JPH0757094B2 - 多重ｄｃ／ｄｃコンバータ装置の入力電圧アンバランス抑制方法 - Google Patents
多重ｄｃ／ｄｃコンバータ装置の入力電圧アンバランス抑制方法Info
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- JPH0757094B2 JPH0757094B2 JP33424588A JP33424588A JPH0757094B2 JP H0757094 B2 JPH0757094 B2 JP H0757094B2 JP 33424588 A JP33424588 A JP 33424588A JP 33424588 A JP33424588 A JP 33424588A JP H0757094 B2 JPH0757094 B2 JP H0757094B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、多重DC/DCコンバータ装置の入力電圧アンバ
ランス抑制方法にかかり、詳しくは前記コンバータ装置
の入力コンデンサ間の電圧アンバランス抑制方法に関す
る。
ランス抑制方法にかかり、詳しくは前記コンバータ装置
の入力コンデンサ間の電圧アンバランス抑制方法に関す
る。
（従来の技術） 第３図は２多重DC/DCコンバータ装置の主回路の一例を
示している。図において、直流電源１の直流電圧（入力
電圧）は直列接続された入力コンデンサ21,22により２
分割され、各コンデンサ21,22の両端にはトランジスタ3
1〜34、35〜38を有するインバータ301,302が接続されて
いる。これらのインバータ301,302の出力側にはトラン
ス41,42を介してダイオード51〜54、55〜58を有する整
流回路501,502が直列に接続されており、これらの整流
回路501,502の出力側には、リアクトル６及び出力コン
デンサ７からなる平滑フィルタが接続されている。
示している。図において、直流電源１の直流電圧（入力
電圧）は直列接続された入力コンデンサ21,22により２
分割され、各コンデンサ21,22の両端にはトランジスタ3
1〜34、35〜38を有するインバータ301,302が接続されて
いる。これらのインバータ301,302の出力側にはトラン
ス41,42を介してダイオード51〜54、55〜58を有する整
流回路501,502が直列に接続されており、これらの整流
回路501,502の出力側には、リアクトル６及び出力コン
デンサ７からなる平滑フィルタが接続されている。
インバータ301,302は、第５図に示す定電圧制御回路に
より出力パルス幅制御を行い、入力電圧の変動に対して
整流回路501,502の出力電圧Ｖが一定となるように動作
する。
より出力パルス幅制御を行い、入力電圧の変動に対して
整流回路501,502の出力電圧Ｖが一定となるように動作
する。
第５図の定電圧制御回路において、801は自動電圧調節
器（AVR）であり、前記出力コンデンサ７からのフィー
ドバック信号Vfが設定値Vsと一致するように出力信号ａ
を調節する。また、802は鋸歯状波発生回路であり、定
電圧制御回路の動作波形を示す第６図のb,cのように90
゜の位相差を持つ２つの鋸歯状波を発生する。更に第５
図において、803,804は比較回路であり、前記出力信号
ａと鋸歯状波b,cとをそれぞれ比較して信号d,eを発生す
る。また、805,806は分配回路であり、出力信号d,eを第
３図に示したインバータ301,302の上下のアームを駆動
する信号f,g及びh,iに振り分けるためのものである。こ
こで、信号ｆはトランジスタ31,34を、ｇは同32,33を、
ｈは同35,38を、ｉは同36,37をそれぞれ駆動するための
もので、これらの信号は図示されていないベース駆動回
路に加えられる。
器（AVR）であり、前記出力コンデンサ７からのフィー
ドバック信号Vfが設定値Vsと一致するように出力信号ａ
を調節する。また、802は鋸歯状波発生回路であり、定
電圧制御回路の動作波形を示す第６図のb,cのように90
゜の位相差を持つ２つの鋸歯状波を発生する。更に第５
図において、803,804は比較回路であり、前記出力信号
ａと鋸歯状波b,cとをそれぞれ比較して信号d,eを発生す
る。また、805,806は分配回路であり、出力信号d,eを第
３図に示したインバータ301,302の上下のアームを駆動
する信号f,g及びh,iに振り分けるためのものである。こ
こで、信号ｆはトランジスタ31,34を、ｇは同32,33を、
ｈは同35,38を、ｉは同36,37をそれぞれ駆動するための
もので、これらの信号は図示されていないベース駆動回
路に加えられる。
なお、前後するが、第４図は上記定電圧制御回路により
制御される第３図の２多重DC/DCコンバータ装置の動作
波形であり、第４図においてiLはリアクトル６の電流、
i1はインバータ301の入力電流、i2はインバータ302の入
力電流をそれぞれ示している。このコンバータ装置にお
いては、インバータ302をインバータ301に対して90゜の
位相差を持たせて運転することにより、整流回路501,50
2の出力電圧Ｖの波形から明らかなように電圧リプルを
小さくし、かつ周波数を高めて平滑フィルタを構成する
リアクトル６及び出力コンデンサ７の小型化を図ってい
る。なお、上記の方法は一般的によく行われているた
め、詳細な説明は省略する。
制御される第３図の２多重DC/DCコンバータ装置の動作
波形であり、第４図においてiLはリアクトル６の電流、
i1はインバータ301の入力電流、i2はインバータ302の入
力電流をそれぞれ示している。このコンバータ装置にお
いては、インバータ302をインバータ301に対して90゜の
位相差を持たせて運転することにより、整流回路501,50
2の出力電圧Ｖの波形から明らかなように電圧リプルを
小さくし、かつ周波数を高めて平滑フィルタを構成する
リアクトル６及び出力コンデンサ７の小型化を図ってい
る。なお、上記の方法は一般的によく行われているた
め、詳細な説明は省略する。
前述したように、第３図のインバータ301,302を構成す
るトランジスタ31〜38の駆動信号は、第５図に示した定
電圧制御回路で作られるが、鋸歯状波発生回路802から
の鋸歯状波b,cには誤差があり、その後に接続される比
較回路803,804、分配回路805,806及び図示されていない
ベース駆動回路でも誤差が生じるので、各トランジスタ
31〜38を駆動するONパルス幅には誤差が発生する。更
に、各トランジスタ31〜38にもスイッチング時間の性能
差があるので、同じパルス幅で制御したくても通常各ト
ランジスタ31〜38のONパルス幅に誤差が生じる。
るトランジスタ31〜38の駆動信号は、第５図に示した定
電圧制御回路で作られるが、鋸歯状波発生回路802から
の鋸歯状波b,cには誤差があり、その後に接続される比
較回路803,804、分配回路805,806及び図示されていない
ベース駆動回路でも誤差が生じるので、各トランジスタ
31〜38を駆動するONパルス幅には誤差が発生する。更
に、各トランジスタ31〜38にもスイッチング時間の性能
差があるので、同じパルス幅で制御したくても通常各ト
ランジスタ31〜38のONパルス幅に誤差が生じる。
第７図は、インバータ301のトランジスタ31〜34とイン
バータ302のトランジスタ35〜38のONパルス幅に誤差が
生じた場合の各部波形を示している。この図のうち中段
のiL,i1,i2の波形はリアクトル６の電流iLが連続してい
る場合、下段のiL,i1,i2の波形は電流iLが断続している
場合を示している。
バータ302のトランジスタ35〜38のONパルス幅に誤差が
生じた場合の各部波形を示している。この図のうち中段
のiL,i1,i2の波形はリアクトル６の電流iLが連続してい
る場合、下段のiL,i1,i2の波形は電流iLが断続している
場合を示している。
この第７図から明らかなように、インバータ301のトラ
ンジスタ31〜34のONパルス幅T1がインバータ302のトラ
ンジスタ35〜38のONパルス幅T2よりも小さい場合には、
負荷の状態に応じ、電流iLの連続的にi1ave≦i2ave、電
流iLの断続時にi1ave≧i2aveとなる。ここで、i1aveはi
1の平均値、i2aveはa2の平均値をそれぞれ示す。
ンジスタ31〜34のONパルス幅T1がインバータ302のトラ
ンジスタ35〜38のONパルス幅T2よりも小さい場合には、
負荷の状態に応じ、電流iLの連続的にi1ave≦i2ave、電
流iLの断続時にi1ave≧i2aveとなる。ここで、i1aveはi
1の平均値、i2aveはa2の平均値をそれぞれ示す。
このようにインバータ301,302の入力電流の平均値に差
がある場合、第３図に示したコンデンサ21の電圧E21と
コンデンサ22の電圧E22には次のようなアンバランスが
生じる。すなわち、 i1ave≦i2aveのとき、E21≧E22 i1ave≦i2aveのとき、E21≦E22 となる。
がある場合、第３図に示したコンデンサ21の電圧E21と
コンデンサ22の電圧E22には次のようなアンバランスが
生じる。すなわち、 i1ave≦i2aveのとき、E21≧E22 i1ave≦i2aveのとき、E21≦E22 となる。
以上のように、主回路が第３図の如く構成された多重DC
/DCコンバータ装置では、負荷に応じてリアクトル６の
電流が連続状態にあるか断続状態にあるかにより、ONパ
ルス幅の誤差が同一であっても入力コンデンサ電圧のア
ンバランス（コンデンサ電圧E21とE22の大小）が逆にな
ることがわかる。
/DCコンバータ装置では、負荷に応じてリアクトル６の
電流が連続状態にあるか断続状態にあるかにより、ONパ
ルス幅の誤差が同一であっても入力コンデンサ電圧のア
ンバランス（コンデンサ電圧E21とE22の大小）が逆にな
ることがわかる。
ここで、コンデンサ電圧がアンバランスになった場合に
は、通常、各コンデンサ間の電圧差を検出し、こと電圧
差がゼロとなるように制御回路内部で補正をかける方法
が使われる。
は、通常、各コンデンサ間の電圧差を検出し、こと電圧
差がゼロとなるように制御回路内部で補正をかける方法
が使われる。
第８図はこのような補正機能を備えた定電圧制御回路の
ブロック図である。即ちこの回路は、第５図の構成要素
に加えて、コンデンサ電圧E21,E22の差ΔＶを調節器807
に入力し、この調節器807により生成したアンバランス
補正信号ｊを自動電圧調節器801の出力信号ａに加算す
る部分を備えている。
ブロック図である。即ちこの回路は、第５図の構成要素
に加えて、コンデンサ電圧E21,E22の差ΔＶを調節器807
に入力し、この調節器807により生成したアンバランス
補正信号ｊを自動電圧調節器801の出力信号ａに加算す
る部分を備えている。
このような構成のもとで、コンデンサ電圧E21,E22にア
ンバランスが生じると調節器807を介して電圧差ΔＶに
応じたアンバランス補正信号ｊが自動電圧調節器801の
出力信号ａに加算され、この加算結果が比較回路803に
入力される。これによって比較回路803の出力信号ｄの
パルス幅が補正されることになり、インバータ301のト
ランジスタ31〜34のONパルス幅とインバータ302のトラ
ンジスタ35〜38のONパルス幅とが等しくなってコンデン
サ電圧E21,E22がバランスする。すなわち電圧アンバラ
ンスが解消されることになる。
ンバランスが生じると調節器807を介して電圧差ΔＶに
応じたアンバランス補正信号ｊが自動電圧調節器801の
出力信号ａに加算され、この加算結果が比較回路803に
入力される。これによって比較回路803の出力信号ｄの
パルス幅が補正されることになり、インバータ301のト
ランジスタ31〜34のONパルス幅とインバータ302のトラ
ンジスタ35〜38のONパルス幅とが等しくなってコンデン
サ電圧E21,E22がバランスする。すなわち電圧アンバラ
ンスが解消されることになる。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、前述したようにリアクトル６の電流が連
続か断続かによりパルス幅の大小とコンデンサ電圧のア
ンバランス（コンデンサ電圧E21とE22の大小）とが逆に
なるにもかかわらず、上述した従来のアンバランス抑制
方式ではリアクトル６の電流状態とは無関係に電圧のア
ンバランスに応じて補正を行なっている。このため、リ
アクトル６の電流状態が連続から断続へ、または断続か
ら連続へ変わっても電圧補正の方向が同じであるため、
電圧のアンバランスを増長する方向に補正されてしまう
欠点があった。
続か断続かによりパルス幅の大小とコンデンサ電圧のア
ンバランス（コンデンサ電圧E21とE22の大小）とが逆に
なるにもかかわらず、上述した従来のアンバランス抑制
方式ではリアクトル６の電流状態とは無関係に電圧のア
ンバランスに応じて補正を行なっている。このため、リ
アクトル６の電流状態が連続から断続へ、または断続か
ら連続へ変わっても電圧補正の方向が同じであるため、
電圧のアンバランスを増長する方向に補正されてしまう
欠点があった。
この点に鑑み、図示されていないが、コンデンサ21,22
に対して並列に抵抗器を取付けることにより自動的にア
ンバランスを補正する方法が考えられる。しかるにこの
方法によると、抵抗器によってコンバータ装置全体が大
型化し、また抵抗損失による熱の発生、装置の効率の大
幅な低下等の新たな問題を生じていた。
に対して並列に抵抗器を取付けることにより自動的にア
ンバランスを補正する方法が考えられる。しかるにこの
方法によると、抵抗器によってコンバータ装置全体が大
型化し、また抵抗損失による熱の発生、装置の効率の大
幅な低下等の新たな問題を生じていた。
本発明は上記問題点を解消するためになされたもので、
その目的とするところは、負荷の状態に応じて最適なア
ンバランス補正を行ない、しかも抵抗器等を用いた場合
に生じる種々の不都合のない入力電圧アンバランス抑制
方法を提供することにある。
その目的とするところは、負荷の状態に応じて最適なア
ンバランス補正を行ない、しかも抵抗器等を用いた場合
に生じる種々の不都合のない入力電圧アンバランス抑制
方法を提供することにある。
（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、多重DC/DCコンバ
ータ装置を構成する複数の電力変換器の各入力コンデン
サの電圧アンバランスを補正する入力電圧アンバランス
抑制方法において、各入力コンデンサの電圧から検出し
た電圧差を調節器に入力し、この調節器から出力される
アンバランス補正信号の極性を、前記電圧差の絶対値が
設定値を超えた場合に反転させると共に、多重DC/DCコ
ンバータ装置の出力電圧の設定値と実際値との偏差がゼ
ロになるように動作する電圧調節器の出力信号と、この
出力信号に前記アンバランス補正信号を加算して得た信
号とを用いて各電力変換器のスイッチ素子に対する駆動
信号を生成するものである。
ータ装置を構成する複数の電力変換器の各入力コンデン
サの電圧アンバランスを補正する入力電圧アンバランス
抑制方法において、各入力コンデンサの電圧から検出し
た電圧差を調節器に入力し、この調節器から出力される
アンバランス補正信号の極性を、前記電圧差の絶対値が
設定値を超えた場合に反転させると共に、多重DC/DCコ
ンバータ装置の出力電圧の設定値と実際値との偏差がゼ
ロになるように動作する電圧調節器の出力信号と、この
出力信号に前記アンバランス補正信号を加算して得た信
号とを用いて各電力変換器のスイッチ素子に対する駆動
信号を生成するものである。
（作用） 多重DC/DCコンバータ装置の負荷が変化して出力側のリ
アクトルの電流状態（連続，断続）が変わると、補正す
るべき方向が逆転してコンデンサ電圧のアンバランスが
一層拡大し、電圧差が一定値以上となるので、本発明で
はこれを検出してその時のアンバランス補正信号の極性
を反転させることにより、正しい方向に電圧を補正す
る。
アクトルの電流状態（連続，断続）が変わると、補正す
るべき方向が逆転してコンデンサ電圧のアンバランスが
一層拡大し、電圧差が一定値以上となるので、本発明で
はこれを検出してその時のアンバランス補正信号の極性
を反転させることにより、正しい方向に電圧を補正す
る。
（実施例） 以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。
第１図はこの実施例に用いられる定電圧制御回路の構成
を示すものであり、第８図の構成要素と同一のものには
同一番号を付して詳述を省略し、以下、主として異なる
部分を中心に説明する。
を示すものであり、第８図の構成要素と同一のものには
同一番号を付して詳述を省略し、以下、主として異なる
部分を中心に説明する。
第１図において、調節器807に入力される加算器810から
の電圧差ΔＶは比較回路808にも入力され、この電圧差
ΔＶの絶対値が設定値Vaを超えた場合に比較回路808か
ら信号ｋが出力されるようになっている。一方、調節器
807の出力側には極性反転回路809が設けられており、調
節器807の出力であるアンバランス補正信号ｊ′が極性
反転回路809に入力される。そして、極性反転回路809で
は、比較回路808からの信号ｋの入力時にアンバランス
補正信号ｊ′の極性を反転し、アンバランス補正信号ｊ
として加算器811に出力するように構成されている。
の電圧差ΔＶは比較回路808にも入力され、この電圧差
ΔＶの絶対値が設定値Vaを超えた場合に比較回路808か
ら信号ｋが出力されるようになっている。一方、調節器
807の出力側には極性反転回路809が設けられており、調
節器807の出力であるアンバランス補正信号ｊ′が極性
反転回路809に入力される。そして、極性反転回路809で
は、比較回路808からの信号ｋの入力時にアンバランス
補正信号ｊ′の極性を反転し、アンバランス補正信号ｊ
として加算器811に出力するように構成されている。
以下、この動作を第２図を参照しつつ説明する。始め
に、アンバランス補正信号ｊが正極性である状態で第３
図に示したコンデンサ21,22の電圧はほぼE21＝E22とな
り、DC/DCコンバータ装置はコンデンサ電圧がバランス
した状態で動作している。いま、第２図の時刻t1で負荷
が変化し、リアクトル６の電流が断続から連続、または
連続から断続へ変化すると、補正するべき信号の極性
（補正するべき方向）は逆になるためコンデンサ電圧E
21,E22のアンバランスは次第に大きくなってくる。
に、アンバランス補正信号ｊが正極性である状態で第３
図に示したコンデンサ21,22の電圧はほぼE21＝E22とな
り、DC/DCコンバータ装置はコンデンサ電圧がバランス
した状態で動作している。いま、第２図の時刻t1で負荷
が変化し、リアクトル６の電流が断続から連続、または
連続から断続へ変化すると、補正するべき信号の極性
（補正するべき方向）は逆になるためコンデンサ電圧E
21,E22のアンバランスは次第に大きくなってくる。
そして、時刻t2においてコンデンサ電圧E21,E22間の電
圧差ΔＶの絶対値が設定値Vaより大きくなると比較回路
808がこれを検出して信号ｋを出力し、この信号ｋによ
り極性反転回路809によってアンバランス補正信号ｊ′
の極性を反転し、アンバランス補正信号ｊを得る。これ
により正しい補正方向のアンバランス補正信号ｊが得ら
れ、図示するように時刻t2以後にコンデンサ電圧E21,E
22のアンバランスが徐々に解消されていくことになる。
圧差ΔＶの絶対値が設定値Vaより大きくなると比較回路
808がこれを検出して信号ｋを出力し、この信号ｋによ
り極性反転回路809によってアンバランス補正信号ｊ′
の極性を反転し、アンバランス補正信号ｊを得る。これ
により正しい補正方向のアンバランス補正信号ｊが得ら
れ、図示するように時刻t2以後にコンデンサ電圧E21,E
22のアンバランスが徐々に解消されていくことになる。
すなわち、この実施例では、入力コンデンサ21,22の電
圧E21,E22から検出した電圧差ΔＶを調節器807に入力し
てアンバランス補正信号ｊ′を得ると共に、前記電圧差
ΔＶの絶対値が設定値Vaより大きくなると信号ｊ′の極
性を反転したアンバランス補正信号ｊを得る。このアン
バランス補正信号ｊは自動電圧調節器801の出力信号ａ
に加算され、比較回路803において鋸歯状波ｂと比較さ
れる信号ａ′を生成する。そして、比較回路803の出力
信号ｄに基づき、分配回路805から、第３図のインバー
タ301のトランジスタ31,34に対する駆動信号ｆと、トラ
ンジスタ32,33に対する駆動信号ｇとが出力される。
圧E21,E22から検出した電圧差ΔＶを調節器807に入力し
てアンバランス補正信号ｊ′を得ると共に、前記電圧差
ΔＶの絶対値が設定値Vaより大きくなると信号ｊ′の極
性を反転したアンバランス補正信号ｊを得る。このアン
バランス補正信号ｊは自動電圧調節器801の出力信号ａ
に加算され、比較回路803において鋸歯状波ｂと比較さ
れる信号ａ′を生成する。そして、比較回路803の出力
信号ｄに基づき、分配回路805から、第３図のインバー
タ301のトランジスタ31,34に対する駆動信号ｆと、トラ
ンジスタ32,33に対する駆動信号ｇとが出力される。
つまり、アンバランス補正信号ｊは、直接的には鋸歯状
波ｂと比較される信号ａの大きさを増減させ、結果とし
て駆動信号f,gのパルス幅を増減させることにより、入
力コンデンサ21,22の電圧E21,E22を等しくするように作
用する。
波ｂと比較される信号ａの大きさを増減させ、結果とし
て駆動信号f,gのパルス幅を増減させることにより、入
力コンデンサ21,22の電圧E21,E22を等しくするように作
用する。
ここで、アンバランス補正信号ｊ′の極性を反転させる
のは、電圧差ΔＶの絶対値が設定値Vaを超えた場合、現
在のアンバランス補正信号ｊ′とは逆極性のアンバラン
ス補正信号（＝ｊ）を加えれば、ΔＶの絶対値は減少方
向に向かい、これにより電圧差ΔＶが減少していくため
である。
のは、電圧差ΔＶの絶対値が設定値Vaを超えた場合、現
在のアンバランス補正信号ｊ′とは逆極性のアンバラン
ス補正信号（＝ｊ）を加えれば、ΔＶの絶対値は減少方
向に向かい、これにより電圧差ΔＶが減少していくため
である。
なお、本発明は、第３図に示したようなフルブリッジ方
式のインバータ301,302の代わりにハーフブリッジイン
バータを用いた方式のものでも全く同様に適用可能であ
り、また、２多重DC/DCコンバータ装置ばかりでなく、
更に多重のDC/DCコンバータ装置にも適用することがで
きる。
式のインバータ301,302の代わりにハーフブリッジイン
バータを用いた方式のものでも全く同様に適用可能であ
り、また、２多重DC/DCコンバータ装置ばかりでなく、
更に多重のDC/DCコンバータ装置にも適用することがで
きる。
（発明の効果） 以上のように本発明によれば、コンデンサ電圧のアンバ
ランスが拡大したことを検出してアンバランス補正信号
の極性を自動的に反転させるようにしたので、負荷状態
に変化があっても常に電圧アンバランスを解消する方向
に動作させることができる。また、従来の抵抗器を用い
たアンバランス抑制方式に比べてコンバータ装置の小型
軽量化、効率の向上を図ることが可能である。
ランスが拡大したことを検出してアンバランス補正信号
の極性を自動的に反転させるようにしたので、負荷状態
に変化があっても常に電圧アンバランスを解消する方向
に動作させることができる。また、従来の抵抗器を用い
たアンバランス抑制方式に比べてコンバータ装置の小型
軽量化、効率の向上を図ることが可能である。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例に用いられる定電圧制御回路
のブロック図、第２図はこの実施例の動作を説明する波
形図、第３図は２多重DC/DCコンバータ装置の主回路を
示す回路図、第４図はその動作波形図、第５図は第３図
のDC/DCコンバータ装置に用いられる定電圧制御回路の
ブロック図、第６図はその動作波形図、第７図はトラン
ジスタ動作、電流連続時及び電流断続時の動作波形図、
第８図は従来の電圧アンバランス抑制方式を実現する定
電圧制御回路のブロック図である。 １……直流電源、６……リアクトル 7,21,22……コンデンサ、301,302……インバータ 501,502……整流回路、801……自動電圧調節器 802……鋸歯状波発生回路 803,804,808……比較回路、805,806……分配回路 807……調節器、809……極性反転回路 810,811……加算器
のブロック図、第２図はこの実施例の動作を説明する波
形図、第３図は２多重DC/DCコンバータ装置の主回路を
示す回路図、第４図はその動作波形図、第５図は第３図
のDC/DCコンバータ装置に用いられる定電圧制御回路の
ブロック図、第６図はその動作波形図、第７図はトラン
ジスタ動作、電流連続時及び電流断続時の動作波形図、
第８図は従来の電圧アンバランス抑制方式を実現する定
電圧制御回路のブロック図である。 １……直流電源、６……リアクトル 7,21,22……コンデンサ、301,302……インバータ 501,502……整流回路、801……自動電圧調節器 802……鋸歯状波発生回路 803,804,808……比較回路、805,806……分配回路 807……調節器、809……極性反転回路 810,811……加算器
Claims (1)
- 【請求項１】多重DC/DCコンバータ装置を構成する複数
の電力変換器の各入力コンデンサの電圧アンバランスを
補正する入力電圧アンバランス抑制方法において、 各入力コンデンサの電圧から検出した電圧差を調節器に
入力し、この調節器から出力されるアンバランス補正信
号の極性を、前記電圧差の絶対値が設定値を超えた場合
に反転させると共に、 多重DC/DCコンバータ装置の出力電圧の設定値と実際値
との偏差がゼロになるように動作する電圧調節器の出力
信号と、この出力信号に前記アンバランス補正信号を加
算して得た信号とを用いて各電力変換器のスイッチ素子
に対する駆動信号を生成することを特徴とする多重DC/D
Cコンバータ装置の入力電圧アンバランス抑制方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33424588A JPH0757094B2 (ja) | 1988-12-30 | 1988-12-30 | 多重ｄｃ／ｄｃコンバータ装置の入力電圧アンバランス抑制方法 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33424588A JPH0757094B2 (ja) | 1988-12-30 | 1988-12-30 | 多重ｄｃ／ｄｃコンバータ装置の入力電圧アンバランス抑制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02184266A JPH02184266A (ja) | 1990-07-18 |
| JPH0757094B2 true JPH0757094B2 (ja) | 1995-06-14 |
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ID=18275169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33424588A Expired - Fee Related JPH0757094B2 (ja) | 1988-12-30 | 1988-12-30 | 多重ｄｃ／ｄｃコンバータ装置の入力電圧アンバランス抑制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0757094B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5020077B2 (ja) * | 2005-07-01 | 2012-09-05 | 株式会社日立メディコ | 電源装置及びこれを用いた磁気共鳴イメージング装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5899374B2 (ja) * | 2013-03-11 | 2016-04-06 | 株式会社日立製作所 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
-
1988
- 1988-12-30 JP JP33424588A patent/JPH0757094B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| JP5020077B2 (ja) * | 2005-07-01 | 2012-09-05 | 株式会社日立メディコ | 電源装置及びこれを用いた磁気共鳴イメージング装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02184266A (ja) | 1990-07-18 |
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