき、フィルタ電流と出力電圧の関
係を直線化できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は磁気共鳴イメージン
グ装置（以下、ＭＲＩ装置という）に係わり、特にその
大電力を要求される静磁場、傾斜磁場、高周波磁場の発
生に必要な各種電源装置に好適な電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＭＲＩ装置の傾斜磁場コイル励磁に要求
される電流波形は、診断箇所によっては正弦波状の波形
も必要になるが、一般的には、図８（ａ）に示すよう
な立ち上がり時間、立ち下がり時間が600US以下、正負
両方向の台形波状の波形である。このような電流波形を
実現するための現在の小容量ＭＲＩ装置の傾斜磁場発生
用電源システムとして、電力用MOSFET（電界効果トラン
ジスタ）を用いた高周波ＰＷＭスイッチング電力増幅器
が使用されている。この方式は、従来型のトランジスタ
をリニアに作動させていた線形電力増幅器より高効率、
省エネルギー、省スペース化の点で優れている。このよ
うなスイッチング電源を用いた電源装置では、耐圧が数
百Ｖ、電流容量が数十Ａで数百kHzの高周波スイッチン
グが可能である。

【０００３】しかし、ＭＲＩ装置において短時間で診断
に有用な画像を得るためには、更に高磁場を発生させ、
且つ高速な制御を実現することが必要となっている。こ
のためＭＲＩ装置の磁場電源として、現行に比べ電圧で
４倍、電流で２倍程度の大電流電源が必要となるが、電
力用MOSFETを用いた高周波ＰＷＭスイッチング電力増幅
器では、MOSFETの性能上限界のためにこの要求を満たす
のは困難である。

【０００４】このMOSFETに対し、電力用スイッチング素
子としてIGBT（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）
モジュールは、高耐圧で大電流が扱え、保守性、コスト
面において有利であるが、MOSFETに比べ動作周波数の上
限が２０kHzと低いため、応答速度の高速化、低リプル
電流化が困難である。そこで、本発明者らは、IGBTによ
る従来の回路を並列に接続し、位相差を設けることによ
り見掛け上の動作周波数を上げるとともに、大容量化に
も対応した並列型電流増幅回路を提案している（特願平
７−２１９８９号等）。この方式による２並列の場合の
傾斜磁場電源の出力回路の構成図を図９に示す。

【０００５】この回路は、負荷である傾斜磁場（ＧＣ）
コイル１０（インダクタＬｇｃと抵抗ＲＬｇｃの直列回
路モデル）に並列接続された二組の単相フルブリッジＰ
ＷＭ電流増幅器回路Ａ、Ｂから構成され、各単相フルブ
リッジＰＷＭ電流増幅器回路は４個のIGBT１〜IGBT４
（IGBT５〜IGBT８）、それに逆並列に接続されたソフト
リカバリーダイオードＤ１〜Ｄ４（Ｄ５〜Ｄ８）、およ
び２組のIGBTとダイオードＤとから構成されるアームＡ
a1、Ａa2、Ａb1、Ａb2の各々と負荷１０との間に設けら
れた電流リップル除去のためのＬＣＲフィルタ（インダ
クタＬa1、Ｌa2、Ｌb1、Ｌb2、キャバシタＣa1、Ｃa2、
Ｃb1、Ｃb2、抵抗Ｒca1、Ｒca2、Ｒcb1、Ｒcb2）から構
成されている。ここでアームＡa1、Ａb1を第１相、アー
ムＡa2、Ａb2を第２相、またアームＡa1、Ａa2を左側ア
ーム、アームＡb1、Ａb2を右側アームと呼ぶことにす
る。

【０００６】この電源システムでは、２組の単相フルブ
リッジＰＷＭ電流増幅器回路の出力電圧の位相差を180
°にしてＧＣコイル１０に流れる電流のリップルを低減
するものである。

【０００７】今、図９の負荷回路系（フィルタと誘導性
負荷）を図１０のように表すと、このような電源システ
ムにおける各フィルタ電流ｉLa1、ｉLa2、ｉLb1、ｉLb2
とスイッチング素子のゲートドライブ信号Ｖa1、Ｖa2、
Ｖb1、Ｖb2の関係は図１１のようになる。即ち、１組目
のフィルタリアクトルＬa1に流れる電流ｉLa1と２組目
のフィルタリアクトルＬa2に流れる電流ｉLa2の位相差
は180°で、これらを合成した出力負荷電流（ＧＣコイ
ルに流れる電流）ｉrefは理想状態でリップルがゼロと
なる。尚、図１１中、Ｓ11はIGBT１に対応し、Ｓ12はIG
BT２に、Ｓ21はIGBT５に、Ｓ22はIGBT６にそれぞれ対応
する。また図１１では図９に示すＰＷＭ電流増幅器回路
の左側アームＡa1、Ａa2のみを示したが、右側アームＡ
b1、Ａb2についても同様である。

【０００８】そこでＧＣコイル１０に流れる電流を検出
し、その電流に対してフィードバック制御を行えば目標
値に追従するような制御系が成立する。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、図９のように
並列化された回路構成では第１相Ａと第２相Ｂの相間に
回り込み電流（循環電流、横流）が発生し、相間の短絡
あるいは過大な電流不平衡などの新たな問題が生じる可
能性がある。このような回り込み電流は、ＧＣコイルで
検出する電流フィードバック制御では抑制できないの
で、これを抑制するためには、各アームのフィルタのイ
ンダクタ電流を検出するフィードバック制御を行うこと
が考えられる。個々のフィルタのインダクタ電流を制御
することにより第１相と第２相のフィルタのインダクタ
電流の電流不平衡が抑制され、回り込み電流の発生を防
ぐことが可能となる。このフィードバック制御には、こ
の相間アンバランスの問題の他、温度ドリフトの抑制、
高精度化の点から、アナログ方式よりもディジタル制御
方式の方が有利である。

【００１０】このようにフィルタ電流をディジタルフィ
ードバック制御することにより、負荷電流の制御と各相
のフィルタ電流の回り込み電流の抑制が可能となるが、
このためには各フィルタ電流を高精度に検出する必要が
ある。特に、図１１に示すようにフィルタ電流（ｉLa
1、ｉLa2）には負荷電流ｉLgcと比べて振幅の大きな三
角波電流が含まれているので、電流検出のサンプリング
点（ｋ−１、ｋ、ｋ＋１、・・・）において、検出した
値に大きなばらつきが無いようにしなければならない。

【００１１】しかし、実際のスイッチング制御に際して
は、各アームのスイッチング時に上下のスイッチ、例え
ばIGBT1とIGBT2が短絡故障を起こさないようにするため
に図１２に示すように上下のスイッチが両方ともオフに
なる休止時間Ｔｄ（デッドタィム）を設ける必要があ
り、このようなデッドタイムを設けることにより、１）
サンプリング点における電流のばらつきが大きくなり、
フィルタ電流の値を正確に検出できない、２）デッドタ
イムの分だけオンしている期間が短くなるのでパルス幅
変調パルス（ＰＷＭパルス）のデューティが所望値、例
えば５０％にならない、即ち、フィルタの平均電流を増
やしても出力電圧（ＧＣコイルにかかる電圧）が増加し
ない領域ができるという問題が発生する。

【００１２】このため図１３に示すようにフィルタ電流
と出力電圧の関係に段差ができ非線形を呈し、フィルタ
電流のフィードバック制御が困難となる。この結果、傾
斜磁域コイル電流波形も図８（ａ）のような理想的な波
形とはならず、図８（ｂ）に示すように歪んだり、応答
も同図（ｃ）のように遅くなり、ＭＲＩ画像に悪影響を
及ぼすものとなる。

【００１３】そこで本発明は、IGBTのようなスイッチン
グ素子による単相ＰＷＭスイッチング電流増幅器を備え
た電源装置において、デッドタイムを設けても応答性が
良く高精度の制御を可能とし、これにより高電圧、大容
量、高応答の磁場用低リップル電流の電源装置を提供す
ることを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の電源装置は、スイッチング電源であるＰＷＭ
電流増幅器回路をディジタル制御する際に、ＰＷＭ電流
増幅器回路内のフィルタ電流を検出し、この電流の極性
によってＰＷＭパルス幅を制御してデッドタイムを生成
し、出力電流の平均値を検出するとともに、出力電圧へ
の影響を小さくすることを可能とするものである。

【００１５】即ち、本発明による磁気共鳴イメージング
装置用電源装置は、負荷である磁気共鳴イメージング装
置の磁場発生用コイルに接続されたスイッチング電源
と、磁場発生用コイルに流れる電流の検出値と電流指令
値とを入力し、検出値と電流指令値との差がゼロになる
ようにスイッチング電源を構成するスイッチのデューテ
ィをパルス幅変調制御するＰＷＭ制御手段と、スイッチ
ング電源に設けられたフィルタ回路の電流を検出するフ
ィルタ電流検出手段と、このフィルタ電流検出手段によ
り検出されたフィルタ電流の極性を判別する極性判別手
段とを備え、ＰＷＭ制御手段は、極性判別手段の判別結
果に基づきデューティを増減する手段を備えている。こ
のような本発明の電源装置は、複数のスイッチング電源
を並列接続した電源装置に好適に適用される。

【００１６】ＰＷＭ制御手段は、具体的には、複数のス
イッチを所定のデッドタイムを設けて制御し、フィルタ
電流の極性が正のときはデッドタイムの分だけデューテ
ィを大きくし、フィルタ電流の極性が負のときはデッド
タイムの分だけデューティを小さくするように制御す
る。

【００１７】スイッチング電源の出力電圧は、デッドタ
イムを設けた場合、デッドタイムの分だけ小さく或いは
大きくなり、サンプリング時点で正確な平均出力電流を
検出することができなくなる。この出力電圧の変動は、
フィルタ電流の極性により異なる。従って、フィルタ電
流の極性に応じてＰＷＭパルス幅を制御することによっ
て、デッドタイムを設けてもデッドタイムの分だけ出力
電圧が小さくあるいは大きくならず、またフィルタ電流
の平均値を正確に検出できるので、フィルタ電流と出力
電圧の関係を直線化できる。

【００１８】これによって図８（ｂ）に示したような電
流波形の歪みや同図（ｃ）に示したような応答遅れの問
題を回避でき、診断に有効な高画質のＭＲＩ画像を得る
ことができる。

【００１９】

【発明の実施の態様】以下本発明の磁気共鳴イメージン
グ装置用電源装置を図面に示す実施例により更に詳細に
説明する。

【００２０】図１は本発明の一実施例であるＰＷＭ制御
方式による電源装置の全体回路ブロック図を示すもの
で、この電源装置は図９の電源装置と同様に直流電源Ｅ
に並列接続された２並列のスイッチング電源であるフル
ブリッジＰＷＭ電流増幅回路Ａ、Ｂ（図ではＡのみが示
されている）と、各アームのフィルタ電流を検出する検
出器ＣS1、ＣS2と、これらフィルタ電流の極性を判別す
るフィルタ電流判別回路２０と、フィルタ電流の検出値
及び極性に基づき各スイッチ（ここではIGBT１〜IGBT
４）のＰＷＭパルス幅を演算し、ＰＷＭパルスを発生す
るＰＷＭ制御回路３０と、ＰＷＭ制御回路３０の発生す
るＰＷＭパルスを増幅するパルス増幅回路４０とを備え
ており、各ＰＷＭ電流増幅回路Ａ、Ｂの出力は負荷であ
るＧＣコイル１０に印加される。

【００２１】ＰＷＭ電流増幅回路Ａ、Ｂは、基本的には
図９の単相フルブリッジＰＷＭ電流増幅器回路と同様で
あり、対応する要素は同じ符号で示している。即ち、Ｐ
ＷＭ電流増幅回路Ａは４組のIGBT１〜IGBT４及びこれら
IGBTに逆並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４と、２
組のIGBTとダイオードとから成るアームＡa1、Ａb1とＧ
Ｃコイル１０との間にそれぞれ接続されたＬＣＲフィル
タ（インダクタＬa1、Ｌb1、キャバシタＣa1、Ｃb1、抵
抗Ｒca1、Ｒcb1）とを備えている。フィルタのリアクト
ル（インダクタＬa1、Ｌb1）は瞬間的な電位差を吸収
し、ＣＲのフィルタはＧＣコイル１０の両端の電圧リッ
プルをコンデンサ（キャバシタＣa1、Ｃb1）で平滑化す
るとともに、抵抗Ｒca1、Ｒcb1がフィルタのリアクトル
と平滑コンデンサによる電流共振現象を抑制する。

【００２２】尚、図１では図示省略されているが、他方
のＰＷＭ電流増幅回路Ｂも図示されたＰＷＭ電流増幅回
路Ａと同様の構成を有している。

【００２３】フィルタ電流を検出する検出器ＣS1、ＣS2
及び極性判別回路２０は、例えば左側アームＡa1のフィ
ルタ電流について図２に示すように、１対の電流検出器
ＣＳ11とＣＳ12と、これら電流検出器ＣＳ11、ＣＳ12に
それぞれ接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２とから構成
される。電流検出器としては、ホール素子、ＣＴ等の公
知の電流検出器が使用できる。Ｖccは回路２０の電源電
圧である。このような構成の極性判別回路２０は、フィ
ルタ電流ｉLa1の極性を判別する場合、電流検出器ＣＳ1
1とＣＳ12で検出するフィルタ電流ｉLa1を入力し、ｉLa
1が正の場合はＣＳ11の巻始めの極性に正の電圧を出力
するので、トランジスタＱ１が導通してその出力にオン
信号を出力する。また、ｉLa1が負の場合はＣＳ12の巻
終わりの極性に正の電圧を出力するので、トランジスタ
Ｑ２が導通してその出力にオン信号を出力する。

【００２４】同様に右側アームのフィルタ電流ｉLb1に
ついても、またもう一方の単相フルフリッジＰＷＭ電流
増幅回路Ｂのフィルタ電流についても極性を判別し、こ
れらの信号をＰＷＭパルス幅計算に利用する。

【００２５】ＰＷＭ制御回路３０は、ＧＣコイル１０に
流れる電流の検出値と電流指令値とを入力し、検出値と
電流指令値との差がゼロになるように各ＰＷＭ電流増幅
回路Ａ、ＢのスイッチをＰＷＭ制御するとともに、この
際、上述したように検出されたフィルタ電流及びその極
性に応じてＰＷＭパルス幅を補正する。このようなＰＷ
Ｍ制御回路３０（ＰＷＭパルスの計算及びＰＷＭパルス
の発生）は公知のマイクロコンピュータで構成すること
ができ、フィルタ電流の極性判別信号を利用してパルス
幅の計算を行い、これに応じたパルスに分配して発生す
る。

【００２６】次にこのような構成における電源装置の動
作及びＰＷＭ制御回路３０におけるＰＷＭパルス幅制御
について説明する。説明を簡単にするために、図３に、
図１の電源回路装置の１組のＰＷＭ電流増幅回路（Ａ或
いはＢ）とＧＣコイルのみの回路を示した。図３におい
て、スイッチＳ11はIGBT１或いはIGBT５に対応し、スイ
ッチＳ12はIGBT２或いはIGBT６に、スイッチＳ21はIGBT
３或いはIGBT７に、スイッチＳ22はIGBT４或いはIGBT８
にそれぞれ対応する。またダイオードＤ11〜Ｄ22は、そ
れぞれダイオードＤ１〜Ｄ４或いはＤ５〜８に対応す
る。

【００２７】この電源装置では、図４のスイッチングシ
ーケンスに示すようにスイッチＳ11とＳ22が同時にオン
オフし、スイッチＳ12とＳ21が同時にスイッチＳ11とＳ
22とは逆にオンオフするように制御される。この際、Ｐ
ＷＭ制御回路３０は、ＰＷＭパルス幅を制御し、これら
スイッチＳ11〜Ｓ22のオン時間（デューティ）を制御す
る。またスイッチング素子の特性のばらつきによる短絡
を防止するために、全てのスイッチが共にオフとなるデ
ッドタイムＴｄが設けられている。図３のＰＷＭ電流増
幅回路における出力電流ｉＬは、フィルタ電流検出器Ｃ
S1、ＣS2で検出されたフィルタ電流に対応し、スイッチ
のオン又はオフに伴い変化する電流波形となり、これに
対応する出力電圧Ｖabが得られる。

【００２８】ここで、出力電流ｉＬが図４に示すように
ゼロをクロスする状態では、デッドタイムがあっても、
ＰＷＭデューティはそのまま出力電圧Ｖabに対応する。
即ち、出力電流ｉＬの波形は負の状態では、スイッチＳ
12、Ｓ21の立ち下がりで変化し、正の状態ではスイッチ
Ｓ11、Ｓ22の立ち下がりで変化するので、出力電圧はＰ
ＷＭデューティをそのまま反映したものとなる。従って
各サンプリング点における電流検出の精度にも変動を与
えることがなく、またフィルタ電流と出力電圧の関係も
リニアな関係が得られる。

【００２９】一方、図５（ａ）に示すように出力電流ｉ
Ｌがゼロをクロスせず常に正の場合には、出力電流ｉＬ
の波形はオン時間の長いスイッチＳ11、Ｓ22の立ち上が
り及び立ち下がりに支配される。従ってこのような場合
にデッドタイムＴｄがあると、ＰＷＭデューティよりデ
ッドタイム分だけ出力電圧Ｖabの平均値が小さくなり、
フィルタ電流と出力電圧の関係も図１３の正領域に示す
ように非線形特性を呈するようになる。また、サンプリ
ング点において検出されるフィルタ電流も平均電流と異
なる値となり、検出に大きな誤差を生じる。

【００３０】このように出力電流ｉＬが常に正の場合に
は、ＰＷＭデューティよりデッドタイムの分だけ出力電
圧Ｖabの平均値が小さくなるので、その分だけＰＷＭデ
ューティを大きく、つまりスイッチＳ11、Ｓ22のオン時
間を長くなるようにＰＷＭパルス幅制御する。即ち、図
５（ｂ）に示すように、１サンプリング前のｋ−１のサ
ンプリング点のフィルタ電流の極性が正であると判別さ
れると、スイッチＳ12、Ｓ21のオフの時点を早くし、次
いでデッドタイムＴｄを設けた後にスイッチＳ11、Ｓ22
をオンして、結果的にスイッチＳ12、Ｓ21のオン期間を
デッドタイムの分だけ短くし、スイッチＳ11、Ｓ22のオ
ン期間をデッドタイムの分だけ長くするようにＰＷＭ制
御する。

【００３１】これに対し、出力電流ｉＬがゼロをクロス
せず常に負の場合には、図６（ａ）に示すように出力電
流ｉＬの波形はオン時間の長いスイッチＳ12、Ｓ21の立
ち上がり及び立ち下がりに支配される。従ってこのよう
な場合にデッドタイムＴｄがあると、ＰＷＭデューティ
よりデッドタイム分だけ出力電圧Ｖabの平均値が大きく
なり、フィルタ電流と出力電圧の関係も図１３の負の領
域を示すような非線形特性を呈するようになる。また、
サンプリング点においても平均電流と異なる値となり、
検出に大きな誤差を生じる。

【００３２】従って、出力電流ｉＬが常に負の場合に
は、図６（ｂ）に示すように１サンプリング前のｋ−１
のサンプリング点のフィルタ電流の極性が負であると判
別されると、スイッチＳ12、Ｓ21のオフの時点を遅く
し、デッドタイムＴｄを設けた後にスイッチＳ11、Ｓ22
をオンして、スイッチＳ12、Ｓ21のオン時間をデッドタ
イムの分だけ長く、スイッチＳ11、Ｓ22のオン期間をデ
ッドタイムの分だけ短くする。すなわち、出力電流ｉＬ
が常に負の場合、ＰＷＭデューティよりデッドタイムの
分だけＶabの平均値が大きくなるので、その分だけＰＷ
Ｍデューティを小さく、つまりスイッチＳ11、Ｓ22のオ
ン時間を短くするようにＰＷＭパルス幅制御する。

【００３３】尚、図４〜図６においては、説明を簡単に
するために各スイッチのオン時間（パルス幅）をほぼ同
じに記載しているが、実際には出力電流ｉＬが常に正で
ある図５ではスイッチ11、Ｓ22のオン時間がスイッチＳ
12、Ｓ21のオン時間より長く、また出力電流ｉＬが常に
負である図６ではスイッチＳ12、Ｓ21のオン時間がスイ
ッチ11、Ｓ22のオン時間より長くなる。

【００３４】このようにＰＷＭ制御回路３０は、フィル
タ電流の極性判別信号を利用してパルス幅の計算を行
い、これに応じたパルスに分配してＰＷＭパルスを発生
する。このＰＷＭパルスは、ＰＷＭパルス増幅回路４０
により増幅された後、各ＰＷＭ電流増幅回路Ａ、ＢのIG
BT１〜IGBT８のゲートに入力され、IGBTを駆動制御して
ＰＷＭ電流増幅回路の各出力電流を制御する。

【００３５】以上説明したようにフィルタ電流の極性に
基づきＰＷＭのデューティを制御することによって、デ
ッドタイムを設けてもデッドタイムの分だけ出力電圧が
小さくあるいは大きくならず、またフィルタ電流の平均
値を正確に検出できるので、図７に示しすようにフィル
タ電流と出力電圧の関係を直線化できる。これによって
図８（ｂ）に示したような電流波形の歪みを解消でき、
また図８（ｃ）に示したような応答遅れの問題も回避で
き、診断に有効な高画質のＭＲＩ画像を得ることができ
る。

【００３６】また並列接続したＰＷＭ電流増幅回路の各
出力電流を精度よく制御できるので、各ＰＷＭ電流増幅
回路Ａ、Ｂの位相を180゜ずらすことにより極めて低リ
ップルの出力電流が得られる。

【００３７】尚、以上説明した実施例では、スイッチン
グ電源として２並列のＰＷＭ電流増幅回路を備えた場合
を説明したが、本発明は１のＰＷＭ電流増幅回路を備え
た電源装置にも、また３（Ｎ個）以上の並列接続するス
イッチング電源にも適用できる。複数並列の場合、各ス
イッチング電源の位相を360゜／Ｎずらして駆動するこ
とにより、低リップル化を図ることができる。更に本実
施例では、スイッチング素子としてIGBTを用いたＰＷＭ
電流増幅回路を例にして説明したが、本発明にはMOSFET
を用いた電流増幅回路への適用も含まれる。

【００３８】更に本発明の電源装置は、ＭＲＩ装置のＧ
Ｃコイルのみならず他の磁場発生用コイル用の電源とし
て用いることもできる。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の電源装置
によれば、スイッチング電源の各スイッチをデッドタイ
ムを設けてＰＷＭ制御する際に、デッドタイムの分だけ
出力電圧が小さくあるいは大きくならないようにＰＷＭ
のデューティを制御することによって、フィルタ電流の
平均値を正確に検出でき、フィルタ電流と出力電圧の関
係を直線化できる。これによって電流波形の歪みや応答
遅れの問題を回避でき、診断に有効な高画質のＭＲＩ画
像を得ることができる。

【００４０】また本発明の電源装置によれば、フィルタ
電流を正確に制御できるので、スイッチング電源を並列
接続した電源装置に好適に適用でき、この場合複数のス
イッチング電源の位相をずらして駆動することにより、
低リップルの電源装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＰＷＭ制御手段を備えた電源回路の
一実施例を示す全体ブロック図。

【図２】フィルタ電流の極性判別回路の一実施例を示
す図。

【図３】図１の電源回路の一部を簡略化して示した
図。

【図４】図３の回路の出力電流ｉＬがゼロクロスし、
デッドタィムがある場合のスイッチングシーケンスを示
す図で、。

【図５】図３の回路の出力電流ｉＬが常に正で、デッ
ドタィムがある場合のスイッチングシーケンスを示す図
で、（ａ）は従来のＰＷＭ制御を示す図、（ｂ）は本発
明によるＰＷＭ制御を示す図。

【図６】図３の回路の出力電流ｉＬが常に負で、デッ
ドタィムがある場合のスイッチングシーケンスを示す図
で、（ａ）は従来のＰＷＭ制御を示す図、（ｂ）は本発
明によるＰＷＭ制御を示す図。

【図７】本発明のＰＷＭ制御におけるフィルタ電流と
負荷出力電圧の関係を示す図。

【図８】ＭＲＩ装置のＧＣコイルの電流波形を示す図
で、（ａ）は理想電流波形、（ｂ）は従来の電源装置に
よる電流波形、（ｃ）は従来の電源装置による立ち上が
り波形を示す。

【図９】傾斜磁場電源の出力回路の構成を示す図。

【図１０】図９の回路の負荷回路系を示す図。

【図１１】図１０の回路におけるフィルタ電流とゲー
トドライブ信号との関係を示す図で、デッドタイムのな
い場合を示す。

【図１２】図１０の回路におけるフィルタ電流とゲー
トドライブ信号との関係を示す図で、デッドタイムを設
けた場合を示す。

【図１３】従来のＰＷＭ制御においてデッドタィムを
設けた場合のフィルタ電流と負荷出力電圧の関係を示す
図。

【符号の説明】

Ｅ・・・・・・直流電源 IGBT１〜IGBT８・・・・・・絶縁ゲート形バイポーラトランジ
スタ（スイッチ）Ｓ11、Ｓ12、Ｓ21、Ｓ22・・・・・・スイッチＤ１〜Ｄ８・・・・・・ソフトリカバリィダイオードＬa1、Ｌa2、Ｌb1、Ｌb2・・・・・・インダクタ（フィルタ回
路）Ｃa1、Ｃa2、Ｃb1、Ｃb2・・・・・・キャパスタ（フィルタ回
路）Ｒca1、Ｒca2、Ｒcb1、Ｒcb2・・・・・・抵抗（フィルタ回
路）１０・・・・・・傾斜磁場コイル（負荷）Ａ、Ｂ・・・・・・ＰＷＭ電流増幅回路（スイッチング電源）２０・・・・・・フィルタ電流極性判別回路３０・・・・・・ＰＷＭ制御手段４０・・・・・・パルス増幅回路Ｔｄ・・・・・・デッドタイムＣS1、ＣS2・・・・・・フィルタ電流検出器

フロントページの続き (72)発明者堂本拓也東京都千代田区内神田１丁目１番14号株式会社日立メディコ内 (72)発明者福田博也大阪府大阪市東淀川区菅原６丁目21番３号ヴェルドール淡路306号室

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】負荷である磁気共鳴イメージング装置の磁
場発生用コイルに接続されたスイッチング電源と、前記
磁場発生用コイルに流れる電流の検出値と電流指令値と
を入力し、前記検出値と電流指令値との差がゼロになる
ように前記スイッチング電源を構成するスイッチのデュ
ーティをパルス幅変調制御するＰＷＭ制御手段とを備え
た磁気共鳴イメージング装置用電源装置において、前記スイッチング電源に設けられたフィルタ回路の電流
を検出するフィルタ電流検出手段と、このフィルタ電流
検出手段により検出されたフィルタ電流の極性を判別す
る極性判別手段とを備え、前記ＰＷＭ制御手段は、前記極性判別手段の判別結果に
基づき前記デューティを増減する手段を備えたことを特
徴とする磁気共鳴イメージング装置用電源装置。
【請求項２】負荷である磁気共鳴イメージング装置の磁
場発生用コイルに並列に接続された複数のスイッチング
電源と、前記磁場発生用コイルに流れる電流の検出値と
電流指令値とを入力し、前記検出値と電流指令値との差
がゼロになるように前記スイッチング電源を構成するス
イッチのデューティをパルス幅変調制御するＰＷＭ制御
手段とを備えた磁気共鳴イメージング装置用電源装置に
おいて、前記スイッチング電源の各々に設けられたフィルタ回路
の電流を検出するフィルタ電流検出手段と、このフィル
タ電流検出手段により検出されたフィルタ電流の極性を
判別する極性判別手段とを備え、前記ＰＷＭ制御手段は、前記極性判別手段の判別結果に
基づき前記デューティを増減する手段を備えたことを特
徴とする磁気共鳴イメージング装置用電源装置。
【請求項３】前記ＰＷＭ制御手段は、前記複数のスイッ
チを所定のデッドタイムを設けてオンオフ制御するとと
もに、前記フィルタ電流の極性が正のときは前記デッド
タイムの分だけ前記デューティを大きくし、前記フィル
タ電流の極性が負のときは前記デッドタイムの分だけ前
記デューティを小さくすることを特徴とする請求項１又
は２記載の磁気共鳴イメージング装置用電源装置。